JP2605907B2

JP2605907B2 - Ａｇｃ回路

Info

Publication number: JP2605907B2
Application number: JP1412390A
Authority: JP
Inventors: 政晴佐藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1990-01-23
Filing date: 1990-01-23
Publication date: 1997-04-30
Anticipated expiration: 2012-04-30
Also published as: JPH03217107A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、強入力特性を重視する車載用のFMチューナ
等に用いられるAGC回路に関するものである。

従来の技術第４図は、代表的な車載用FMチューナのブロック構成
図である。アンテナ１で受信されたアンテナ入力信号は
RFアンプ２で増幅された後、ミキサー３に入力される。
ミキサー３はRFアンプ２のRF出力信号と局部発振器４の
局部発振出力とをミキシングし、その出力に接続された
セラミックフィルタ等の狭帯域フィルタ３の出力から中
間周波数の信号を抽出し、その中間周波数の信号が所定
レベルとなるようにリミッタアンプ７で増幅する。FM検
波器８はその出力信号をFM検波し、FM検波器８の出力端
子11からオーディオ信号を出力する。一方、狭帯域フィ
ルタ６を通さないミキサー３の出力信号を端子９からAG
C制御回路５に入力し、その信号レベルをAGC制御回路５
で検波し、端子10から得られるAGC制御電圧をRFアンプ
２へ加えることでAGCを行っている。このように、広帯
域のミキサー出力信号レベルを検出し、RFアンプ２の利
得を制御することで、相互変調妨害等によるS/N比の悪
化や入力感度の抑圧を少なくすることが従来より行われ
ている。

このような目的で使用される従来のAGC制御回路の回
路構成を第５図に示す。第５図中の端子９と端子10は、
第４図中の９と10に対応し、第５図において、回路ブロ
ック12はバッファ回路を兼ねた差動アンプ、回路ブロッ
ク13はレベル検波器を兼ねたAGC制御電圧出力部であ
る。15は差動アンプの出力端子またはレベル検波器の入
力端子、16は結合コンデンサ、17,18は定電流源、19,20
はNPNトランジスタ、21、22はPNPトランジスタであり、
NPNトランジスタ19,20およびPNPトランジスタ21,22はそ
れぞれカレントミラー回路を構成している。なお、30は
電源電圧が与えられる電源端子である。

そして、端子９から入力されるミキサー３の広帯域な
出力信号は差動アンプ12によって増幅され、端子15と結
合コンデンサ16を介してトランジスタ20のベースに加え
られる。トランジスタ20の直流バイアス電流は、定電流
源17によって設定され、定電流源18の電流が定電流源17
の電流値より大きく設定されている。このため、ミキサ
ー３の出力信号が小さいとき、トランジスタ22が飽和状
態となり、端子10はハイレベルとなる。逆に、ミキサー
３の出力信号が大きくなり所定レベル以上になると、ト
ランジスタ20のコレクタ電流が定電流源18の値より大き
くなり、信号レベルの検出が行われる。そして、端子10
に接続されたコンデンサ14で検出電圧の平滑がなされ、
端子10よりAGC制御電圧を出力し、このAGC制御電圧を第
４図中のRFアンプ２に加えて、RFアンプ２の利得を制御
する。このようにして、FMチューナのAGC動作が行われ
ていた。

発明が解決しようとする課題しかしながら、従来のAGC回路では、次のような問題
点があった。

端子10のAGC制御電圧は、端子９の入力信号のレベル
が小さいとき、PNPトランジスタが飽和状態になったま
ま、ほぼ電源電圧V_CCに近い値になる。しかし、RFアン
プ２は通常デュアルゲートMOS・FETを用いて構成され、
それの第２ゲートへ端子10のAGC制御電圧が供給され
る。この時、デュアルゲートMOS・FETで構成されるRFア
ンプは、第２ゲートの電圧が高いほど、利得が大きくな
るが、ダイナミックレンジの関係から、ドレイン電圧よ
り１〜2V程度低く設定しなければならない。しかるに、
AGC制御電圧を出力する端子10の出力電圧は、ハイレベ
ルがほぼ電源電圧V_CCとなり、その電圧が高すぎること
から、低下させなければならなかった。これを、単純に
低下させることは容易であるが、電源電圧の依存性、温
度特性等が周辺回路に悪影響を及ぼす。

更に、車載用FMチューナの場合、高速で移動しながら
信号を受信するため、アンテナ入力信号のレベルが短時
間に大きく変動し、AGC回路の応答速度が重要な要素と
なり、応答速度が早いだけでは不都合である。即ち、ア
ンテナ入力信号のレベル変化に対するAGCの追従性が早
すぎても遅すぎても、オーディオ出力の音量が間欠的に
変動したり、S/Nが間欠的に変動したりして、聞きずら
い音になってしまう。

