JP2595745B2 - インバータ制御形整流装置の交流等価計測回路 - Google Patents
インバータ制御形整流装置の交流等価計測回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、直流中間回路に設けられた矩形波電圧出
力形のトランジスタインバータにより制御される整流装
置の直流出力電流をインバータ出力側の交流電流を検出
することによって等価計測する回路に関する。
力形のトランジスタインバータにより制御される整流装
置の直流出力電流をインバータ出力側の交流電流を検出
することによって等価計測する回路に関する。
第５図はこの発明の対象とするインバータ制御形整流
装置および従来の交流等価計測回路の概略接続図であ
る。図において、インバータ制御形整流装置は、三相交
流電源１の交流電流を三相全波整流回路からなるダイオ
ード整流器２、およびチョークコイル2L,コンデンサ2C
からなる平滑回路によって一旦直流電流に変換し、この
直流中間回路の電流を矩形波電圧出力のトランジスタイ
ンバータ３ではほぼ矩形波の交流電圧Vi,電流Iiに変換
して変圧器４の一次巻線に供給する。降圧変圧器４の二
次巻線側にはその両端末に接続され出力側が並列接続さ
れた一対の整流器からなるダイオード整流器（またはサ
イリスタ整流器）５が設けられ、その出力端Ｐと二次巻
線の中点端子Ｎとの間に接続された図示しない外部負荷
に直流電流Ｉを供給する。
装置および従来の交流等価計測回路の概略接続図であ
る。図において、インバータ制御形整流装置は、三相交
流電源１の交流電流を三相全波整流回路からなるダイオ
ード整流器２、およびチョークコイル2L,コンデンサ2C
からなる平滑回路によって一旦直流電流に変換し、この
直流中間回路の電流を矩形波電圧出力のトランジスタイ
ンバータ３ではほぼ矩形波の交流電圧Vi,電流Iiに変換
して変圧器４の一次巻線に供給する。降圧変圧器４の二
次巻線側にはその両端末に接続され出力側が並列接続さ
れた一対の整流器からなるダイオード整流器（またはサ
イリスタ整流器）５が設けられ、その出力端Ｐと二次巻
線の中点端子Ｎとの間に接続された図示しない外部負荷
に直流電流Ｉを供給する。
このように構成されたインバータ制御形整流装置の出
力電流Ｉは直流出力側に配された電流センサによって直
接計測することもできるが、大容量の装置では大電流の
検出センサが高価になってしまうために、一般に電流値
の小さい変圧器一次側に電流センサを設けて交流電流を
計測し、この計測値を直流側電流に換算するよう構成さ
れた交流等価計測回路が知られている。従来の交流等価
計測回路11は、インバータ３の出力電流Iiを検出する交
流電流センサ12と、その検出電流を整流器13で整流し，
フィルタ14で平均化する、いわゆる平均値検出形の検出
回路が知られている。また、インバータ３の出力交流電
流Iiの実効値を検出して直流出力電流Ｉを等価計測する
実効値検出形の回路も知られている。
力電流Ｉは直流出力側に配された電流センサによって直
接計測することもできるが、大容量の装置では大電流の
検出センサが高価になってしまうために、一般に電流値
の小さい変圧器一次側に電流センサを設けて交流電流を
計測し、この計測値を直流側電流に換算するよう構成さ
れた交流等価計測回路が知られている。従来の交流等価
計測回路11は、インバータ３の出力電流Iiを検出する交
流電流センサ12と、その検出電流を整流器13で整流し，
フィルタ14で平均化する、いわゆる平均値検出形の検出
回路が知られている。また、インバータ３の出力交流電
流Iiの実効値を検出して直流出力電流Ｉを等価計測する
実効値検出形の回路も知られている。
第６図は第５図に示すインバータ制御形整流装置の動
作状態を示すタイムチャートである。図において、オン
指令3Sは矩形波電圧出力形の自励式トランジスタインバ
ータ３の各トランジスタTU,TX,TV,TYに図示しない駆動
回路から供給される矩形波信号TUB,TXB,TVB,TYBであ
り、TUB,TXBはその時間幅τＵおよびτＸが固定（制御
率固定）の矩形波パルスとして交互に出力され、TVBお
よびTYBについてはTUB,TXBに対してΔτだけ導通角度を
