JP2637866B2 - 可変負荷半導体回路 - Google Patents
可変負荷半導体回路Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は可変負荷半導体回路に関
し、特にメタルマスタースライスによる可変負荷半導体
回路に関する。
し、特にメタルマスタースライスによる可変負荷半導体
回路に関する。
【0002】
【従来の技術】メタルマスタースライスによる可変負荷
半導体回路は、通常、半導体チップ内のある回路の出力
負荷又は発振回路の時定数負荷等として使用され、メタ
ルマスタースライスを行うことにより負荷の値(大き
さ)を可変させてディレイの大きさ又は発振周波数等を
可変できるようにしている。
半導体回路は、通常、半導体チップ内のある回路の出力
負荷又は発振回路の時定数負荷等として使用され、メタ
ルマスタースライスを行うことにより負荷の値(大き
さ)を可変させてディレイの大きさ又は発振周波数等を
可変できるようにしている。
【0003】従来のメタルマスタースライスによる可変
負荷回路の原理図を図7及び図8に示す。図7は可変負
荷としてのインピーダンス(Z1),インピーダンス
(Z2)が回路1の出力端子(e)12と出力端子
(b)14との間に並列接続され、並列動作する場合で
あり、図8は可変負荷としてのインピーダンス
(Z1),インピーダンス(Z2)が直列動作する場合の
ものである。
負荷回路の原理図を図7及び図8に示す。図7は可変負
荷としてのインピーダンス(Z1),インピーダンス
(Z2)が回路1の出力端子(e)12と出力端子
(b)14との間に並列接続され、並列動作する場合で
あり、図8は可変負荷としてのインピーダンス
(Z1),インピーダンス(Z2)が直列動作する場合の
ものである。
【0004】なお、図9と図11は夫々図7と図8のイ
ンピーダンスを容量とした場合であり、図10と図12
は夫々図7と図8のインピーダンスを抵抗にした回路で
ある。
ンピーダンスを容量とした場合であり、図10と図12
は夫々図7と図8のインピーダンスを抵抗にした回路で
ある。
【0005】従来のメタルマスタースライスによる可変
負荷回路の原理を図9を使用して説明すると、回路1の
出力端子(a)12と他方の端子(b)14との間に、
第1の負荷容量(C1)16と第2の負荷容量(C2)1
7が設けてあり、第2の負荷容量(C2)17と端子
(a)12との間に白抜き矢印で示す箇所又は第2の負
荷容量(C2)17と端子(b)14との間に黒矢印で
示す箇所にメタルマスタースライス部を設けてあるとす
る。
負荷回路の原理を図9を使用して説明すると、回路1の
出力端子(a)12と他方の端子(b)14との間に、
第1の負荷容量(C1)16と第2の負荷容量(C2)1
7が設けてあり、第2の負荷容量(C2)17と端子
(a)12との間に白抜き矢印で示す箇所又は第2の負
荷容量(C2)17と端子(b)14との間に黒矢印で
示す箇所にメタルマスタースライス部を設けてあるとす
る。
【0006】いま、回路1からみた端子(a)12と端
子(b)14との間の負荷容量をC0とすると、C0=C
1+C2となる。ここで第2の負荷容量(C2)17と端
子(a)12との間の白抜き矢印で示す箇所又は第2の
負荷容量(C2)17と端子(b)14との間の黒矢印
で示す箇所に設けたメタルマスタースライス部を何らか
の方法(例えばIC評価用針又はレーザーマスクリペア
等)で断線したとすると、回路1から見た端子(a)1
2と、端子(b)14との間の負荷容量C0′は、C0′
=C1へと可変する。この場合、下記数式1が成立す
る。
子(b)14との間の負荷容量をC0とすると、C0=C
1+C2となる。ここで第2の負荷容量(C2)17と端
子(a)12との間の白抜き矢印で示す箇所又は第2の
負荷容量(C2)17と端子(b)14との間の黒矢印
で示す箇所に設けたメタルマスタースライス部を何らか
の方法(例えばIC評価用針又はレーザーマスクリペア
等)で断線したとすると、回路1から見た端子(a)1
2と、端子(b)14との間の負荷容量C0′は、C0′
=C1へと可変する。この場合、下記数式1が成立す
る。
【0007】
【数1】C0(=C1+C2)>C0′(=C1)
【0008】同様に、図10では白抜き矢印又は黒矢印
で示すメタルマスタースライス部を断線する前と後での
回路1から見た端子(a)12と端子(b)14との間
の負荷抵抗を、夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5R6
/(R5+R6),R0′=R5となる。この場合、下記数
式2が成立する。
で示すメタルマスタースライス部を断線する前と後での
回路1から見た端子(a)12と端子(b)14との間
の負荷抵抗を、夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5R6
/(R5+R6),R0′=R5となる。この場合、下記数
式2が成立する。
【0009】
