JP2573686B2 - 色信号の雑音低減回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、テレビジョン受像機内に設置される色信号
の雑音低減回路に関するものである。

（従来の技術） EDTVやIDTVなどと称されるテレビジョン受像機では、
受信したアナログテレビジョン映像信号を一旦ディジタ
ル映像信号に変換し、高精度のY/C分離に加えて、輪郭
補償、走査線補間、雑音低減など各種のディジタル画像
処理を施したのちアナログ映像信号に戻すことにより高
画質化を実現することが計画されている。

上記雑音低減処理に関しては、隣接フレーム間の相関
を利用する雑音低減回路が開発されている。この雑音低
減回路は、第20図に示すように、減算回路141,142と、
１フレーム遅延メモリ143と、動き適応係数生成回路144
とから構成されている。

入力端子INには、受信テレビジョン映像信号からY/C
分離された輝度信号（Ｙ）や色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ
−Ｙ）、あるいは三原色信号（R,G,B）などのコンポー
ネントディジタル映像信号が供給される。この入力端子
INに出現中の現フレームの映像信号と１フレーム遅延メ
モリ143から出力される直前のフレームの雑音低減処理
済みの映像信号が減算回路141で減算され、隣接フレー
ム間の差信号が生成される。この隣接フレーム間の差信
号は、隣接フレーム間の相関が100％の場合、すなわち
表示画面上の動きが全く存在しない場合には雑音成分に
他ならない。従って、この隣接フレーム間差信号を減算
回路142において現フレームの映像信号から減算するこ
とにより、雑音低減済みの映像信号を生成することがで
きる。

実際には、隣接フレーム間の相関の崩れに伴う動き成
分が隣接フレーム間の差信号に混入してくる。この場
合、隣接フレーム間の差信号が低レベルになるほど雑音
成分である確率が高まり、高レベルになるほど動き成分
である確率が高まる。そこで、動き適応係数生成回路14
4において、隣接フレーム間の差信号の高レベル側を抑
圧するような係数を乗算することにより低レベル側の雑
音成分が抽出される。減算回路142において、入力端子I
Nに出現中の原フレームの映像信号から上記抽出された
雑音成分が減算されることにより雑音低減済みの映像信
号が生成され、出力端子OUTに供給される。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の隣接フレーム間の相関を利用する雑音低減
回路では、輝度信号（Ｙ）や色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ
−Ｙ）などの三つのコンポーネント映像信号のそれぞれ
について、第20図に示したような構成の雑音低減回路を
設置している。このため、大容量の高価なフレームメモ
リが３個必要になり、製造費用がかさむという問題があ
る。

（課題を解決するための手段） 本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、第１に、処
理対象の信号として三原色信号R,G,Bではなく２種類の
色差信号（Ｒ−Y,B−Ｙや、I,Qなど）を選択することに
より、輝度信号とは異なる方式の雑音低減処理を適用可
能とするように構成されている。

第２に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、２
種類の色差信号それぞれのを所定の画素数おきに抜き出
す間引きを行いつつ時分割多重化を行って多重化色差信
号を生成し、この多重化色差信号に対して雑音低減処理
を施すことにより、２種類の色差信号ごとに雑音低減処
理を施す場合に比べてハードウエア量を削減し、製造コ
ストの低廉化を実現している。

第３に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、上
記多重化色差信号については隣接フレーム間の相関に代
えて隣接フィールド間の相関に基づく隣接フィールド間
差信号を利用して雑音低減処理を行うことにより、遅延
のためのフレームメモリをフィールドメモリに置き換え
てその容量を半分に圧縮し、製造費用の低廉化を実現す
るように構成されている。

第４に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、上
記多重化色差信号について更に所定画素数おきの間き引
きを行いつつ上位ビット部分と下位ビット部分の並列／
直列変換を施して１フィールド分遅延させ、遅延済みの
多重化直列色差信号に直列／並列変換を行っての元ビッ
ト幅の多重化色差信号に復元することにより、比較的小
容量の汎用のメモリの使用を可能にし、製造費用の低廉
化を実現するように構成されている。

第５に、本発明の雑音低減回路は、色差信号の隣接フ
ィールド間差信号に対し高レベル側を抑圧する非線形処
理を施すことにより、隣接フィールド間の相関の崩れに
伴う誤動作を除去するように構成されている。