ずらす制御を行う。このトランジスタオン指令3Sによ
り、インバータ３の出力電圧Viは図に示すように対角の
トランジスタTUおよびTY,またはTVおよびTXが同時にオ
ンしたときに出力され、これにより電圧通流率λνを制
御することによって直流出力電流Ｉの制御が行われる。
作状態を示すタイムチャートである。図において、オン
指令3Sは矩形波電圧出力形の自励式トランジスタインバ
ータ３の各トランジスタTU,TX,TV,TYに図示しない駆動
回路から供給される矩形波信号TUB,TXB,TVB,TYBであ
り、TUB,TXBはその時間幅τＵおよびτＸが固定（制御
率固定）の矩形波パルスとして交互に出力され、TVBお
よびTYBについてはTUB,TXBに対してΔτだけ導通角度を
ずらす制御を行う。このトランジスタオン指令3Sによ
り、インバータ３の出力電圧Viは図に示すように対角の
トランジスタTUおよびTY,またはTVおよびTXが同時にオ
ンしたときに出力され、これにより電圧通流率λνを制
御することによって直流出力電流Ｉの制御が行われる。
一方、インバータ３の出力交流電流Iiは図に示すよう
に、前記対角トランジスタがオンしたときに急速に立ち
上り、その後負荷時定数によりゆるやかに増加し、対角
トランジスタの一方がオフすると図の上側トランジスタ
TUとダイオードDV間あるいは下側トランジスタ−ダイオ
ード間（TX,DY間）を還流するモードとなり、交流電流I
iの減少がはじまり、ついで全トランジスタがオフする
と対角ダイオード（DU,DYまたはDV,DX）がオンし、直流
中間回路のコンデンサ2C側へ電流が回生されるモードと
なり、電流Iiはこの時点で零に向けて急速に立ち下がる
特性を示し、その際交流出力電圧Viには直前の電圧とは
逆極性の電圧が僅かな時間幅で発生する。
に、前記対角トランジスタがオンしたときに急速に立ち
上り、その後負荷時定数によりゆるやかに増加し、対角
トランジスタの一方がオフすると図の上側トランジスタ
TUとダイオードDV間あるいは下側トランジスタ−ダイオ
ード間（TX,DY間）を還流するモードとなり、交流電流I
iの減少がはじまり、ついで全トランジスタがオフする
と対角ダイオード（DU,DYまたはDV,DX）がオンし、直流
中間回路のコンデンサ2C側へ電流が回生されるモードと
なり、電流Iiはこの時点で零に向けて急速に立ち下がる
特性を示し、その際交流出力電圧Viには直前の電圧とは
逆極性の電圧が僅かな時間幅で発生する。
このように、インバータ３の出力交流Iiの電流通流率
は対角トランジスタの通流時間幅τU,τＸ等で決まり、
正負の矩形波電流間には１−λｉに相当する時間幅の通
流休止期間が発生する。しかしながら、変圧器４の二次
巻線のライン端にそれぞれ接続され出力端が並列接続さ
れた一対のダイオード（またはサイリスタ）５に流れる
電流IU,IVは図に示すように、一次巻線に流れる交流電
流Iiの休止期間（１−λｉ）においても両整流器に半分
づつ分流して電流が流れるモードとなり、一対の整流器
は常に導通してIU＝IV＝I/2を流し続ける。その結果、
負荷回路に供給される直流出力電流Ｉも図に示すように
リップルを含む連続した直流電流となる。
は対角トランジスタの通流時間幅τU,τＸ等で決まり、
正負の矩形波電流間には１−λｉに相当する時間幅の通
流休止期間が発生する。しかしながら、変圧器４の二次
巻線のライン端にそれぞれ接続され出力端が並列接続さ
れた一対のダイオード（またはサイリスタ）５に流れる
電流IU,IVは図に示すように、一次巻線に流れる交流電
流Iiの休止期間（１−λｉ）においても両整流器に半分
づつ分流して電流が流れるモードとなり、一対の整流器
は常に導通してIU＝IV＝I/2を流し続ける。その結果、
負荷回路に供給される直流出力電流Ｉも図に示すように
リップルを含む連続した直流電流となる。
インバータ制御形整流器では上述のように、変圧器二
次側の直流回路では電流が連続して流れるのに対し、変
圧器一次側の交流回路では交流電流に通流休止期間が生
ずるために、電流Iiの通流休止期間を含む平均値または
実効値を求める従来の交流等価計測回路では１−λｉな
る通流休止期間に相応する計測誤差が発生する。