【数2】 R0{=R5R6/(R5+R6)}<R0′(=R5)
【0010】次に、図11について説明すると、回路1
の出力端子(a)12と端子(b)14との間に第1の
負荷容量(C1)16が設けてあり、端子(b)14と
端子(e)15との間に第2の負荷容量(C2)17が
設けてある。更に、端子(b)14と端子(e)15と
の間は短絡線20で接続されている。短絡線20には白
抜き矢印で示すメタルマスタースライス部が設けてある
とする。
の出力端子(a)12と端子(b)14との間に第1の
負荷容量(C1)16が設けてあり、端子(b)14と
端子(e)15との間に第2の負荷容量(C2)17が
設けてある。更に、端子(b)14と端子(e)15と
の間は短絡線20で接続されている。短絡線20には白
抜き矢印で示すメタルマスタースライス部が設けてある
とする。
【0011】いま、回路1から見た端子(a)12と端
子(e)15との間の負荷容量をC0とすると、端子
(b)14と端子(e)15は短絡線20によって短絡
しているので、C0=C1となる。ここで、短絡線20に
設けた白抜き矢印で示すメタルマスタースライス部を断
線すると、回路1からみた端子(a)12と端子(e)
15との間の負荷容量C0′は、C0′=C1C2 /C1+
C2へと可変する。この場合、下記数式3が成立する。
子(e)15との間の負荷容量をC0とすると、端子
(b)14と端子(e)15は短絡線20によって短絡
しているので、C0=C1となる。ここで、短絡線20に
設けた白抜き矢印で示すメタルマスタースライス部を断
線すると、回路1からみた端子(a)12と端子(e)
15との間の負荷容量C0′は、C0′=C1C2 /C1+
C2へと可変する。この場合、下記数式3が成立する。
【0012】
【数3】 C0(=C1)>C0′{=C1C2/(C1+C2)}
【0013】同様に図12では白抜き矢印で示すメタル
マスタースライス部を断線する前と後での回路1から見
た端子(a)12と端子(b)15との間の負荷抵抗を
夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5、 R0′=R5+R
6となり、この場合下記数式4が成立する。
マスタースライス部を断線する前と後での回路1から見
た端子(a)12と端子(b)15との間の負荷抵抗を
夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5、 R0′=R5+R
6となり、この場合下記数式4が成立する。
【0014】
【数4】R0(=R5)<R0′(=R5+R6)
【0015】
【発明が解決しようとする課題】数式1と数式3及び数
式2と数式4から分かるように、従来のメタルマスター
スライスによる可変負荷半導体回路では、インピーダン
スを容量にした場合、メタルマスタースライスを行う前
と行った後での負荷容量の大きさを比較すると、必ずメ
タルマスタースライスを行った後の方が行う前より負荷
容量の大きさが小さくなっている。また、インピーダン
スを抵抗にした場合は、メタルマスタースライスを行う
前と行った後での負荷抵抗の大きさを比較すると、必ず
メタルマスタースライスを行った後の方が行う前より負
荷抵抗の大きさが大きくなっている。
式2と数式4から分かるように、従来のメタルマスター
スライスによる可変負荷半導体回路では、インピーダン
スを容量にした場合、メタルマスタースライスを行う前
と行った後での負荷容量の大きさを比較すると、必ずメ
タルマスタースライスを行った後の方が行う前より負荷
容量の大きさが小さくなっている。また、インピーダン
スを抵抗にした場合は、メタルマスタースライスを行う
前と行った後での負荷抵抗の大きさを比較すると、必ず
メタルマスタースライスを行った後の方が行う前より負
荷抵抗の大きさが大きくなっている。
【0016】即ち、メタルマスタースライスによって容
量値は大きい方から小さい方へのみ可能で、また抵抗値
は小さい方から大きい方へのみ可能であり、その逆は不
可能という欠点があった。
量値は大きい方から小さい方へのみ可能で、また抵抗値
は小さい方から大きい方へのみ可能であり、その逆は不
可能という欠点があった。
【0017】
【課題を解決するための手段】本発明に係る半導体回路
は、端子aと端子bの間の第1のインピーダンスZ
1と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続された第1
の分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb(接地
側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容量Cbと
の間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2分圧容
量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設けられた
