JP2602759B2 - リフティングマグネットの無接点制御回路 - Google Patents
リフティングマグネットの無接点制御回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、鉄屑などのスクラップ
を吸着し、これを移送する荷役作業に用いるリフティン
グマグネットの無接点制御回路、とくにリフティングマ
グネットを使用するに当り、スクラップの吸着時および
釈放時に生ずる微細に変化する磁気特性を該回路内で自
動的に無接点制御する回路構成に関する。
を吸着し、これを移送する荷役作業に用いるリフティン
グマグネットの無接点制御回路、とくにリフティングマ
グネットを使用するに当り、スクラップの吸着時および
釈放時に生ずる微細に変化する磁気特性を該回路内で自
動的に無接点制御する回路構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、この種、リフティングマグネッ
トの磁気制御回路を大別すると、リレーによる有接点制
御回路方式とサイリスタによる無接点制御回路方式とに
分けられるが、有接点制御回路方式は、リレーを使用す
る関係で制御機器自体が大型化し、重量が嵩むだけでな
く、接点損傷や騒音発生ならびに制御器自体が短寿命に
なると言った点で無接点制御回路方式を採用する機運に
なっている。そして、無接点制御とは言え、その使用素
子として具体的にはサイリスタが普及している現状にあ
る。
トの磁気制御回路を大別すると、リレーによる有接点制
御回路方式とサイリスタによる無接点制御回路方式とに
分けられるが、有接点制御回路方式は、リレーを使用す
る関係で制御機器自体が大型化し、重量が嵩むだけでな
く、接点損傷や騒音発生ならびに制御器自体が短寿命に
なると言った点で無接点制御回路方式を採用する機運に
なっている。そして、無接点制御とは言え、その使用素
子として具体的にはサイリスタが普及している現状にあ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】然るに、サイリスタな
るものは、自己保持型の素子であるため、一度ゲート信
号を入れて点弧すると、主電流を保持電流値以下に下げ
なければ該主電流を遮断できないので、別途に消弧回路
を設け、該回路から前記主電流を遮断するための逆方向
電流を流さねばならず、そのエネルギー源としてコンデ
ンサに蓄えられた電荷を利用し、これを瞬時に放電させ
て該サイリスタの消弧を行っているが、リフティングマ
グネットの制御回路にサイリスタを用いると、以下述べ
るような不都合が生ずる。即ち、 イ： リフティングマグネットの制御回路には、通常、
磁性体を吸引するための正励磁回路と、釈放を確実に行
うための逆励磁回路とを具備させ、釈放のために正励磁
から逆励磁に移行する際、正励磁回路が確実に切れない
中に逆励磁回路が動作すると、電源電圧が倍となり電源
回路が一種の短絡状態になって過電流が流れて事故につ
ながる。そして、このような事故は、消弧用コンデンサ
に充分な電荷が充電されていない時期に釈放信号が送ら
れるので、正励磁側のサイリスタを消弧するに充分なエ
ネルギーが得られないため、吸引信号を入れた直後に釈
放信号を入れた場合に発生する。 ロ： 従来型式のものでは、スクラップなどの吸引材料
によって、高電圧供給から定格電圧への切替をタイマー
等による時間設定に頼っていたため、該吸引材料によっ
て該時間設定を変更せねばならない不便さがある。 ハ： 吸引材料を釈放する際、マグネットコイルへの印
加電圧を逆極性にして定格電流の数分の一の逆電流を僅
小時間流して該マクネットの残留磁気を零にし、吸引材
料（磁性体）が確実に切離される工夫が従来から行われ
ているが、該材料に適切な印加電圧切替時期が設定され
ておらず、要するに吸引時、釈放時、の操作性が共に充
分に満足するものとは言い難い。本発明は、敍上の欠点
を解消せんとするもので、その目的とするところは、自
己消弧能力のあるパワートランジスタを使用し、吸引時
と釈放時に励磁特性（切替時期）を自動的に適正に補正
して、該リフティングマグネットの操作性を向上せしめ
んとすることにある。
るものは、自己保持型の素子であるため、一度ゲート信
号を入れて点弧すると、主電流を保持電流値以下に下げ
なければ該主電流を遮断できないので、別途に消弧回路
を設け、該回路から前記主電流を遮断するための逆方向
電流を流さねばならず、そのエネルギー源としてコンデ
ンサに蓄えられた電荷を利用し、これを瞬時に放電させ
て該サイリスタの消弧を行っているが、リフティングマ
グネットの制御回路にサイリスタを用いると、以下述べ
るような不都合が生ずる。即ち、 イ： リフティングマグネットの制御回路には、通常、
磁性体を吸引するための正励磁回路と、釈放を確実に行
