JPH0413858Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本考案は、FMラジオ受信機の局部発振回路と
周波数混合回路との間に挿入される局部発振バツ
フア増幅回路の改良に関する。

(ロ) 従来の技術 受信されたRF（ラジオ周波）信号をRF増幅回
路で増幅し、周波数混合回路で局部発振回路の出
力信号と混合してIF（中間周波）信号を発生する
FMチユーナが公知である。しかして、その様な
FMチユーナにおいては、RF増幅回路の出力信
号が局部発振回路に悪影響を及ぼすのを防止する
為、例えば1983年７月に発行された「集積回路技
術資料 東芝音響用リニアIC」第312頁に記載さ
れたTA7358Pの回路ブロツク図に示される如く、
局部発振回路と周波数混合回路との間に局部発振
バツフア回路を挿入している。前記局部発振バツ
フア増幅回路は、第２図に示す如く、差動接続さ
れた第１及び第２トランジスタ１及び２を有し、
第１トランジスタ１のベースが局部発振回路３の
出力端に接続され、前記第１及び第２トランジス
タ１及び２のコレクタがダブルエンド型に周波数
混合回路４の入力端に接続されている。尚、周波
数混合回路４は、第２図図示の如く、ダブル差動
型に構成されており、第１差動部５を構成するト
ランジスタ６のベースにRF増幅回路７の出力信
号が印加され、第２及び第３差動増幅部８及び９
を構成するトランジスタ１０乃至１３のベースに
局部発振バツフア増幅回路１４の出力信号が印加
され、前記トランジスタ１０乃至１３のコレクタ
が中間周波トランス（IFT）１５に接続され、IF
信号が導出される様に成されている。

(ハ) 考案が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の如く構成にすると、局
部発振バツフア増幅回路１４が周波数混合回路４
の直流バイアス電圧を定める役割も有しているの
で、局部発振回路３から前記局部発振バツフア増
幅回路１４に局部発振信号が注入されると、それ
に応じて第１及び第２トランジスタ１及び２のベ
ース電圧のバランスがくずれ、前記第１及び第２
トランジスタ１及び２のコレクタ電圧のバランス
もくずれる。その為、周波数混合回路４のバラン
スもくずれ、前記周波数混合回路４の出力端に局
部発振信号が漏れたり、前記周波数混合回路４の
IF妨害比の低下を招くという欠点があつた。

第２図の回路構成において、局部発振バツフア
増幅回路１４の出力端と、周波数混合回路４の入
力端との間に結合コンデンサを介挿し、周波数混
合回路４の第２及び第３差動部８及び９のバラン
スをとる為のバイアス回路を別途に設ければ、局
部発振バツフア増幅回路１４のバランスのくずれ
が周波数混合回路４に伝達されないので、前記欠
点が解消される。

ところで、大容量のコンデンサをIC（集積回
路）内に作成することは、現在の技術においては
困難であり、前記局部発振バツフア増幅回路と前
記周波数混合回路との間に介挿入される結合コン
デンサをIC化する場合は、必然的に小容量にせ
ざるを得ず、前記結合コンデンサを小容量にする
と局部発振信号の注入レベルが低下する。また、
コンデンサをIC化すると、サブストレートとの
間に寄生容量が発生し、これも前記局部発振信号
の注入レベルの低下の原因となる。そして、前記
局部発振信号の注入レベルが低下すると、局部発
振信号レベルの変化が周波数混合回路の利得に影
響を与え易くなり、温度特性の悪化、特に高温時
の周波数混合回路の利得低下を招き好ましくな
い。

(ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、局
部発振回路と周波数混合回路との間に介挿される
局部発振バツフア増幅回路を、ダブルエンド型と
する為、一対の出力端子を設け、該一対の出力端
子の直流電圧を一致させる為直流帰還回路を設け
た点を特徴とする。

(ホ) 作用 本考案に依れば、局部発振バツフア増幅回路と
周波数混合回路とを直結出来、前記周波数混合回
路の直流バイアスを前記局部発振バツフア増幅回
路から供給することが出来るので、IC化に適し
た局部発振バツフア増幅回路を提供出来る。