第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと接地G
NDの間に直列接続された第3の分圧容量Cc(電源
側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この第3の
分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点dと第3
の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電源VCC
との間に設けられた第2のメタルマスタースライス部
と、前記端子bに一端が接続された第2のインピーダン
スZ2と、前記接点cにゲートが接続されたNチャネル
トランジスタM1と、前記接点dにゲートが接続され前
記NチャネルトランジスタM1に並列に前記第2のイン
ピーダンスZ2の他端と前記端子aとの間に接続された
PチャネルトランジスタM2と、を有することを特徴と
する。
は、端子aと端子bの間の第1のインピーダンスZ
1と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続された第1
の分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb(接地
側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容量Cbと
の間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2分圧容
量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設けられた
第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと接地G
NDの間に直列接続された第3の分圧容量Cc(電源
側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この第3の
分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点dと第3
の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電源VCC
との間に設けられた第2のメタルマスタースライス部
と、前記端子bに一端が接続された第2のインピーダン
スZ2と、前記接点cにゲートが接続されたNチャネル
トランジスタM1と、前記接点dにゲートが接続され前
記NチャネルトランジスタM1に並列に前記第2のイン
ピーダンスZ2の他端と前記端子aとの間に接続された
PチャネルトランジスタM2と、を有することを特徴と
する。
【0018】また、本発明に係る他の可変負荷半導体回
路は、端子aと端子bの間の第1のインピーダンスZ1
と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続された第1の
分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb(接地
側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容量Cbと
の間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2分圧容
量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設けられた
第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと接地G
NDの間に直列接続された第3の分圧容量Cc(電源
側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この第3の
分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点dと第3
の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電源VCC
との間に設けられた第2のメタルマスタースライス部
と、前記端子bと端子eとの間に接続された第2のイン
ピーダンスZ2と、前記接点cにゲートが接続されたN
チャネルトランジスタM1と、前記接点dにゲートが接
続され前記NチャネルトランジスタM1に並列に前記端
子bと端子eとの間に接続されたPチャネルトランジス
タM2と、を有することを特徴とする。
路は、端子aと端子bの間の第1のインピーダンスZ1
と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続された第1の
分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb(接地
側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容量Cbと