うための逆励磁回路とを具備させ、釈放のために正励磁
から逆励磁に移行する際、正励磁回路が確実に切れない
中に逆励磁回路が動作すると、電源電圧が倍となり電源
回路が一種の短絡状態になって過電流が流れて事故につ
ながる。そして、このような事故は、消弧用コンデンサ
に充分な電荷が充電されていない時期に釈放信号が送ら
れるので、正励磁側のサイリスタを消弧するに充分なエ
ネルギーが得られないため、吸引信号を入れた直後に釈
放信号を入れた場合に発生する。 ロ： 従来型式のものでは、スクラップなどの吸引材料
によって、高電圧供給から定格電圧への切替をタイマー
等による時間設定に頼っていたため、該吸引材料によっ
て該時間設定を変更せねばならない不便さがある。 ハ： 吸引材料を釈放する際、マグネットコイルへの印
加電圧を逆極性にして定格電流の数分の一の逆電流を僅
小時間流して該マクネットの残留磁気を零にし、吸引材
料（磁性体）が確実に切離される工夫が従来から行われ
ているが、該材料に適切な印加電圧切替時期が設定され
ておらず、要するに吸引時、釈放時、の操作性が共に充
分に満足するものとは言い難い。本発明は、敍上の欠点
を解消せんとするもので、その目的とするところは、自
己消弧能力のあるパワートランジスタを使用し、吸引時
と釈放時に励磁特性（切替時期）を自動的に適正に補正
して、該リフティングマグネットの操作性を向上せしめ
んとすることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、整流電源Ｒｅ
ｃと、これに並列接続された平滑コンデンサＣ２と、こ
れらからなる直流電源に直列接続されたパルス幅変調回
路ＰＷＭを備えるドロツパー回路Ｄｒｃと、前記直流電
源に並列接続されたコンデンサＣ１を備えるブリッジ接
続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に夫々並列
接続されたパワートランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔ
ｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ制御回路ＢＣＣと、前記
直流電源に並列的に逆方向に接続された環流ダイオード
Ｄ６と、該ダイオードＤ６と前記コンデンサＣ１との間
に前記ドロッパー回路に直列接続された平滑用リアクト
ルＣＨと、前記制御回路ＢＣＣの中点に電流検出器ＣＴ
を介して結ばれたリフティングマグネットＬＭと、前記
電流検出器より信号を受け操作スイッチＳｗによって作
動し前記各パワートランジスタの各ベースＢ１，Ｂ２，
Ｂ３，Ｂ４に信号を送るドライブ回路ＤＣＣと前記パル
ス幅変調回路とを制御する主制御回路ＭＣＣと、からな
る構成、および整流電源Ｒｅｃに並列接続された平滑コ
ンデンサＣ１を備える直流電源と、該直流電源に並列接
続されてブリッジ接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４に夫々並列接続されたパワートランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ制御回路
ＢＣＣと、該制御回路の中点に電流検出器ＣＴを介して
結ばれたリフティングマグネットＬＭと、前記電流検出
器より信号を受け操作スイッチによって作動し前記各パ
ワートランジスタの各ベースＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４に
信号を送るドライブ回路ＤＣＣと、前記電流検出器の検
出値により前記ドライブ回路を制御する前記操作スイッ
チＳｗを備える主制御回路ＭＣＣと、該主制御回路から
の信号を受け該主制御回路の吸引側に挿入されたパルス
幅変調回路ＰＷＭと、からなる構成、によって解決され
る。
ｃと、これに並列接続された平滑コンデンサＣ２と、こ
れらからなる直流電源に直列接続されたパルス幅変調回
路ＰＷＭを備えるドロツパー回路Ｄｒｃと、前記直流電
源に並列接続されたコンデンサＣ１を備えるブリッジ接
続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に夫々並列
接続されたパワートランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔ
ｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ制御回路ＢＣＣと、前記
直流電源に並列的に逆方向に接続された環流ダイオード
Ｄ６と、該ダイオードＤ６と前記コンデンサＣ１との間
に前記ドロッパー回路に直列接続された平滑用リアクト
ルＣＨと、前記制御回路ＢＣＣの中点に電流検出器ＣＴ
を介して結ばれたリフティングマグネットＬＭと、前記
電流検出器より信号を受け操作スイッチＳｗによって作