(ヘ) 実施例 第１図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
１６は局部発振回路、１７はRF増幅回路、１８
は差動型の局部発振バツフア増幅回路、及び１９
は前記RF増幅回路１７の出力信号と前記局部発
振バツフア増幅回路１８の出力信号とを混合し、
IFトランス２０にIF信号を出力する周波数混合
回路である。しかして、局部発振バツフア増幅回
路１８は、ベースに局部発振回路１６からの局部
発振信号が印加される第１トランジスタ２１と、
該第１トランジスタ２１と差動接続された第２ト
ランジスタ２２と、電源（＋V_cc1）と前記第１ト
ランジスタ２１のコレクタとの間にコレクタ・エ
ミツタ路が介挿された第１制御トランジスタ２３
と、該第１制御トランジスタ２３のエミツタと前
記第１トランジスタ２１のコレクタとの間に挿入
された第１負荷抵抗２４と、電源（＋V_cc1）と前
記第２トランジスタ２２のコレクタとの間にコレ
クタ・エミツタ路が介挿された第２制御トランジ
スタ２５と、該第２制御トランジスタ２５のエミ
ツタと前記第２トランジスタ２２のコレクタとの
間に挿入された第２負荷抵抗２６と、前記第１及
び第２トランジスタ２１及び２２のコレクタ電圧
を比較し、その差に応じた電圧をローバスフイル
タ２７を介して前記第１制御トランジスタ２３の
ベースに帰還する比較回路２８とによつて構成さ
れている。また、周波数混合回路１９は、第１乃
至第３差動増幅部２９乃至３１から成るダブル差
動型の構成を有し、前記第１差動増幅部２９を構
成する一方のトランジスタ３２のベースにRF増
幅回路１７からのRF信号が印加され、前記第２
及び第３差動増幅部３０及び３１を構成するトラ
ンジスタ３３乃至３６のベースが前記局部発振バ
ツフア増幅回路１８の一対の出力端子３７及び３
８に図示の如く接続されている。

いま、局部発振回路１６からの局部発振信号が
第１トランジスタ２１のベースに印加されていな
いとすれば、直流電源３９により第１及び第２ト
ランジスタ２１及び２２のベースが等しい値にバ
イアスされ、前記第１及び第２トランジスタ２１
及び２２のコレクタ電圧も等しい値になる。その
為、比較回路２８の両入力が一致し、第１及び第
２制御トランジスタ２３及び２５のベース電圧及
びエミツタ電圧も等しい値になつている。また、
周波数混合回路２９の第２及び第３差動部３０及
び３１を構成するトランジスタ３３乃至３６のベ
ース電圧も等しい値になつている。

この状態で局部発振回路１６から第１トランジ
スタ２１のベースに局部発振信号を印加すると、
前記局部発振信号が高周波数の為、浮遊容量や入
力容量等の影響で局部発振信号が検波され、第１
及び第２トランジスタ２１及び２２の直流バラン
スがくずれ、第１トランジスタ２１のコレクタ電
圧が第２トランジスタ２２のコレクタ電圧よりも
低くなる。その為、比較回路２８の両入力端子間
に電位差が生じ、前記比較回路２８の出力端に正
の電圧が発生する。前記正の電圧は、ローパスフ
イルタ２７を通して第１制御トランジスタ２３の
ベースに印加されるので、該第１制御トランジス
タ２３のエミツタ電圧が上昇し、前記第１及び第
２トランジスタ２１及び２２のコレクタ電圧の変
化を補償する。その結果、局部発振バツフア増幅
回路１８の出力端子３７及び３８に得られる直流
電圧は常に等しくなり、周波数混合回路１９の直
流バイアスの変動が抑止される。

第３図は、本考案の別の実施例を示すもので、
比較回路２８の出力信号をローパスフイルタ２７
を介して第１制御レトランジスタ２３のベースに
印加するとともに、前記比較回路２８の反転出力
を第２制御トランジスタ２５のベースに印加する
様にした点が第１図と異る。尚、第３図におい
て、第１図と同一の回路素子には同一の図番を付
し、説明を省略する。しかして、第３図に示す如
く、第１及び第２制御トランジスタ２３及び２５
を同時に、かつ互いに逆方向に制御すれば、制御
範囲の拡大を計ることが出来、局部発振回路１６
から入力端子４０に印加される局部発振信号のレ
ベルが比較的大で、第１及び第２トランジスタ２
１及び２２のコレクタ直流電圧が大きく変化した
場合でも十分に制御することが出来る。