の間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2分圧容
量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設けられた
第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと接地G
NDの間に直列接続された第3の分圧容量Cc(電源
側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この第3の
分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点dと第3
の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電源VCC
との間に設けられた第2のメタルマスタースライス部
と、前記端子bと端子eとの間に接続された第2のイン
ピーダンスZ2と、前記接点cにゲートが接続されたN
チャネルトランジスタM1と、前記接点dにゲートが接
続され前記NチャネルトランジスタM1に並列に前記端
子bと端子eとの間に接続されたPチャネルトランジス
タM2と、を有することを特徴とする。
【0019】
【作用】本発明においては、インピーダンスZ1,Z2を
容量にした場合には、メタルマスタースライス部を切断
した場合に、負荷容量値は小さい方から大きい方へ可変
であり、インピーダンスを抵抗にした場合には、メタル
マスタースライス部を切断した場合に、負荷容量値が大
きい方から小さい方へ可変である。
容量にした場合には、メタルマスタースライス部を切断
した場合に、負荷容量値は小さい方から大きい方へ可変
であり、インピーダンスを抵抗にした場合には、メタル
マスタースライス部を切断した場合に、負荷容量値が大
きい方から小さい方へ可変である。
【0020】なお、このメタルマスタースライス部は、
分圧容量を接続している金属パターン配線(通常アルミ
ニウムパターン配線)又はこの金属パターン配線を作成
するのに使用するマスク又はレティクルパターンに、例
えばIC評価用針又はレーザーマスクリペア等の何らか
の方法により断線させることを目的とした部品を設ける
ことにより構成できる。
分圧容量を接続している金属パターン配線(通常アルミ
ニウムパターン配線)又はこの金属パターン配線を作成
するのに使用するマスク又はレティクルパターンに、例
えばIC評価用針又はレーザーマスクリペア等の何らか
の方法により断線させることを目的とした部品を設ける
ことにより構成できる。
【0021】
【実施例】次に、本発明の実施例について添付の図面を
参照して具体的に説明する。
参照して具体的に説明する。
【0022】先ず、本発明の原理を図1,2を参照して
説明する。図1は可変負荷としてのインピーダンス(Z
1)2,インピーダンス(Z2)3が並列動作する場合で
あり、図2は可変負荷としてのインピーダンス(Z1)
2,インピーダンス(Z2)3が直列動作する場合のも
のである。なお、図3と図5は夫々図1と図2のインピ
ーダンスを容量にした場合の具体例であり、図4と図6
は夫々図1と図2のインピーダンスを抵抗にした場合の
具体例である。
説明する。図1は可変負荷としてのインピーダンス(Z
1)2,インピーダンス(Z2)3が並列動作する場合で
あり、図2は可変負荷としてのインピーダンス(Z1)
2,インピーダンス(Z2)3が直列動作する場合のも
のである。なお、図3と図5は夫々図1と図2のインピ
ーダンスを容量にした場合の具体例であり、図4と図6
は夫々図1と図2のインピーダンスを抵抗にした場合の
具体例である。
【0023】図3について説明すると、回路1の出力端
子(a)12と他方の端子(b)14との間に、第1の
負荷容量(C1)16が設けられており、端子(a)1
2と端子(f)13との間に、Nチャネルトランジスタ
(M1)4とPチャネルトランジスタ(M2)5が並列接
続されており、端子(f)13と端子(b)14との間
には第2の負荷容量(C2)17が設けられている。こ
のNチャネルトランジスタ(M1)4のゲートは、電源
VCCと接地GNDの間に直列に接続された第1の分圧容
量(Ca)6(電源側)と分圧容量(Cb)7(接地側)
との間の接点(c)10に接続されている。また、Pチ
ャネルトランジスタ(M2)5のゲートは電源VCCと接
地GNDの間に直列に接続された第3の分圧容量
(CC)8(電源側)と第4の分圧容量(Cd)9(接地
側)の間の接点(d)11に接続されており、第2の分
圧容量(Cb)7と接点(c)10との間、第2の分圧
容量(Cb)7と接地GNDとの間、第3の分圧容量
(Cc)8と接点(d)11との間、及び第3の分圧容
量(CC)8と電源VCCとの間に白抜き矢印又は黒矢印
で示すメタルマスタースライス部が具備されている。
子(a)12と他方の端子(b)14との間に、第1の
負荷容量(C1)16が設けられており、端子(a)1
2と端子(f)13との間に、Nチャネルトランジスタ