以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。

（実施例） 第１図は、本発明の一実施例に係わる色信号の雑音低
減回路の構成を示すブロック図であり、I a,I bは雑音
低減対象の色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）の入力端
子、I cはフィールドパルスの入力端子、1a,1bは低域通
過濾波回路、２は多重化回路、３は並列／直列変換回
路、４はフィールド遅延メモリ、５は直列／並列変換回
路、６はサンプリング回路、7,9は減算回路、８は高レ
ベル抑圧処理回路、Ｏは雑音低減処理済みの多重化色差
信号の出力端子である。

入力端子IaとIbのそれぞれには、搬送色信号の４倍の
周波数（4fsc）でサンプリングされた８ビット幅のディ
ジタル色差信号（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）とが雑音低減対
象の２種類の色差信号として供給される。これらの色差
信号は、低域通過濾波回路1aと1bのそれぞれにおいて低
域通過濾波処理が施され、高域成分が除去される。すな
わち、色信号（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）のそれぞれは、後
段の多重化回路２における多重化に際し1/2の間引きが
行われて高域成分が廃棄されるので、予め雑音成分と共
に低域通過濾波回路1aと1bによって除去処理が行われ
る。通常、色差信号の帯域幅は（0.5〜1.5）MHzなの
で、間引きや低域通過濾波処理による高域部分の帯域制
限に伴う画質の劣化はない。

高域成分が除去された色差信号（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−
Ｙ）は、多重化回路２においてそれぞれが２画素おきに
抜き出されながら（50％の間引を受けながら）時分割多
重化され、多重化色差信号となる。この多重化色差信号
は、減算回路９において高レベル抑圧処理済みの隣接フ
ィールド間差信号による減算を受けて雑音低減済みの多
重化色差信号となり、出力端子Ｏと並列／直列変換回路
３に供給される。

並列／直列変換回路３に供給された多重化色差信号
は、さらに２画素おきに抜き出されながら上位４ビット
部分と下位４ビット部分についての時分割多重化による
並列／直列変換を受けることにより、総合で1/4の間引
きを受けながら多重化・直列色差信号に変換される。こ
の多重化・直列色差信号は、262ライン遅延メモリ4a、
１ライン遅延メモリ4b及びフィールドパルスで１フィー
ルドおきに切り替えられるスイッチ4cから構成される１
フィールド遅延メモリ４によって交互に出現する263ラ
インと262ラインから成る１フィールド分遅延されたの
ち、直列／並列変換回路５に供給される。

直列／並列変換回路５に供給された多重化・直列色差
信号は、上位４ビット部分と下位４ビット部分について
直列／並列変換を受けることにより元のビット幅（８ビ
ット）の多重化色差信号に復元され、減算回路７の一方
の入力端子に供給される。減算回路７の他方の入力端子
には、多重化回路２から出力されたサンプリング回路６
によって（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）それぞれについて４画
素おきに抜き出されて４画素幅の時間にわたって保持さ
れながら（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）が交互に出力される多
重化色差信号が供給される。従って、減算回路７から
は、多重化回路２から出力中の現フィールドの多重化色
差信号とこれに１フィールド分の遅延が付与された直前
のフィールドの多重化色差信号の差分による多重化色差
信号の隣接フィールド差信号Δ（Ｒ−Ｙ）とΔ（Ｂ−
Ｙ）が出力される。

この隣接フィールド間差信号Δ（Ｒ−Ｙ）とΔ（Ｂ−
Ｙ）は、高レベル抑圧処理回路８において高レベル側の
抑圧を受けたのち減算回路９の一方の入力端子に供給さ
れる。減算回路９の他方の入力端子には、多重化回路２
から出力される現フィールドの多重化色差信号（Ｒ−
Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）が供給される。この結果、減算回路９
において現フィールドの多重化色差信号から高レベル抑
圧処理済みの多重化出力のフィールド間差信号の減算が
行われ、現フィールドの雑音低減済みの多重化色差信号
（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）となって出力端子Ｏに出力され
る。

第２図は、第１図中の多重化回路２の構成を示すブロ
ック図であり、11a,11bは色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−
Ｙ）の入力端子、12a,12b,14はラッチ回路、13はスイッ
チ、15は多重化色差信号の出力端子である。