次側の直流回路では電流が連続して流れるのに対し、変
圧器一次側の交流回路では交流電流に通流休止期間が生
ずるために、電流Iiの通流休止期間を含む平均値または
実効値を求める従来の交流等価計測回路では１−λｉな
る通流休止期間に相応する計測誤差が発生する。
また、外部負荷の時定数が短かく出力直流電流Ｉのリ
ップルが極端に増加したり、あるいは電流が断続するよ
うな条件では、測定誤差が極めて大きくなり、交流等計
測そのものが困難になる。
ップルが極端に増加したり、あるいは電流が断続するよ
うな条件では、測定誤差が極めて大きくなり、交流等計
測そのものが困難になる。
この発明の目的は、出力直流電流が連続する場合はも
とより、出力直流電流が断続する場合にも精度の高い等
価計測が可能な交流等価計測回路を得ることにある。
とより、出力直流電流が断続する場合にも精度の高い等
価計測が可能な交流等価計測回路を得ることにある。
上記課題を解決するために、この発明によれば、交流
電源からの電流をダイオード整流器を介して直流電流と
して受け矩形波電圧に変換し所定の電流通流率の交流電
流を変圧器に向けて供給するトランジスタインバータ
と、前記変圧器の二次巻線両端末に接続されて外部負荷
回路に直流電流を供給する出力整流器とを備えたインバ
ータ制御形整流装置において、前記トランジスタインバ
ータの出力電流を検出する電流センサ、およびこの電流
センサの検出電流をその通流休止期間を含めた平均値，
実効値，または瞬時値のいずれかとして検出する検出回
路と、前記通流休止期間による前記検出回路の出力信号
レベルの低下を前記トランジスタインバータの電流通流
率に基づいて補償する補正回路とを備え、この補正回路
の出力端に前記変圧器の二次側に換算した計測信号を出
力するよう形成されてなるものとする。
電源からの電流をダイオード整流器を介して直流電流と
して受け矩形波電圧に変換し所定の電流通流率の交流電
流を変圧器に向けて供給するトランジスタインバータ
と、前記変圧器の二次巻線両端末に接続されて外部負荷
回路に直流電流を供給する出力整流器とを備えたインバ
ータ制御形整流装置において、前記トランジスタインバ
ータの出力電流を検出する電流センサ、およびこの電流
センサの検出電流をその通流休止期間を含めた平均値，
実効値，または瞬時値のいずれかとして検出する検出回
路と、前記通流休止期間による前記検出回路の出力信号
レベルの低下を前記トランジスタインバータの電流通流
率に基づいて補償する補正回路とを備え、この補正回路
の出力端に前記変圧器の二次側に換算した計測信号を出
力するよう形成されてなるものとする。
この発明の構成は、矩形波電圧出力形の自励式インバ
ータによって制御される整流器においては、インバータ
の出力電流の電流通流率が対角トランジスタの通流時間
によって決まり、電圧通流率の変化に関わりなく一定の
電流通流率を保持できることに着目して成されたもの
で、インバータの出力電流の平均値または実効値を検出
する検出回路に補正回路を付加し、通流率１への補正お
よび変圧器二次側への換算を行うよう構成したことによ
り、外部負荷回路に流れる直流電流が断続しない条件下
ではインバータ出力電流の休止期間の影響を排除して精
度の高い交流等価計測を行うことができる。
ータによって制御される整流器においては、インバータ
の出力電流の電流通流率が対角トランジスタの通流時間
によって決まり、電圧通流率の変化に関わりなく一定の
電流通流率を保持できることに着目して成されたもの
で、インバータの出力電流の平均値または実効値を検出
する検出回路に補正回路を付加し、通流率１への補正お
よび変圧器二次側への換算を行うよう構成したことによ
り、外部負荷回路に流れる直流電流が断続しない条件下
ではインバータ出力電流の休止期間の影響を排除して精
度の高い交流等価計測を行うことができる。
また、負荷回路の直流電流が断続する程にインバータ
の電流通流率が低い場合には、平均電流の検出回路に、
電流の立ち上り直後，立ち下り直前の電流瞬時値と、電
流休止期間とに基づいて補正を行う補正回路を付加する
ことにより、休止期間の影響を排除して精度の高い交流
等価計測を行うことができる。
の電流通流率が低い場合には、平均電流の検出回路に、