(M1)4とPチャネルトランジスタ(M2)5が並列接
続されており、端子(f)13と端子(b)14との間
には第2の負荷容量(C2)17が設けられている。こ
のNチャネルトランジスタ(M1)4のゲートは、電源
VCCと接地GNDの間に直列に接続された第1の分圧容
量(Ca)6(電源側)と分圧容量(Cb)7(接地側)
との間の接点(c)10に接続されている。また、Pチ
ャネルトランジスタ(M2)5のゲートは電源VCCと接
地GNDの間に直列に接続された第3の分圧容量
(CC)8(電源側)と第4の分圧容量(Cd)9(接地
側)の間の接点(d)11に接続されており、第2の分
圧容量(Cb)7と接点(c)10との間、第2の分圧
容量(Cb)7と接地GNDとの間、第3の分圧容量
(Cc)8と接点(d)11との間、及び第3の分圧容
量(CC)8と電源VCCとの間に白抜き矢印又は黒矢印
で示すメタルマスタースライス部が具備されている。
【0024】いま、トランジスタM1,M2の各内部抵抗
及び閾値の大きさを夫々r1,r2及びVTN,VTPとし、
トランジスタM1,M2のゲート容量をCM1,CM2として
電源電圧をVCCとすると、端子(c)10の電位VC は
VC={Ca/(Ca+Cb+CM1)}VCC[V]となり、
端子(d)11の電位Vd はVd={CC/(CC+Cd+
CM2)}VCC[V]となる。VC <VTN[V]且つVd
>VCC−VTP[V]であれば、トランジスタM1,M2は
不導通である。従って、下記数式5、6が成立すれば、
トランジスタM1,M2は不導通である。
及び閾値の大きさを夫々r1,r2及びVTN,VTPとし、
トランジスタM1,M2のゲート容量をCM1,CM2として
電源電圧をVCCとすると、端子(c)10の電位VC は
VC={Ca/(Ca+Cb+CM1)}VCC[V]となり、
端子(d)11の電位Vd はVd={CC/(CC+Cd+
CM2)}VCC[V]となる。VC <VTN[V]且つVd
>VCC−VTP[V]であれば、トランジスタM1,M2は
不導通である。従って、下記数式5、6が成立すれば、
トランジスタM1,M2は不導通である。
【0025】
【数5】 {Ca/(Ca+Cb+CM1)}VCC<VTN[V] 且つ
【0026】
【数6】 {(CC+CM2)/(CC+Cd+CM2)}VCC>VCC−VTP[V]
【0027】このため、回路1から見た端子(a)12
と端子(b)14との間の負荷容量C0はC0=C1であ
る。ここで、第2の分圧容量(Cb)7と接点(c)1
0との間又は第2の分圧容量(Cb)7と接地GNDと
の間及び第3の分圧容量(Cc)8と接点(d)11と
の間又は第3の分圧容量(Cc)8と電源VCCとの間に
白抜き矢印又は黒矢印で示すメタルマスタースライス部
を何らかの方法で断線したとすると、端子(c)10の
電位VC ′はVC′={Ca/(Ca+CM1)}・VCC
[V]となり、端子(d)11の電位Vd′はVd′=
{CM2/(Cd+CM2)}[V]となる。
と端子(b)14との間の負荷容量C0はC0=C1であ
る。ここで、第2の分圧容量(Cb)7と接点(c)1
0との間又は第2の分圧容量(Cb)7と接地GNDと
の間及び第3の分圧容量(Cc)8と接点(d)11と
の間又は第3の分圧容量(Cc)8と電源VCCとの間に
白抜き矢印又は黒矢印で示すメタルマスタースライス部
を何らかの方法で断線したとすると、端子(c)10の
電位VC ′はVC′={Ca/(Ca+CM1)}・VCC
[V]となり、端子(d)11の電位Vd′はVd′=
{CM2/(Cd+CM2)}[V]となる。
【0028】VC ′={Ca/(Ca+CM1)}VCC>V
TN[V]、Vd′={CM2/(Cd+CM2)}VCC<VCC
−VTP[V]であれば、トランジスタM1,M2は導通す
る。このときトランジスタの内部抵抗r1 ,r2が無視
できるような値であれば回路1からみた端子(a)12
と端子(b)14との負荷容量C0′はC0′=C1+C2
へと可変する。この場合、下記数式7が成立する。
TN[V]、Vd′={CM2/(Cd+CM2)}VCC<VCC
−VTP[V]であれば、トランジスタM1,M2は導通す
る。このときトランジスタの内部抵抗r1 ,r2が無視
できるような値であれば回路1からみた端子(a)12
と端子(b)14との負荷容量C0′はC0′=C1+C2
へと可変する。この場合、下記数式7が成立する。
【0029】
【数7】 C0(=C1)<C0′(=C1+C2)
【0030】同様に、図3では白抜き矢印又は黒矢印で
示すメタルマスタースライス部を断線する前と後での回
路1から見た端子(a)12と端子(b)14との間の
負荷抵抗を夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5、R0′
=R5R6/(R5+R6)となり、この場合、下記数式8
が成立する。
示すメタルマスタースライス部を断線する前と後での回
路1から見た端子(a)12と端子(b)14との間の
負荷抵抗を夫々R0 ,R0′とすると、R0=R5、R0′