第４図は、第３図の具体回路例を示すもので、
第３図の比較回路２８を差動接続された第３及び
第４トランジスタ４１及び４２で構成した点、前
記第３トランジスタ４１のベースを第１ベース抵
抗４３を介して第１トランジスタ２１のコレクタ
に、前記第４トランジスタ４２のベースを第２ベ
ース抵抗４４を介して第２トランジスタ２２のコ
レクタにそれぞれ接続した点、前記第３トランジ
スタ４１のコレクタを第１制御トランジスタ２３
のベースに、前記第４トランジスタ４２のコレク
タを第２制御トランジスタ２５のベースにそれぞ
れ接続した点、前記第３及び第４トランジスタ４
１及び４２のコレクタ間に交流信号除去用のコン
デンサ４５を接続した点を特徴とする。第３図の
如き回路構成とすれば、第１及び第２ベース抵抗
４３及び４４の存在とコンデンサ４５の存在とに
より交流信号の除去を行い得るので、第１及び第
２トランジスタ２１及び２２のコレクタ直流電圧
のみを第１及び第２制御トランジスタ２３及び２
５のベースに電圧帰還させることが出来る。尚、
局部発振信号が高周波数（５〇ＭHz〜120MHz）
である為、第１及び第２ベース抵抗４３及び４４
を高抵抗値にすることにより、第３及び第４トラ
ンジスタ４１及び４２の入力端における前記局部
発振信号の十分なる減衰を行うことが出来る。ま
た、前記第３及び第４トランジスタ４１及び４２
のコレクタ抵抗４６及び４７の値を高く（数KΩ
以上）することにより、前記第３及び第４トラン
ジスタ４１及び４２から成る差動増幅部のカツト
オフ周波数を局部発振信号の周波数より低くする
ことが出来、高周波成分の帰還利得を小さくする
ことが出来る。その結果、コンデンサ４５の容量
を小（数pF）とすることが出来、もしくは前記
コンデンサ４５を省略することが出来る。ちなみ
に、本考案の考案者の実験に依れば、前記コンデ
ンサ４５を10pF以下にすることが出来、IC化が
十分可能になつた。

(ト) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、ダブルエン
ド型の局部発振バツフア増幅回路の両出力端子の
直流電圧を常に等しく保ことが出来、後段の周波
数混合回路との直結を行い得るという利点が得ら
れる。それ故、本考案に依れば、直結による利
点、すなわち周波数混合回路への十分なる局部発
信信号の注入レベルの確保、温度特性の向上等の
利点が得られる。更に、第４図に示す如き回路構
成とすれば、直流帰還を行う回路のコンデンサの
省略、あるいはその小型化が計れるので、特に
IC化に適した局部発振バツレフア増幅回路を提
供出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本考案の一実施例を示す回路図、第
２図は従来の局部発振バツフア回路を示す回路
図、第３図は本考案の別の実施例を示す回路図、
及び第４図は第３図の具体回路例を示す回路図で
ある。 主な図番の説明、１６……局部発振回路、１８
……局部発振バツフア増幅回路、１９……周波数
混合回路、２１，２２……第１、第２トランジス
タ、２３，２５……第１、第２制御トランジス
タ、２８……比較回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 局部発振回路の出力端子と周波数混合回路の入
   力端子との間に挿入される局部発振バツフア増幅
   回路であつて、前記局部発振回路の出力信号が印
   加される入力端子と、エミツタが共通接続され、
   一方のベースに前記入力端子が接続される一対の
   トランジスタと、該一対のトランジスタの一方の
   コレクタと電源端子との間に接続される第１制御
   トランジスタ及び第１抵抗と、前記一対のトラン
   ジスタの他方のコレクタと電源端子との間に接続
   される第２制御トランジスタ及び第２抵抗と、前
   記一対のトランジスタのコレクタ電圧を比較して
   比較出力を発生する比較回路と、該比較回路の出
   力信号を少なくとも前記第１制御トランジスタの
   ベースに印加する手段と、前記一対のトランジス
   タのコレクタに接続され、前記周波数混合回路に
   ダブルエンド型の出力信号を印加する一対の出力
   端子とからなり、前記一対のトランジスタのコレ
   クタ電圧を前記第１制御トランジスタのベースに
   負帰還することによつて、オフセツトの発生を防
   止したことを特徴とする局部発振バツフア増幅回
   路。