ところが、第５図の従来例では、AGC制御電圧を出力
する端子10の立ち上がりは、定電流源18と17の電流値の
差およびコンデンサ14の容量値で決まるが、端子10の出
力電圧の立ち下がりは、端子９に入力される信号レベル
によって大きく異なる。例えば、端子９の信号レベルが
非常に大きくなった時、トランジスタ20のコレクタ電流
はそれにほぼ比例して大きくなり、大きな電流でコンデ
ンサ14に蓄積された電荷を引き込むため、立ち上がりに
比べて非常に早く応答する。従って、ごく短時間のうち
にアンテナ入力信号が大きくなって、再び小さくなった
とすると、AGCが深くかかり過ぎて、元の状態に戻るま
でに時間が長くかかって、しばらく音声が途切れる現象
が起きる。このように、AGCの時定数は、車載したFMチ
ューナを移動しながら受信する際に、自然な聴感を維持
するための重要な要素となる。

本発明は、以上のような問題点を解決し、高性能なFM
チューナを実現できるAGC回路を提供するものである。

課題を解決するための手段本発明のAGC回路は、第１ゲートに入力されるアンテ
ナ入力信号を増幅し、第２ゲートに入力される制御電圧
で利得を制御してRF出力信号のレベルを安定化するデュ
アルゲートMOS・FETを含んだRFアンプ（33）と、前記RF
出力信号と局部発振出力とをミキシングするミキサー
と、前記ミキサーの出力信号のレベルを検波するレベル
検波器（36〜38）と、第１の定電流源を成す第１のトラ
ンジスタ（23）のコレクタにエミッタ共通接続点を接続
したトランジスタ対（25,26）から成り、所定電位と前
記レベル検波器の出力信号とを比較する差動アンプと、
前記差動アンプの出力電流をミラー反転するカレントミ
ラー回路（27,28）と、第２の定電流源を成す第２のト
ランジスタ（22）のコレクタにエミッタを接続し、ベー
スに電源電圧より低い所定電位のバイアスが与えられる
第３のトランジスタ（24）と、前記カレントミラー回路
の出力と前記第３のトランジスタのコレクタとの接続点
に接続されたコンデンサ（14）とを具備し、前記コンデ
ンサの出力電圧を前記制御電圧として前記第２ゲートに
与える構成である。

作用上記の構成により、差動アンプがミキサーの出力レベ
ルを検出し、カレントミラー回路を介してコンデンサに
蓄積された電荷を放電する。コンデンサの充電は第３の
トランジスタのコレクタ電流でなされる。AGC制御電圧
は、第３のトランジスタのコレクタ電流とカレントミラ
ー回路の出力電流との差の電流でコンデンサの充放電が
なされ、電流制限された電流駆動によって時定数が定ま
り、アンテナ入力信号の急激な変化には追従しない。こ
のため、元のアンテナ入力信号のレベルに戻った時に、
もとのAGC制御電圧に戻りやすく、高速で移動しても音
声が途切れないAGC動作が行われる。

実施例以下、本発明のAGC回路について、図面を参照しなが
ら説明する。第１図は本発明のAGC回路の一実施例に係
る要部の回路構成図であり、この図において、10はAGC
制御電圧の出力端子、14はコンデンサ、20は定電流源、
21〜26はPNPトランジスタ、27,28はNPNトランジスタ、2
9は第４図中のミキサー３の出力レベルの検出信号が入
力される端子、32は比較用の直流電圧が入力される端
子、30は電源端子、31は所定の直流バイアス電圧が与え
られる端子である。

そして、PNPトランジスタ22と23は、定電流源20の電
流をミラー反転して相対関係を持つ定電流源を成し、PN
Pトランジスタ23のコレクタにエミッタ共通接続点を接
続したPNPトランジスタの対（25,26）は差動アンプを成
し、NPNトランジスタ27,28はカレントミラー回路を成
し、差動アンプの出力電流をミラー反転すると共に電流
を２倍に増幅する。PNPトランジスタ22のコレクタにエ
ミッタを接続したPNPトランジスタ24は、ベースに端子3
1からの直流電圧が与えられ、通常、電源電圧より１〜2
V程度低い電圧が与えられ、NPNトランジスタ28の負荷用
電流源として機能する。

差動アンプ（25,26）は、端子29に入力されるミキサ
ーの出力レベルの検出信号を、端子32から入力される所
定の直流電圧と比較し、カレントミラー回路（27,28）
を通じて出力信号を端子10に出力し、その出力信号をコ
ンデンサ14で平滑して、AGC制御電圧を得る。