電流の立ち上り直後，立ち下り直前の電流瞬時値と、電
流休止期間とに基づいて補正を行う補正回路を付加する
ことにより、休止期間の影響を排除して精度の高い交流
等価計測を行うことができる。
以下この発明を実施例に基づいて説明する。
第１図はこの発明の実施例になるインバータ制御形整
流装置の交流等価計測回路を示す構成図であり、従来の
装置と同じ部分には同一参照符号を用いることにより詳
細な説明を省略する。図において、交流等価計測回路は
平均電流検出回路21とその出力側に接続された補正回路
25とで構成される。平均電流検出回路21は、矩形波電圧
出力形の自励式インバータ３の出力交流電流Iiを検出セ
ンサ22で検出し、検出電流を整流器23で直流電流に変換
し、例えばRC形のπ形フィルタ24で平均化することによ
り、インバータ３の出力電流Iiの平均値信号Im1を出力
するよう構成される。
流装置の交流等価計測回路を示す構成図であり、従来の
装置と同じ部分には同一参照符号を用いることにより詳
細な説明を省略する。図において、交流等価計測回路は
平均電流検出回路21とその出力側に接続された補正回路
25とで構成される。平均電流検出回路21は、矩形波電圧
出力形の自励式インバータ３の出力交流電流Iiを検出セ
ンサ22で検出し、検出電流を整流器23で直流電流に変換
し、例えばRC形のπ形フィルタ24で平均化することによ
り、インバータ３の出力電流Iiの平均値信号Im1を出力
するよう構成される。
また、補正回路25はゲイン調整用のアンプ26とその出
力側に接続された抵抗分圧器27とで構成され、抵抗分圧
器27で分圧された電圧Vdがダイオード整流器５の出力直
流電流Ｉと等価な計測信号Idとして一対の出力端子P,n
間に出力される。
力側に接続された抵抗分圧器27とで構成され、抵抗分圧
器27で分圧された電圧Vdがダイオード整流器５の出力直
流電流Ｉと等価な計測信号Idとして一対の出力端子P,n
間に出力される。
第２図は実施例になる交流等価計測回路の平均値補正
方法を示す説明図であり、交流電流センサ22が検出した
インバータ３の出力電流Iiの半波101の通流率λｉが１
以下である場合の等価計測回路各部の電流値を示したも
のである。図において、電流通流率λｉが１より小さい
インバータ３の出力電流Iiの半波の平均電流をIm（図中
実線103）とすると、フィルタ24を通すことによって電
流の休止期間１−λｉを含めて平均化されるために、フ
ィルタ24の出力側における電流平均値Im1は図中破線102
で示すようにImのλi/1（但しλｉ＜１）倍だけ低い値
となる。そこで補正回路25でIm1/λｉなる補正を行なう
ことによってIi1/λｉ＝Imとなり、通流休止期間１−λ
ｉが存在することによりIm1に低下した平均電流を検出
波形半波101の平均電流Imに戻す補正を行うことがで
き、得られた平均電流Imに変圧器４の変圧比（Nt＝一次
巻線電流／二次巻線電流）を乗ずることにより、出力電
流電流Ｉに換算した計測電流Idをこれと等価な電圧Vdと
して出力端子P,n間に出力することができる。なお、Im
＝Im1/λｉなる演算およびId＝Im×Ntなる演算，または
Id＝Im1×（N/λｉ）なる演算は、補正回路25のゲイン
調整アンプ26のゲイン調整および抵抗分圧器27の分圧比
の調整のいずれによって行ってもよく、また両者を併用
して行ってもよい。
方法を示す説明図であり、交流電流センサ22が検出した
インバータ３の出力電流Iiの半波101の通流率λｉが１
以下である場合の等価計測回路各部の電流値を示したも
のである。図において、電流通流率λｉが１より小さい
インバータ３の出力電流Iiの半波の平均電流をIm（図中
実線103）とすると、フィルタ24を通すことによって電
流の休止期間１−λｉを含めて平均化されるために、フ
ィルタ24の出力側における電流平均値Im1は図中破線102
で示すようにImのλi/1（但しλｉ＜１）倍だけ低い値
となる。そこで補正回路25でIm1/λｉなる補正を行なう
ことによってIi1/λｉ＝Imとなり、通流休止期間１−λ
ｉが存在することによりIm1に低下した平均電流を検出
波形半波101の平均電流Imに戻す補正を行うことがで
き、得られた平均電流Imに変圧器４の変圧比（Nt＝一次