動し前記各パワートランジスタの各ベースＢ１，Ｂ２，
Ｂ３，Ｂ４に信号を送るドライブ回路ＤＣＣと前記パル
ス幅変調回路とを制御する主制御回路ＭＣＣと、からな
る構成、および整流電源Ｒｅｃに並列接続された平滑コ
ンデンサＣ１を備える直流電源と、該直流電源に並列接
続されてブリッジ接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４に夫々並列接続されたパワートランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ制御回路
ＢＣＣと、該制御回路の中点に電流検出器ＣＴを介して
結ばれたリフティングマグネットＬＭと、前記電流検出
器より信号を受け操作スイッチによって作動し前記各パ
ワートランジスタの各ベースＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４に
信号を送るドライブ回路ＤＣＣと、前記電流検出器の検
出値により前記ドライブ回路を制御する前記操作スイッ
チＳｗを備える主制御回路ＭＣＣと、該主制御回路から
の信号を受け該主制御回路の吸引側に挿入されたパルス
幅変調回路ＰＷＭと、からなる構成、によって解決され
る。
【０００５】
【実施例１】以下、図面を参照し乍ら、本発明の実施例
につき、その具体的構成を詳述する。図１は本発明によ
るもののリフティングマグネットを作動させる無接点制
御回路の電気的結線図、図２は前記マグネットの操作ス
イッチを吸引側にしたときの励磁特性を、図３は同じく
釈放側にしたときの励磁特性を、夫々示すが、図１にお
いて、Ｒｅｃは三相交流を各整流器により全波整流して
直流電圧Ｖ２を得る整流電源、Ｃ２は該電源Ｒｅｃに並
列接続された平滑コンデンサ、Ｄｒｃは、後記するトラ
ンジスタＴｒ５への逆電圧を阻止し、これをコンデンサ
Ｃ２に戻す保護用ダイオードＤ５と該トランジスタＴｒ
５とよりなるドロッパー回路、ＰＷＭは、パルス幅変調
回路で、前記トランジスタＴｒ５によるチヨッパー回路
を備え、前記電圧Ｖ２を低下させている。Ｄ６は、後記
する平滑用リアクトルＣＨからの逆電流を阻止する環流
ダイオード、Ｃ１は、後記するリフティングマグネット
の釈放時に生ずる電圧を吸収するためのコンデンサ、Ｂ
ＣＣは、パワートランジスタＴｒ又はパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ形電界効果型トランジスタ）又はＩＧＢＴ
（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに夫々並列
接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，およびＤ４の
ブリッジ接続されたブリッジ制御回路で、Ｂ１，Ｂ２，
Ｂ３およびＢ４は前記各パワートランジスタのベース、
ＬＭは、リフティングマグネットで前記ブリッジ制御回
路ＢＣＣの中点に電流検出器ＣＴを介して接続されてお
り、その検出値を、電流信号として後記する主制御回路
に、出力している。ＭＣＣは、前記電流検出器ＣＴから
の電流信号により前記パルス幅変調回路ＰＷＭに電圧切
替信号を発すると共に、前記パワートランジスタの各ゲ
ートＢ１，Ｂ２，Ｂ３およびＢ４に信号を与えるドライ
ブ回路ＤＣＣをも制御する主制御回路、Ｓｗは主制御回
路ＭＣＣの操作スイッチで、１はリフティングマグネッ
トＬＭの吸引時に、２はその釈放時に、夫々操作する位
置を示す。
につき、その具体的構成を詳述する。図１は本発明によ
るもののリフティングマグネットを作動させる無接点制
御回路の電気的結線図、図２は前記マグネットの操作ス
イッチを吸引側にしたときの励磁特性を、図３は同じく
釈放側にしたときの励磁特性を、夫々示すが、図１にお
いて、Ｒｅｃは三相交流を各整流器により全波整流して
直流電圧Ｖ２を得る整流電源、Ｃ２は該電源Ｒｅｃに並
列接続された平滑コンデンサ、Ｄｒｃは、後記するトラ
ンジスタＴｒ５への逆電圧を阻止し、これをコンデンサ
Ｃ２に戻す保護用ダイオードＤ５と該トランジスタＴｒ
５とよりなるドロッパー回路、ＰＷＭは、パルス幅変調
回路で、前記トランジスタＴｒ５によるチヨッパー回路
を備え、前記電圧Ｖ２を低下させている。Ｄ６は、後記
する平滑用リアクトルＣＨからの逆電流を阻止する環流
ダイオード、Ｃ１は、後記するリフティングマグネット
の釈放時に生ずる電圧を吸収するためのコンデンサ、Ｂ
ＣＣは、パワートランジスタＴｒ又はパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ形電界効果型トランジスタ）又はＩＧＢＴ
（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに夫々並列