この時の直流レベルの関係を示す第２図を用いて、回
路動作を以下に説明する。第２図では、端子29の電圧を
V₂₉、端子32の電圧をV₃₂として示しており、無信号時に
V₂₉がV₃₂に比べてΔＶだけ低くなるように設定してい
る。そして、ミキサーの信号レベルが大きくなると、第
２図中の右半分のようなレベル関係となり、V₃₂に比べ
てV₂₉が大きくなる斜線部分が多くなり、トランジスタ2
5が導通する期間が長くなって、出力端子10の平滑出力
の電圧が低下する。

ここで、出力端子10に出力されるAGC制御電圧をV₁₀、
端子31に印加される電圧をV₃₁、トランジスタ24のベー
ス・エミッタ間電圧をV_BE(24)、トランジスタ24のコレ
クタ・エミッタ間電圧をV_CE(24)とすると、AGC制御電圧
V₁₀は次式で表せる。

V₁₀＝V₃₁＋V_BE(24)−V_CE(24) …‥（１）そして、弱電界でアンテナ入力信号のレベルが小さい
時には、トランジスタ25およびトランジスタ（27,28）
が導通しないため、トランジスタ24は飽和状態になって
いる。この時トランジスタ24のコレクタ・エミッタ間電
圧がゼロとすると、V₁₀は次式となる。

V₁₀＝V₃₁＋V_BE(24) …‥（２）トランジスタのベース・エミッタ間電圧は約0.7Vで一
定のため、端子10のハイレベルは、端子31に与えられる
直流バイアス電圧（V₃₁）でほぼ決定される。

次に、アンテナ入力信号のレベルが大きくなって、所
定の基準電位が入力される端子32より、ミキサーの出力
レベルの検出信号が入力される端子29の電圧が高くなっ
た場合を考える。この時、トランジスタ25が導通し、同
時にカレントミラー回路を構成するトランジスタ27,28
も導通する。そして、端子29の電圧がある値以上になる
と、トランジスタ26が完全に遮断して、トランジスタ23
のコレクタ電流が全てトランジスタ25に流れ、トランジ
スタ28のコレクタ電流は、定電流負荷となるトランジス
タ24の動作電流を設定するトランジスタ22のコレクタ電
流の２倍の電流が流れ、端子10のAGC制御電圧をほぼ接
地電位になる電位まで低下し得る。

次に、AGC制御電圧の応答速度について考える。アン
テナ入力信号が小さくなる時には、トランジスタ28のコ
レクタ電流はほぼゼロであり、コンデンサ14にトランジ
スタ24のコレクタ電流によって充電電流を与える。この
充電電流は定電流源20の電流値で決まり、その電流値を
I₀とし、コンデンサ14の容量値をＣとし、AGC制御電圧V
₁₀がゼロからV₁₀（Ｈ）まで立ち上がるとすると、V₁₀の
立ち上がり時間trはCV₁₀（Ｈ）/I₀となる。

逆に、アンテナ入力信号が大きくなる時には、NPNト
ランジスタ28のコレクタ電流とPNPトランジスタ24のコ
レクタ電流との差の電流がコンデンサ14の放電電流とな
り、トランジスタ28のコレクタ電流の最大値をトランジ
スタ24のコレクタ電流の２倍に設定していれば、充電電
流I₀と等しい電流値で放電電流で放電することになり、
AGC制御電圧V₁₀がV₁₀（Ｈ）からゼロまで立ち下がると
すると、AGC制御電圧V₁₀の立ち下がり時間tfは、CV
₁₀（Ｈ）/I₀となり、立ち上がり時間trと立ち下がり時
間tfとがほぼ等しくなる。

すると、高速で移動することによって、アンテナ入力
信号が短時間に大きくなった後に再び小さくなった場
合、制限された駆動電流でコンデンサ14の電荷をゆっく
り放電して、AGC制御電圧をゆっくり低下させ、RFアン
プの利得を急激に低下させない。従って、アンテナ入力
信号が再び小さくなった時、AGC制御電圧が元の状態に
戻るまでの時間が短くなり、音声が途切れることの無い
安定な受信状態が保てるAGC動作が行われる。特に、車
載用FMチューナの実走テストにおいては、AGC制御電圧
の立ち上がりと立ち下がりの時定数がほぼ等しい時に良
好な特性が得られ、定電流負荷（トランジスタ24）の電
流値に対して、ドライブ電流（トランジスタ28のコレク
タ電流）の最大値を約２倍に設定することによって得ら
れる。

次に、レベル検波器ならびにAGC制御回路とその周辺
回路を含む具体的な実施例について、第３図を用いて説
明する。第３図中の9,10および20〜32は要部回路構成図
の第１図と同様であり、その説明を省略する。