巻線電流／二次巻線電流）を乗ずることにより、出力電
流電流Ｉに換算した計測電流Idをこれと等価な電圧Vdと
して出力端子P,n間に出力することができる。なお、Im
＝Im1/λｉなる演算およびId＝Im×Ntなる演算，または
Id＝Im1×（N/λｉ）なる演算は、補正回路25のゲイン
調整アンプ26のゲイン調整および抵抗分圧器27の分圧比
の調整のいずれによって行ってもよく、また両者を併用
して行ってもよい。
第３図はこの発明の異なる実施例を示す交流等価計測
回路の構成図であり、電流実効値検出回路41を交流電流
検出センサ22と、実効値直流変換器42とで構成し、電流
休止期間の存在によって に相当する分低下したインバータ３の出力電流Iiの実効
値信号Irms1をこれと等価な直流電流として検出し、ゲ
イン調整アンプ46および抵抗分圧器47で構成される補正
回路45で なる補正を施すことにより、一対の出力端子p,n間に直
流出力電流Ｉと等価な計測電流Idを電圧信号Vdとして出
力することができる。
回路の構成図であり、電流実効値検出回路41を交流電流
検出センサ22と、実効値直流変換器42とで構成し、電流
休止期間の存在によって に相当する分低下したインバータ３の出力電流Iiの実効
値信号Irms1をこれと等価な直流電流として検出し、ゲ
イン調整アンプ46および抵抗分圧器47で構成される補正
回路45で なる補正を施すことにより、一対の出力端子p,n間に直
流出力電流Ｉと等価な計測電流Idを電圧信号Vdとして出
力することができる。
第４図はこの発明の他の実施例を示す交流等価計測回
路の構成図であり、外部負荷の時定数が短かく、出力直
流電流のリップルが著しく大きいか、あるいは出力直流
電流が断続するような条件に好適な回路を示したもので
ある。図において、交流電流Iiの検出センサ22,整流器2
3,およびフィルタ24からなる平均電流検出部21には、第
２図における電流半波101の立ち上り直後の瞬時値ifを
検出して出力するサンプルホールド回路52と、電流の立
ち下り直前の瞬時値itを検出して出力するサンプルホー
ルド回路53とが設けられる。また、補正回路55はサンプ
ルホールド回路52および53の出力信号を加算器56で加算
してif＋itを求め、この信号に乗算器57で電流休止期間
（１−λｉ）の２分の１に相当する設定信号を掛け算す
ることにより｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）なる補正値
を求める演算を行い、この演算結果に加算器58でフィル
タ24で平均化された平均電流Im1を加算してIm＝Im1＋
｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）なる平均電流Imを求める
よう構成されており、得られた平均電流信号Imは抵抗分
圧器59によって変圧器の変圧比Ntの補正が行われた後一
対の出力端子p,n間に計測信号として出力される。補正
値｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）は通流休止期間１−λ
ｉにおける電流時間積に相応する量を意味しており、こ
れを電流平均値Im1に加えることにより、電流通流率λ
ｉが小さくしたがって電流休止期間が長い条件において
も平均電流の低下を補償して出力直流電流Ｉと等価な交
流等価計測を行うことができる。
路の構成図であり、外部負荷の時定数が短かく、出力直
流電流のリップルが著しく大きいか、あるいは出力直流
電流が断続するような条件に好適な回路を示したもので
ある。図において、交流電流Iiの検出センサ22,整流器2
3,およびフィルタ24からなる平均電流検出部21には、第
２図における電流半波101の立ち上り直後の瞬時値ifを
検出して出力するサンプルホールド回路52と、電流の立
ち下り直前の瞬時値itを検出して出力するサンプルホー
ルド回路53とが設けられる。また、補正回路55はサンプ
ルホールド回路52および53の出力信号を加算器56で加算
してif＋itを求め、この信号に乗算器57で電流休止期間
（１−λｉ）の２分の１に相当する設定信号を掛け算す