接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，およびＤ４の
ブリッジ接続されたブリッジ制御回路で、Ｂ１，Ｂ２，
Ｂ３およびＢ４は前記各パワートランジスタのベース、
ＬＭは、リフティングマグネットで前記ブリッジ制御回
路ＢＣＣの中点に電流検出器ＣＴを介して接続されてお
り、その検出値を、電流信号として後記する主制御回路
に、出力している。ＭＣＣは、前記電流検出器ＣＴから
の電流信号により前記パルス幅変調回路ＰＷＭに電圧切
替信号を発すると共に、前記パワートランジスタの各ゲ
ートＢ１，Ｂ２，Ｂ３およびＢ４に信号を与えるドライ
ブ回路ＤＣＣをも制御する主制御回路、Ｓｗは主制御回
路ＭＣＣの操作スイッチで、１はリフティングマグネッ
トＬＭの吸引時に、２はその釈放時に、夫々操作する位
置を示す。
【０００６】
【実施例２】この回路構成のものは、既述の図１に示す
回路構成の一部を省略したもので、図１図示のものと同
一箇所には同一符号を付け、重複する説明を避け構成上
の特徴について図４を参照し乍ら述べると、図１におけ
る平滑コンデンサＣ２、ドロッパー回路Ｄｒｃ、還流ダ
イオードＤ６および平滑用リアクトルＣＨを除去し、整
流電源Ｒｅｃの出力をコンデンサＣ１に直接々続した
点、およびパルス幅変調回路ＰＷＭを主制御回路ＭＣＣ
の吸引信号側ａに接続した点、で図１図示のものと差異
を有する。
回路構成の一部を省略したもので、図１図示のものと同
一箇所には同一符号を付け、重複する説明を避け構成上
の特徴について図４を参照し乍ら述べると、図１におけ
る平滑コンデンサＣ２、ドロッパー回路Ｄｒｃ、還流ダ
イオードＤ６および平滑用リアクトルＣＨを除去し、整
流電源Ｒｅｃの出力をコンデンサＣ１に直接々続した
点、およびパルス幅変調回路ＰＷＭを主制御回路ＭＣＣ
の吸引信号側ａに接続した点、で図１図示のものと差異
を有する。
【０００７】
【発明の効果】本発明は、敍上の構成よりなり、次いで
構成に基ずく作用効果について各図を参照し乍ら述べる
と、図１において、三相交流電源を整流電源Ｒｅｃによ
り整流して直流電源を得ており、先ず、操作スイッチＳ
ｗが同図々示のように投入前は、チヨッパ用トランジス
タＴｒ５はパルス幅変調回路ＰＷＭによって略１００％
の導通角に制御されていて、こゝでの電圧降下は無くＶ
２＝Ｖ１となっている。次に、操作スイッチＳｗを１に
入れて吸引側とすると、主制御回路ＭＣＣからドライブ
回路ＤＣＣに信号が発せられ、Ｂ１，Ｂ４にベース信号
が送られるので、ブリッジ制御回路ＢＣＣのパワートラ
ンジスタＴｒ１，Ｔｒ４が導通し、よってパワートラン
ジスタＴｒ１→電流検出器ＣＴ→リフティングマグネッ
トＬＭ→パワートランジスタＴｒ４の方向に電流Ｉ１が
流れこのとき図２において、該電流Ｉ１がＰ点まで立上
ってくると、該電流Ｉ１は電流検出器ＣＴにより電流信
号として検出され、主制御回路ＭＣＣによって電圧切替
信号をパルス幅変調回路ＰＷＭに送りトランジスタＴｒ
５の導通角を低下させて、コンデンサＣ１に蓄えられた
直流電圧Ｖ１がリフティングマグネットＬＭのコイル定
格電流Ｉｓに等しくなるように制御する。
構成に基ずく作用効果について各図を参照し乍ら述べる
と、図１において、三相交流電源を整流電源Ｒｅｃによ
り整流して直流電源を得ており、先ず、操作スイッチＳ
ｗが同図々示のように投入前は、チヨッパ用トランジス
タＴｒ５はパルス幅変調回路ＰＷＭによって略１００％
の導通角に制御されていて、こゝでの電圧降下は無くＶ
２＝Ｖ１となっている。次に、操作スイッチＳｗを１に
入れて吸引側とすると、主制御回路ＭＣＣからドライブ
回路ＤＣＣに信号が発せられ、Ｂ１，Ｂ４にベース信号
が送られるので、ブリッジ制御回路ＢＣＣのパワートラ
ンジスタＴｒ１，Ｔｒ４が導通し、よってパワートラン
ジスタＴｒ１→電流検出器ＣＴ→リフティングマグネッ
トＬＭ→パワートランジスタＴｒ４の方向に電流Ｉ１が
流れこのとき図２において、該電流Ｉ１がＰ点まで立上
ってくると、該電流Ｉ１は電流検出器ＣＴにより電流信
号として検出され、主制御回路ＭＣＣによって電圧切替
信号をパルス幅変調回路ＰＷＭに送りトランジスタＴｒ
５の導通角を低下させて、コンデンサＣ１に蓄えられた
直流電圧Ｖ１がリフティングマグネットＬＭのコイル定
格電流Ｉｓに等しくなるように制御する。
【０００８】更に、吸引が終え、操作スイッチＳｗを２
に切替えて釈放側とすると、前記ベース信号Ｂ１，Ｂ４
がオフとなり、この際、リフティングマグネットＬＭの
コイルに溜ってたエネルギーが、図１における点線で示
すようＩ２となって電源側に放出され、よってダイオー
ドＤ３→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→電流検出器
ＣＴ→リフティングマグネットＬＭのコイル…の流路を