=R5R6/(R5+R6)となり、この場合、下記数式8
が成立する。
【0031】
【数8】 R0(=R5)>R0′{=R5R6/(R5+R6)}
【0032】更に、図4においても、同様にして白抜き
矢印又は黒矢印で示すメタルマスタースライス部を断線
する前と後での回路1からみた端子(a)12と端子
(e)15との間の負荷容量C0,C0′はC0=C1C2
/(C1+C2)、C0′=C1となり、この場合下記数式
9が成立する。
矢印又は黒矢印で示すメタルマスタースライス部を断線
する前と後での回路1からみた端子(a)12と端子
(e)15との間の負荷容量C0,C0′はC0=C1C2
/(C1+C2)、C0′=C1となり、この場合下記数式
9が成立する。
【0033】
【数9】 C0{=C1C2/(C1+C2)}<C0′(=C1)
【0034】同様に、図5でのメタルマスタースライス
部を断線する前と後での回路1から見た端子(a)12
と端子(e)15との間の負荷抵抗R0,R0′はR0=
R5+R6、R0′=R5となり、この場合下記数式10が
成立する。
部を断線する前と後での回路1から見た端子(a)12
と端子(e)15との間の負荷抵抗R0,R0′はR0=
R5+R6、R0′=R5となり、この場合下記数式10が
成立する。
【0035】
【数10】R0(=R5+R6)>R0′(=R5)
【0036】このように、数式7と数式9から明らかな
ように、インピーダンスを容量にした場合には、メタル
マスタースライスによって負荷容量値を小さい方から大
きい方へ可変である。一方、数式8と数式10から明ら
かなように、インピーダンスを抵抗にした場合には、メ
タルマスタースライスによって負荷抵抗値を大きい方か
ら小さい方へ可変である。
ように、インピーダンスを容量にした場合には、メタル
マスタースライスによって負荷容量値を小さい方から大
きい方へ可変である。一方、数式8と数式10から明ら
かなように、インピーダンスを抵抗にした場合には、メ
タルマスタースライスによって負荷抵抗値を大きい方か
ら小さい方へ可変である。
【0037】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るメタ
ルマスタースライスによる可変負荷半導体回路によれ
ば、インピーダンスを容量にした場合、メタルマスター
スライスによって負荷容量値は小さい方から大きい方へ
と可能である。また、インピーダンスを抵抗にした場合
は、メタルマスタースライスによって負荷抵抗値は大き
い方から小さい方へと可能である。このように、本発明
は、従来のメタルマスタースライスによる可変負荷半導
体回路では不可能であった動作を可能にし、極めて実益
が高い。
ルマスタースライスによる可変負荷半導体回路によれ
ば、インピーダンスを容量にした場合、メタルマスター
スライスによって負荷容量値は小さい方から大きい方へ
と可能である。また、インピーダンスを抵抗にした場合
は、メタルマスタースライスによって負荷抵抗値は大き
い方から小さい方へと可能である。このように、本発明
は、従来のメタルマスタースライスによる可変負荷半導
体回路では不可能であった動作を可能にし、極めて実益
が高い。
【図1】本発明の原理を説明する回路図であり、可変負
荷としてのインピーダンスが並列動作する場合のもので
ある。
荷としてのインピーダンスが並列動作する場合のもので
ある。
【図2】同じく本発明の原理を説明する回路図であり、
可変負荷としてのインピーダンスが直列動作する場合で
ある。
可変負荷としてのインピーダンスが直列動作する場合で
ある。
【図3】図1のインピーダンスを容量にした場合の実施
例である。
例である。
【図4】図1のインピーダンスを抵抗にした場合の実施
例である。
例である。
【図5】図2のインピーダンスを容量にした場合の実施
例であり。
例であり。
【図6】図2のインピーダンスを抵抗にした場合の実施
例である。
例である。
【図7】従来の回路の原理を示す回路図であり、可変負
荷としてのインピーダンスが並列動作する場合のもので
ある。
荷としてのインピーダンスが並列動作する場合のもので
ある。
【図8】従来の回路の原理を示す回路図であり、可変負
荷としてのインピーダンスが直列動作する場合のもので
ある。
荷としてのインピーダンスが直列動作する場合のもので
ある。
【図9】図7のインピーダンスを容量にした場合の実施
例である。
例である。
【図10】図7のインピーダンスを抵抗にした場合の実
施例である。
施例である。
【図11】図8のインピーダンスを容量にした場合の実
施例である。
施例である。
【図12】図8のインピーダンスを抵抗にした場合の実
施例である。
施例である。
1;回路 2;第1のインピーダンス 3;第2のインピーダンス 4;Nチャネルトランジスタ 5;Pチャネルトランジスタ 6;第1の分圧抵抗 7;第2の分圧抵抗 8;第3の分圧抵抗 9;第4の分圧抵抗 10;接点(c) 11;接点(d) 12;端子(a) 13;端子(f) 14;端子(b) 15;端子(e) 16;第1の負荷容量 17;第2の負荷容量 18;第1の負荷抵抗 19;第2の負荷抵抗 20;短絡線