入力端子11aと11bのそれぞれには前段の低域通過濾波
回路1a,1bのそれぞれによって高域成分が除去されたデ
ィジタル色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）が供給され
る。このディジタル色差信号は、第７図の波形（Ｂ）と
（Ｃ）とに示すように、4fscの周波数のサンプリングク
ロックでサンプリングされた８ビット幅のディジタル色
差信号（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）が供給される。ただし、
第７図においては図示の便宜上、色差信号（Ｒ−Ｙ），
（Ｂ−Ｙ）のそれぞれが単にR,Bとして表示されると共
に、これらの色差画素信号ＲとＢにサンプリングの通し
番号を表示する算用数字1,2,3・・・が付加されてい
る。

これらの色差画素信号群は、第７図の波形（Ｄ）に示
す周波数2fscのクロック信号に同期して２画素おきにラ
ッチ回路12aと12bとに保持されることにより、波形
（Ｅ）と（Ｆ）に示すように中間の１画素が間引かれる
共に２画素幅に伸張された色差画素信号群（R1,R3,R5・
・・・），（B1,B3,B5・・・・）となる。これらの色差
画素信号群（R1,R3,R5・・・・），（B1,B3,B5・・・
・）は、第７図の波形（Ａ）に示す周波数4fscのクロッ
ク信号で切り替えられるスイッチ13によって時分割多重
化され波形（Ｇ）に示すような多重化色差信号となる。
この多重化色差信号は、周波数4fscに同期してラッチ回
路14に保持され、波形（Ｈ）のような多重化色差信号と
して出力端子15に出力される。

第３図は、第１図中の並列／直列変換回路３の構成を
示すブロック図であり、21は上記多重化色差信号の入力
端子、22,23a,23b,26はラッチ回路、24a,24bはスイッ
チ、27は多重化・直列色差信号の出力端子である。

入力端子21には、第８図の波形（Ａ）に示すような多
重化色差信号が入力する。この多重化色差信号は、周波
数4fscのクロック信号に同期して保持され、第８図の波
形（Ｂ）に示すように、4fscに相当する１サンプリング
周期分遅延した多重化色差信号となる。ラッチ回路22の
前後の多重化色差信号は、ラッチ回路23aと23bのそれぞ
れにおいて周波数fscのクロック信号に同期して保持さ
れることにより、第７図の波形（Ｄ）と（Ｅ）に示すよ
うに、更に中間の１画素が間引かれると共に多重化が一
旦解除され、多重化前の元の色差信号の４画素幅にわた
って保持される色差画素信号群（R1,R5,R9・・・・），
（B1,B5,B9・・・・）となる。

ラッチ回路23aと23bに保持された色差画素信号群（R
1,R5,R9・・・・），（B1,B5,B9・・・・）は、それぞ
れ４ビット幅の上位ビット部分と下位ビット部分とに分
離され、スイッチ24aと24bのそれぞれに供給される。ス
イッチ24aと24bは、周波数4fscのクロック信号に同期し
て４画素幅の色差画素信号群R1,B1・・・・の上位ビッ
ト部分R1H,B1H・・・・と下位ビット部分R1L,B1L・・・
・とを交互に選択して出力することにより、波形（Ｆ）
と（Ｇ）に示すような並列／直列変換された直列色差画
素信号群を作成する。この直列色差画素信号群は、第８
図の波形（Ｈ）に示すように周波数2fscのクロック信号
に同期して切り替えられるスイッチ25によって、再度多
重化され、波形（Ｉ）に示すような多重化・直列色差信
号となる。この多重化・直列色差信号は、周波数4fscの
クロック信号に同期してラッチ回路26にラッチされ、出
力端子27に供給される。

このように、８ビット幅の色差信号を並列／直列変換
によって４ビット幅に圧縮することにより、後段の262
ライン遅延メモリを容量1Mビットで４ビット幅の画像処
理用の汎用のFIFOで構成することができる。すなわち、
NTSC方式のテレビジョン映像信号では周波数4fscのサン
プリングによる全画素数は１ライン当たり910個である
ため、これに１フィールド（262ライン又は263ライン）
分の遅延を与えるための縦列段数は、ほぼ910×262＝23
8,420段であり、各段を４ビット幅で構成する場合の所
要全ビット容量は238,420×４＝953,680ビットとなる。
このため、容量1Mビットの汎用のFIFOを１個割り当るこ
とにより、262ライン遅延メモリ４を安価に構成でき
る。