経る電流Ｉ２によってコンデンサＣ１が充電され、直流
電圧Ｖ１が一時的に上昇する。この釈放時の電圧上昇値
は、該コンデンサＣ１の静電容量の選択によって所望電
圧を得ることができる。そして釈放時の電流Ｉ２が、略
零になったら、残留磁気を消去（打消し）するため、吸
引時と逆向きの電流Ｉ３（図１）を少し流す目的で、パ
ワートランジスタＴｒ２，Ｔｒ３にベース信号Ｂ２，Ｂ
３を送って該各トランジスタをオンとし、この電流がＩ
３の値（図３）となったことを電流検出器ＣＴからの信
号電流によって主制御回路ＭＣＣで判断し、前記パワー
トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のベース信号Ｂ２，Ｂ３を
オフとする。このように作動するので、次回の吸引時に
は、釈放時のエネルギー吸収によって電圧上昇したＶ０
ｍａｘ（図３）なる高電圧が該コイルに印加されるの
で、電流の立上りが迅速となる。
に切替えて釈放側とすると、前記ベース信号Ｂ１，Ｂ４
がオフとなり、この際、リフティングマグネットＬＭの
コイルに溜ってたエネルギーが、図１における点線で示
すようＩ２となって電源側に放出され、よってダイオー
ドＤ３→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→電流検出器
ＣＴ→リフティングマグネットＬＭのコイル…の流路を
経る電流Ｉ２によってコンデンサＣ１が充電され、直流
電圧Ｖ１が一時的に上昇する。この釈放時の電圧上昇値
は、該コンデンサＣ１の静電容量の選択によって所望電
圧を得ることができる。そして釈放時の電流Ｉ２が、略
零になったら、残留磁気を消去（打消し）するため、吸
引時と逆向きの電流Ｉ３（図１）を少し流す目的で、パ
ワートランジスタＴｒ２，Ｔｒ３にベース信号Ｂ２，Ｂ
３を送って該各トランジスタをオンとし、この電流がＩ
３の値（図３）となったことを電流検出器ＣＴからの信
号電流によって主制御回路ＭＣＣで判断し、前記パワー
トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３のベース信号Ｂ２，Ｂ３を
オフとする。このように作動するので、次回の吸引時に
は、釈放時のエネルギー吸収によって電圧上昇したＶ０
ｍａｘ（図３）なる高電圧が該コイルに印加されるの
で、電流の立上りが迅速となる。
【０００９】以上を要約すると、吸引時には、パワート
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ４をオンにし、その時の電流Ｉ
１が電流値Ｐに達したことを電流検出器ＣＴで検出し、
主制御回路ＭＣＣによって電圧切替信号を送り、パルス
幅変調回路ＰＷＭを作動させてトランジスタＴｒ５によ
るチヨッパー回路で電圧低下させ、リフティングマグネ
ットＬＭのコイルの定格電流になるように、回路電圧Ｖ
１を制御して電源電圧Ｖ２＝Ｖ１とする。この時の電流
値が上昇してＰ点に達すると、該トランジスタＴｒ５の
導通角を絞って回路電圧Ｖ１が前記コイルの定格電圧に
低下するようパルス幅変調回路ＰＭＷを作動させて制御
するもので、一方、釈放時には、前記コイルに電流をオ
フとした際に生ずる逆起電力によって逆の電流Ｉ２が流
れ、コンデンサＣ１がそのエネルギーを吸収して該電圧
が上昇、この電圧Ｖ０ｍａｘが次回の前記コイル吸引時
まで高電圧を保ち、該吸引時の電流Ｉ１を上昇加速、斯
くして釈放時に蓄えられたエネルギーを次回の吸引時に
有効利用して電流立上りを加速できるので、リフティン
グマグネットＬＭの操作性を改善でき、本発明所期の目
的を充分達成し得る優れた効果が期待できる。
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ４をオンにし、その時の電流Ｉ
１が電流値Ｐに達したことを電流検出器ＣＴで検出し、
主制御回路ＭＣＣによって電圧切替信号を送り、パルス
幅変調回路ＰＷＭを作動させてトランジスタＴｒ５によ
るチヨッパー回路で電圧低下させ、リフティングマグネ
ットＬＭのコイルの定格電流になるように、回路電圧Ｖ
１を制御して電源電圧Ｖ２＝Ｖ１とする。この時の電流
値が上昇してＰ点に達すると、該トランジスタＴｒ５の
導通角を絞って回路電圧Ｖ１が前記コイルの定格電圧に
低下するようパルス幅変調回路ＰＭＷを作動させて制御
するもので、一方、釈放時には、前記コイルに電流をオ
フとした際に生ずる逆起電力によって逆の電流Ｉ２が流
れ、コンデンサＣ１がそのエネルギーを吸収して該電圧
が上昇、この電圧Ｖ０ｍａｘが次回の前記コイル吸引時
まで高電圧を保ち、該吸引時の電流Ｉ１を上昇加速、斯
くして釈放時に蓄えられたエネルギーを次回の吸引時に
有効利用して電流立上りを加速できるので、リフティン
グマグネットＬＭの操作性を改善でき、本発明所期の目