ることにより｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）なる補正値
を求める演算を行い、この演算結果に加算器58でフィル
タ24で平均化された平均電流Im1を加算してIm＝Im1＋
｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）なる平均電流Imを求める
よう構成されており、得られた平均電流信号Imは抵抗分
圧器59によって変圧器の変圧比Ntの補正が行われた後一
対の出力端子p,n間に計測信号として出力される。補正
値｛（if＋it）/2｝（１−λｉ）は通流休止期間１−λ
ｉにおける電流時間積に相応する量を意味しており、こ
れを電流平均値Im1に加えることにより、電流通流率λ
ｉが小さくしたがって電流休止期間が長い条件において
も平均電流の低下を補償して出力直流電流Ｉと等価な交
流等価計測を行うことができる。
この発明は前述のように、矩形波電圧出力形の自励イ
ンバータの出力電流の平均値，実効値または瞬時値を通
流休止期間を含めて検出回路が検出することによって生
じた信号レベルの低下を、補正回路が電流通流率に基づ
いて補正するよう構成した。その結果、変圧器二次側の
直流電流は連続して流れているにも拘らず、変圧器１次
側の交流電流に通流休止期間が存在することによって従
来生じた交流等価計測回路の測定誤差を排除して精度の
高い等価計測ができるとともに、出力直流電流が断続す
るような状態においても瞬時値と通流休止期間とに基づ
いて補正を行うことによって精度の高い等価計測が可能
な交流等価計測回路を備えたインバータ制御形整流装置
を提供することができる。また、出力直流電流が大きい
大容量の装置においても、変圧器一次側の二次側より小
さい交流電流を検出する交流電流センサを用いて計測を
行うことができるので、計測回路を小型かつ安価に形成
できる利点が得られる。
ンバータの出力電流の平均値，実効値または瞬時値を通
流休止期間を含めて検出回路が検出することによって生
じた信号レベルの低下を、補正回路が電流通流率に基づ
いて補正するよう構成した。その結果、変圧器二次側の
直流電流は連続して流れているにも拘らず、変圧器１次
側の交流電流に通流休止期間が存在することによって従
来生じた交流等価計測回路の測定誤差を排除して精度の
高い等価計測ができるとともに、出力直流電流が断続す
るような状態においても瞬時値と通流休止期間とに基づ
いて補正を行うことによって精度の高い等価計測が可能
な交流等価計測回路を備えたインバータ制御形整流装置
を提供することができる。また、出力直流電流が大きい
大容量の装置においても、変圧器一次側の二次側より小
さい交流電流を検出する交流電流センサを用いて計測を
行うことができるので、計測回路を小型かつ安価に形成
できる利点が得られる。
第１図はこの発明の実施例になるインバータ制御整流装
置の交流等価計測回路を示す構成図、第２図は実施例に
おける平均値補正方法を示す説明図、第３図はこの発明
の異なる実施例を示す交流等価計測回路の構成図、第４
図はこの発明の他の実施例を示す交流等価計測回路の構
成図、第５図はインバータ制御形整流装置および従来の
交流等価計測回路を示す概略接続図、第６図は第５図に
示すインバータ制御形整流装置の動作を示すタイムチャ
ートである。 １……交流電源、２……ダイオード整流器（入力側）、
３……矩形波電圧出力形トランジスタインバータ、４…
…変圧器、５……ダイオート整流器（出力側）、11,21
……平均電流検出回路、12,22……交流電流センサ、13,
23……整流器、14,24……フィルタ、25,45,55……補正
回路、26,46……ゲイン調整アンプ、27,47,59……抵抗
分圧器、41……電流実効値検出回路、42……実効値直流
変換器、52,53……サンプルホールド回路、56,58……加
算器、57……乗算器、TU,TV,TX,TY……トランジスタ、I
i……インバータの出力電流、Ｉ……出力直流電流、Id
……計測信号、λｉ……電流通流率。
置の交流等価計測回路を示す構成図、第２図は実施例に
おける平均値補正方法を示す説明図、第３図はこの発明
の異なる実施例を示す交流等価計測回路の構成図、第４