RFアンプ33は、デュアルゲートMOS・FETを用いて構成
し、その第１ゲートにアンテナ入力信号が入力され、そ
れを増幅する。また、第２ゲートに端子10からのAGC制
御電圧が入力され、AGC制御電圧に応じて利得が制御さ
れ、RF出力信号のレベルを安定化する。

ミキサー３は、RFアンプ33のRF出力信号と局部発振器
４（図示せず）の出力信号をミキシングし、その出力信
号を端子９に出力する。

差動アンプ34は、ミキサー３の出力信号を増幅する機
能とバッファ機能とを兼ねている。

レベル検波器35は、エミッタとコレクタのそれぞれを
共通接続したNPNトランジスタ36,37の対によって、差動
アンプ34の出力信号を両波整流し、その出力信号をコン
デンサ38によって平滑する。

NPNトランジスタ41は、差動アンプ34の互いに逆相の
２つの出力信号の中点電位を出力して、交流成分を打ち
消した直流電位を出力し、差動アンプ（25,26）用の基
準電位を発生するものである。

ダイオード39と42は、レベルシフト用のものであり、
差動アンプ（25,26）のベース入力に適切な電位を与え
る。そして、抵抗40は、第２図中のΔＶに相当する電圧
降下を発生し、端子32と端子29に所定の電位差を与え
る。従って、差動アンプを構成するPNPトランジスタ25
と26は、不平衡状態で動作し、前述した第１図に関する
説明のように動作する。

また、AGC制御回路の出力部の定電流負荷を構成するP
NPトランジスタ24は、電源端子30に縦続接続された複数
のダイオードによって、電源電圧V_CCよりダイオード電
圧（0.7V）の３個分低い電位が与えられ、PNPトランジ
スタ24のエミッタ電位を電源電圧V_CCよりダイオード２
個分低い電位にし、前記（２）式で表せるAGC制御電圧
のハイレベルにダイオード２個分の温度特性を持たせ、
デュアルゲートMOS・FETで構成されるRFアンプ２の利得
制御特性の温度補償を行う。

発明の効果以上のように、本発明のAGC回路は、AGC制御電圧の時
定数が電流制限付きの電流駆動によって定まり、アンテ
ナ入力信号の急激な変化には追従しないため、元のアン
テナ入力信号のレベルに戻った時に、もとのAGC制御電
圧に戻りやすく、高速で移動しても音声が途切れない受
信状態が保たれるAGC動作が行われるという格別の効果
を奏する。特に、車載用FMチューナの実走テストにおい
ては、AGC制御電圧の立ち上がりと立ち下がりの時定数
がほぼ等しい時に良好な特性が得られる。また、第３の
トランジスタのベースバイアス回路を複数のダイオード
で構成して、RFアンプの利得制御特性の温度補償がなさ
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のAGC回路に係わる一実施例の要部の回
路構成図、第２図は動作を説明するための図、第３図は
第１図の要部回路と周辺回路とを含む一実施例の回路構
成図、第４図は従来のカーラジオのFMチューナ部のブロ
ック構成図、第５図は従来のAGCの制御回路の回路構成
図である。 10……AGC制御電圧の出力端子、14……コンデンサ、20
……定電流源、21〜26……PNPトランジスタ、27,28……
NPNトランジスタ、29……レベル検波器の出力電圧が入
力される端子、30……電源端子、31,32……直流電圧印
加端子。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１ゲートに入力されるアンテナ入力信号
を増幅し、第２ゲートに入力される制御電圧で利得を制
御してRF出力信号のレベルを安定化するデュアルゲート
MOS・FETを含んだRFアンプと、前記RF出力信号と局部発振出力とをミキシングするミキ
サーと、前記ミキサーの出力信号のレベルを検波するレベル検波
器と、第１の定電流源を成す第１のトランジスタのコレクタに
エミッタ共通接続点を接続したトランジスタ対から成
り、所定電位と前記レベル検波器の出力信号とを比較す
る差動アンプと、前記差動アンプの出力電流をミラー反転するカレントミ
ラー回路と、第２の定電流源を成す第２のトランジスタのコレクタに
エミッタを接続し、ベースに電源電圧より低い所定電位
のバイアスが与えられる第３のトランジスタと、前記カレントミラー回路の出力と前記第３のトランジス
タのコレクタとの接続点に接続されたコンデンサとを具
備し、前記コンデンサの出力電圧を前記制御電圧として前記第
２ゲートに与えることを特徴とするAGC回路。
【請求項２】電源から順方向にバイアスされた複数個の
ダイオードを用いて第３のトランジスタのベースをバイ
アスすることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
AGC回路。
【請求項３】カレントミラー回路の出力電流の最大値が
第３のトランジスタに流れる電流値の約２倍になるよう
に設定したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のAGC回路。