的を充分達成し得る優れた効果が期待できる。
【００１０】次に、実施例２として述べた図４図示の構
成に基ずく作用効果について、リフティングマグネット
ＬＭの吸引時の動作特性を示す図５と共に述べると、図
４図示のものは、図１図示のものにおけるドロッパー回
路ＤｒｃなるパワートランジスタＴｒ５によるチョッパ
回路を廃止し、ブリッジ制御回路ＢＣＣによる吸引時の
信号をパルス幅変調信号にして導通角を制御することに
より、直流電源Ｖ１に対するリフティングマグネットＬ
Ｍの両端電圧Ｖ０の値を任意に調整できるようにしてい
る。
成に基ずく作用効果について、リフティングマグネット
ＬＭの吸引時の動作特性を示す図５と共に述べると、図
４図示のものは、図１図示のものにおけるドロッパー回
路ＤｒｃなるパワートランジスタＴｒ５によるチョッパ
回路を廃止し、ブリッジ制御回路ＢＣＣによる吸引時の
信号をパルス幅変調信号にして導通角を制御することに
より、直流電源Ｖ１に対するリフティングマグネットＬ
Ｍの両端電圧Ｖ０の値を任意に調整できるようにしてい
る。
【００１１】即ち、吸引時の初期（図５参照）は、パル
ス幅変調回路ＰＷＭを作動させず、導通角を１００
［％］として、前記各電圧をＶ１＝Ｖ０の関係を作り、
吸引時の立上り電流Ｉ１に迅速性をもたせ、該電流Ｉ１
がＰ点に達すると、主制御回路ＭＣＣからパルス幅変調
回路ＰＷＭに信号を送って該吸引信号をパルス幅変調
し、例えばオン時間Ｔ１を８０％、オフ時間Ｔ２を２０
％の信号とすると、リフティングマグネットＬＭの両端
電圧Ｖ０は直流電圧Ｖ１の約０．８倍、即ちＶ０≒０．
８Ｖ１となるので、定格電流を維持しコイルの焼損を防
止することができる。要するにパルス幅変調での導通角
Ｔ１，Ｔ２の比率を定め、リティンマグネットＬＭの定
格電流Ｉｓとなるように電流制御している。又、パルス
幅変調回路ＰＷＭの都合上、一例を挙げると、主制御回
路ＭＣＣからの信号が無い場合は、発信回路上１００％
にすることが困難である場合、Ｖ０≒０．９５Ｖ１、信
号を受けるとＶ０≒（０．９５×０．８）Ｖ１のように
設定しても同じ効果が得られる。因に、パルス幅変調回
路ＰＷＭの信号周波数は、数十サイクルから数百サイク
ルの低い周波数でもコイルのインダクタンスが大きいの
で、電流のリップルは大とならず実用上全く支障を来さ
ない。
ス幅変調回路ＰＷＭを作動させず、導通角を１００
［％］として、前記各電圧をＶ１＝Ｖ０の関係を作り、
吸引時の立上り電流Ｉ１に迅速性をもたせ、該電流Ｉ１
がＰ点に達すると、主制御回路ＭＣＣからパルス幅変調
回路ＰＷＭに信号を送って該吸引信号をパルス幅変調
し、例えばオン時間Ｔ１を８０％、オフ時間Ｔ２を２０
％の信号とすると、リフティングマグネットＬＭの両端
電圧Ｖ０は直流電圧Ｖ１の約０．８倍、即ちＶ０≒０．
８Ｖ１となるので、定格電流を維持しコイルの焼損を防
止することができる。要するにパルス幅変調での導通角
Ｔ１，Ｔ２の比率を定め、リティンマグネットＬＭの定
格電流Ｉｓとなるように電流制御している。又、パルス
幅変調回路ＰＷＭの都合上、一例を挙げると、主制御回
路ＭＣＣからの信号が無い場合は、発信回路上１００％
にすることが困難である場合、Ｖ０≒０．９５Ｖ１、信
号を受けるとＶ０≒（０．９５×０．８）Ｖ１のように
設定しても同じ効果が得られる。因に、パルス幅変調回
路ＰＷＭの信号周波数は、数十サイクルから数百サイク
ルの低い周波数でもコイルのインダクタンスが大きいの
で、電流のリップルは大とならず実用上全く支障を来さ
ない。
【００１２】以上述べた図４図示の構成とすることによ
り、図１図示のものに比べて イ： チヨッパー回路を設けると装置が大型化し、且
つ、コスト高となる。 ロ： 回路構成が複雑となる。 ハ： チヨッパー回路から雑音電波の発生があり、これ
がラジオなど各種通信機材に誘導妨害を与える悪影響が
ある。 の難点が解消でき、経済的に理想とするリフティングマ
グネットの無接点制御回路が提供でき、本発明意図する
狙いを充分達成し得る優れた効果が期待できる。
り、図１図示のものに比べて イ： チヨッパー回路を設けると装置が大型化し、且
つ、コスト高となる。 ロ： 回路構成が複雑となる。 ハ： チヨッパー回路から雑音電波の発生があり、これ
がラジオなど各種通信機材に誘導妨害を与える悪影響が
ある。 の難点が解消でき、経済的に理想とするリフティングマ
グネットの無接点制御回路が提供でき、本発明意図する
狙いを充分達成し得る優れた効果が期待できる。
【図１】本発明による一実施例を示す無接点制御回路の
電気的結線図
電気的結線図
【図２】図１の操作スイッチを吸引側にしたときの励磁
電流特性図
電流特性図
【図３】図１の操作スイッチを釈放側にしたときの励磁
電流特性図
電流特性図
【図４】本発明による異なる実施例を示す無接点制御回
路の電気的結線図
路の電気的結線図