第４図は、第１図中の直列／並列変換回路５の構成を
示すブロック図であり、31は多重化・直列色差信号の入
力端子、32,33,34,35,38はラッチ回路、36はスイッチ、
37は263ライン補間回路、39は直列／並列済みの多重化
色差信号の出力端子である。

入力端子31に、第９図の波形（Ａ）に示すように、4f
sc相当のサンプリング周期で配列され１フィールドの遅
延を受けた多重化・直列色差画素信号群R1H,R1L,B1H,B1
L,R5H,R5L,B5H,B5L・・・が供給される。この画素信号
群は、周波数4fscのクロック信号に同期してラッチ回路
32,33及び34に順次保持されてゆくことにより、第９図
の波形（Ｂ），（Ｃ）及び（Ｄ）に示すように、4fsc相
当のサンプリング周期ずつ順次遅延された信号となる。
最終段のラッチ回路34の前後の４ビット幅の信号が８ビ
ット幅の信号の下位分と上位部分として合成されつつ周
波数fscに同期してラッチ回路35aに保持される直列／並
列変換により、第９図の波形（Ｆ）に示すように、８ビ
ット幅の色差信号R1,R5,R9・・・・に復元される。この
並列／直列変換に際しては、色差信号（Ｂ−Ｙ）からの
多重分離も行われる。同様に、初段のラッチ回路32の前
後の４ビット幅の信号が８ビット幅の信号の下位分と上
位部分として合成されつつ周波数fscに同期してラッチ
回路35bに保持される直列／並列変換により、第９図の
波形（Ｇ）に示すように、色差信号（Ｒ−Ｙ）からの多
重分離を受けつつ８ビット幅の色差信号B1,B5,B9・・・
・に復元される。この８ビット幅の並列データに変換さ
れた各色素画素信号は、周波数4fscのクロック信号に同
期して切り替えられるスイッチ36によって再度の多重化
を受けて第９図の波形（Ｉ）に示すような多重化色差信
号となり、236ライン補間回路37に供給される。

236ライン補間回路37では、１フィールドおきに出現
する262ラインからなるフィールドについてはそのま
ま、また１フィールドおきに出現する263ラインか成る
フィールドについては最終の263ラインの補間が行われ
る。

第５図は、第４図中の263ライン補間回路37の構成を
示すブロック図であり、多重化色差信号の入力端子、4
2,43,44,45は周波数4fscのクロック信号に同期して信号
を保持するラッチ回路、46は加算回路、47はフィールド
パルスFPに同期して１フィールドおきに切り替えられる
スイッチ、48は補間済みの色差信号の出力端子である。

スイッチ47は、第１図の遅延回路４のフィールドパル
スFPによって263ラインの遅延が行われる期間だけ図中
の下側に切り替えられる。従って、その他の期間内は、
ラッチ回路43と44間の着目点Ａの多重化色差信号がスイ
ッチ47を経て出力端子48に供給され、出力される。一
方、263ラインの遅延が行われる期間内は、上記着目点
Ａの２サンプリング周期分前後の色差画素信号の平均値
が加算回路46からスイッチ47を経て出力端子48に供給さ
れる。

このように263ラインの遅延が行われる期間内に画素
信号を２画素分前後のものから補間するのは、次のよう
な理由による。すなわち、１ラインあたり910個の色差
画素信号について３画素跳びの（４画素周期の）サンプ
リングが行われるため、263ライン遅延させた場合につ
いては910×263（＝239,330）が４の整数倍でないこと
から、（Ｒ−Ｙ）画素信号の位置が（Ｂ−Ｙ）画素信号
の位置と入れ代わってしまうためである。