Claims (2)
- 【請求項1】 端子aと端子bの間の第1のインピーダ
ンスZ1と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続され
た第1の分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb
(接地側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容
量Cbとの間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2
分圧容量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設け
られた第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと
接地GNDの間に直列接続された第3の分圧容量C
c(電源側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この
第3の分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点d
と第3の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電
源VCCとの間に設けられた第2のメタルマスタースライ
ス部と、前記端子bに一端が接続された第2のインピー
ダンスZ2と、前記接点cにゲートが接続されたNチャ
ネルトランジスタM1と、前記接点dにゲートが接続さ
れ前記NチャネルトランジスタM1に並列に前記第2の
インピーダンスZ2の他端と前記端子aとの間に接続さ
れたPチャネルトランジスタM2と、を有することを特
徴とする可変負荷半導体回路。 - 【請求項2】 端子aと端子bの間の第1のインピーダ
ンスZ1と、電源VCCと接地GNDの間に直列接続され
た第1の分圧容量Ca(電源側)及び第2の分圧容量Cb
(接地側)と、この第1の分圧容量Caと第2の分圧容
量Cbとの間の接点cと第2分圧容量Cbとの間又は第2
分圧容量Cbと接地GNDとの間を接続する部分に設け
られた第1のメタルマスタースライス部と、電源VCCと
接地GNDの間に直列接続された第3の分圧容量C
c(電源側)及び第4の分圧容量Cd(接地側)と、この
第3の分圧容量Ccと第4の分圧容量Cdとの間の接点d
と第3の分圧容量Ccとの間又は第3の分圧容量Ccと電
源VCCとの間に設けられた第2のメタルマスタースライ
ス部と、前記端子bと端子eとの間に接続された第2の
インピーダンスZ2と、前記接点cにゲートが接続され
たNチャネルトランジスタM1と、前記接点dにゲート
が接続され前記NチャネルトランジスタM1に並列に前
記端子bと端子eとの間に接続されたPチャネルトラン
ジスタM2と、を有することを特徴とする可変負荷半導
体回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18689091A JP2637866B2 (ja) | 1991-06-30 | 1991-06-30 | 可変負荷半導体回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18689091A JP2637866B2 (ja) | 1991-06-30 | 1991-06-30 | 可変負荷半導体回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0513731A JPH0513731A (ja) | 1993-01-22 |
JP2637866B2 true JP2637866B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=16196482
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18689091A Expired - Fee Related JP2637866B2 (ja) | 1991-06-30 | 1991-06-30 | 可変負荷半導体回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2637866B2 (ja) |
-
1991
- 1991-06-30 JP JP18689091A patent/JP2637866B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0513731A (ja) | 1993-01-22 |
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Legal Events
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