【図５】図４の操作スイッチを吸引側にしたときのパル
ス幅変調信号の周期を拡大して示す励磁電流特性図
ス幅変調信号の周期を拡大して示す励磁電流特性図
Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４ ベース（ゲート） ＢＣＣ ブリッジ制御回路 Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ 平滑用コンデンサ ＣＨ 平滑用リアクトル ＣＴ 電流検出器 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード Ｄ５ 保護用ダイオード Ｄ６ 環流ダイオード Ｄｒｃ ドロッパー回路 ＤＣＣ ドライブ回路 ＬＭ リフティングマグネット ＭＣＣ 主制御回路 ＰＷＭ パルス幅変調回路 Ｒｅｃ 整流電源 Ｓｗ 操作スイッチ Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４ パワートランジスタ
またはパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ Ｖ１ 直流電圧（回路電圧） Ｖ２ 電源電圧（直流電圧） Ｖ０ リフティングマグネットの両端電圧 Ｉｓ リフティングマグネットの定格電流
またはパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ Ｖ１ 直流電圧（回路電圧） Ｖ２ 電源電圧（直流電圧） Ｖ０ リフティングマグネットの両端電圧 Ｉｓ リフティングマグネットの定格電流
Claims (2)
- 【請求項１】 整流電源Ｒｅｃに並列接続された平滑コ
ンデンサＣ２を備える直流電源と、該直流電源に直列接
続されたパルス幅変調回路ＰＷＭを備えるドロッパー回
路Ｄｒｃと、前記直流電源に並列接続されたコンデンサ
Ｃ１を備えるブリッジ接続されたダイオードＤ１，
Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に夫々並列接続されたパワートランジ
スタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ
制御回路ＢＣＣと、前記直流電源に並列的に逆方向に接
続された環流ダイオードＤ６と、該ダイオードＤ６と前
記コンデンサＣ１との間に前記ドロッパー回路に直列接
続された平滑用リアクトルＣＨと、前記制御回路ＢＣＣ
の中点に電流検出器ＣＴを介して結ばれたリフティング
マグネットＬＭと、前記電流検出器より信号を受け操作
スイッチによって作動し前記各パワートランジスタの各
ベースＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４に信号を送るドライブ回
路ＤＣＣと前記パルス幅変調回路とを制御する前記操作
スイッチＳｗを備える主制御回路ＭＣＣと、から構成さ
れていることを特徴とするリフティングマグネットの無
接点制御回路。 - 【請求項２】 整流電源Ｒｅｃに並列接続された平滑コ
ンデンサＣ１を備える直流電源と、該直流電源に並列接
続されてブリッジ接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４に夫々並列接続されたパワートランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４からなるブリッジ制御回路
ＢＣＣと、該制御回路の中点に電流検出器ＣＴを介して
結ばれたリフティングマグネットＬＭと、前記電流検出
器より信号を受け操作スイッチによって作動し前記各パ
ワートランジスタの各ベースＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４に
信号を送るドライブ回路ＤＣＣと、前記電流検出器の検
出値により前記ドライブ回路を制御する前記操作スイッ
チＳｗを備える主制御回路ＭＣＣと、該主制御回路から
の信号を受け該主制御回路の吸引側に挿入されたパルス
幅変調回路ＰＷＭと、から構成されていることを特徴と
するリフティングマグネットの無接点制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19262292A JP2602759B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | リフティングマグネットの無接点制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19262292A JP2602759B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | リフティングマグネットの無接点制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05343222A JPH05343222A (ja) | 1993-12-24 |