図はこの発明の他の実施例を示す交流等価計測回路の構
成図、第５図はインバータ制御形整流装置および従来の
交流等価計測回路を示す概略接続図、第６図は第５図に
示すインバータ制御形整流装置の動作を示すタイムチャ
ートである。 １……交流電源、２……ダイオード整流器（入力側）、
３……矩形波電圧出力形トランジスタインバータ、４…
…変圧器、５……ダイオート整流器（出力側）、11,21
……平均電流検出回路、12,22……交流電流センサ、13,
23……整流器、14,24……フィルタ、25,45,55……補正
回路、26,46……ゲイン調整アンプ、27,47,59……抵抗
分圧器、41……電流実効値検出回路、42……実効値直流
変換器、52,53……サンプルホールド回路、56,58……加
算器、57……乗算器、TU,TV,TX,TY……トランジスタ、I
i……インバータの出力電流、Ｉ……出力直流電流、Id
……計測信号、λｉ……電流通流率。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源からの電流をダイオード整流器を
介して直流電流として受け矩形波電圧に変換し所定の電
流通流率の交流電流を変圧器に向けて供給するトランジ
スタインバータと、前記変圧器の二次巻線両端末に接続
されて外部負荷回路に直流電流を供給する出力整流器と
を備えたインバータ制御形整流装置において、前記トラ
ンジスタインバータの出力電流を検出する電流センサ、
およびこの電流センサの検出電流をその通流休止期間を
含めた平均値，実効値，または瞬時値のいずれかとして
検出する検出回路と、前記通流休止期間による前記検出
回路の出力信号レベルの低下を前記トランジスタインバ
ータの電流通流率に基づいて補償する補正回路とを備
え、この補正回路の出力端に前記変圧器の二次側に換算
した計測信号を出力するよう形成されてなることを特徴
とするインバータ制御形整流装置の交流等価計測回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2028737A JP2595745B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | インバータ制御形整流装置の交流等価計測回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2028737A JP2595745B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | インバータ制御形整流装置の交流等価計測回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03233365A JPH03233365A (ja) | 1991-10-17 |
| JP2595745B2 true JP2595745B2 (ja) | 1997-04-02 |
Family
ID=12256739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2028737A Expired - Lifetime JP2595745B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | インバータ制御形整流装置の交流等価計測回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2595745B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN120294438B (zh) * | 2025-02-28 | 2025-10-28 | 青岛海尔新能源电气有限公司 | 光伏逆变器的故障诊断方法及相关产品 |
-
1990
- 1990-02-08 JP JP2028737A patent/JP2595745B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03233365A (ja) | 1991-10-17 |
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