| JP2602759B2 true JP2602759B2 (ja) | 1997-04-23 |
Family
ID=16294321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19262292A Expired - Fee Related JP2602759B2 (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | リフティングマグネットの無接点制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2602759B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003021258A (ja) * | 2001-07-09 | 2003-01-24 | Ube Machinery Corporation Ltd | 電磁弁駆動回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7495879B2 (en) * | 2005-02-04 | 2009-02-24 | Thexton Andrew S | Solid-state magnet control |
| JP4910713B2 (ja) * | 2007-01-16 | 2012-04-04 | 株式会社島津製作所 | 二象限駆動回路および磁気浮上制御装置 |
| US7697253B1 (en) * | 2007-06-01 | 2010-04-13 | The Electric Controller and Manufacturing Company, LLC | Method and apparatus for controlling a lifting magnet of a materials handling machine |
| US8000078B2 (en) | 2007-12-19 | 2011-08-16 | The Electric Controller & Manufacturing Company, Llc | Method and apparatus for controlling a lifting magnet supplied with an AC source |
| US8004814B2 (en) | 2007-12-19 | 2011-08-23 | The Electric Controller & Manufacturing Company, Llc | Method and apparatus for controlling a lifting magnet supplied with an AC source |
| FR2957287B1 (fr) * | 2010-03-11 | 2012-10-12 | Realisation Des Prehenseurs Ind Prehenso Soc D Et | Procede de commande d'un dispositif electromagnetique pour la prehension d'une piece, usuellement denomme ventouse electromagnetique, et systeme de prehension convenant pour la mise en oeuvre du procede |
| JP6898259B2 (ja) * | 2018-01-10 | 2021-07-07 | ニチコン株式会社 | 電磁石用電源装置 |
| US11521774B2 (en) * | 2020-08-28 | 2022-12-06 | Hubbell Incorporated | Magnet control units |
-
1992
- 1992-06-10 JP JP19262292A patent/JP2602759B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003021258A (ja) * | 2001-07-09 | 2003-01-24 | Ube Machinery Corporation Ltd | 電磁弁駆動回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05343222A (ja) | 1993-12-24 |
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