第４図の直列／並列変換回路において補間回路37から
出力された多重化色差信号は、周波数4fscのクロック信
号に同期してラッチ回路38に保持され、出力端子39から
減算回路７の一方の入力端子に供給される。この多重化
色差信号は、第９図の波形（Ｉ）に示すように、多重化
前の元の色差画素信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）のそれぞ
れを４画素おきに抜き出して４画素幅の時間にわたって
保持しながら（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）を4fscに該当する
サンプリング周期で交互に出力したものに該当する。従
って、第１図のサンプリング回路６においても、多重化
回路２から出力される現フィールドの多重化色差信号に
対して同様のサンプリング処理が行われ、第７図の最下
段の波形（Ｉ）に示すようなサンプリング後の多重化色
差画素信号が減算回路７の他方の入力端子に供給され、
隣接フィールド間差信号が作成される。

第６図は、第１図中の高レベル抑圧処理回路８の構成
を示すブロック図である。

この非線形処理回路８は、多重化色差信号の隣接フィ
ールド間差信号Δ（Ｒ−Ｙ）とΔ（Ｂ−Ｙ）の入力端子
51、入力信号に係数値ｋを乗算する係数器52a,52b,スイ
ッチ53,54,59,61、絶対値回路55、極性判別回路56、比
較回路57、閾値保持回路58a,58b、極性反転回路60、出
力端子62及び雑音低減処理の解除指令の入力端子63から
構成されている。

第１図の減算回路７から出力され入力端子51に供給さ
れる色差信号の隣接フィールド間差信号Δ（Ｒ−Ｙ）と
Δ（Ｂ−Ｙ）（以下、これらをΔ（R,B）と総称する）
は、係数器52aと絶対値回路55とに供給される。絶対値
回路55で無極性信号となった隣接フィールド間差信号
は、比較回路57の一方の入力端子に供給される。この比
較回路57の他方の入力端子には、閾値保持回路58aに保
持中の閾値Δ０がスイッチ59を介して供給される。入力
中の隣接フィールド間差信号の絶対値が閾値Δ０以下で
あれば、比較回路57の出力がハイ状態に保持され、スイ
ッチ53が図中の上側に切り替えられる。この結果、一定
の係数k0が乗ぜられた入力隣接フィールド間差信号k0Δ
（R,B）がスイッチ53と54とを経て出力端子62に供給さ
れる。

これに対して、入力中の隣接フィールド間差信号の絶
対値が閾値Δ０よりも大きくなると、比較回路57の出力
がロー状態に反転し、スイッチ53が図中の下側に切り替
えられる。この結果、一定の閾値Δ０に極性が付与され
更に係数k1が乗ぜられた信号±k1Δ０がk0Δ（R,B）の
代わりにスイッチ53と54を経て出力端子62に供給され
る。なお、極性判別回路56において入力中の隣接フィー
ルド間差信号について正，負いずれの極性が判別される
かに応じてスイッチ61が図中の上側か下側に切り替えら
れ、入力信号と同一極性の一定レベルが出力される。

この結果、第10図に示すように、入力信号Δ（R,B）
が閾値Δ０を越えるまでは出力信号δ（R,B）が入力信
号に比例して直線的に増加すると共に、入力信号が閾値
Δ０よりも大きくなっても出力δ（R,B）が一定値に保
持され、高レベル側の抑圧が行われる。これは、総合の
係数値を入力信号のレベルに応じて第11図に示すように
変化させことと等価である。

スイッチ59の切り替えによって閾値Δ０を閾値Δ１に
変更することにより、レベルが一定となる点が変更され
る。Δ１＞Δ０の場合、高レベル側の抑圧特性はスイッ
チ59の切り替えにより第10図の一点鎖線で示すようなも
のに変更される。

また、上述した雑音低減処理を解除する場合には、ユ
ーザの手動操作などによって入力端子63に処理解除を指
令するハイ信号が供給され、スイッチ54が図中の下側に
切り替えられる。この結果、出力端子62からはゼロが出
力され、雑音低減処理の解除が行われる。

第12図は、第１図中の高レベル抑圧処理回路８の他の
構成を示すブロック図である。

この高レベル抑圧処理回路は、第６図の場合に対応す
る色差信号の隣接フィールド間差信号Δ（R,B）の入力
端子71、係数器72a,72b、スイッチ73,74,79,81、絶対値
回路75、極性判別回路76、比較回路77a、閾値保持回路7
8a,78b、極性反転回路80a、出力端子82及び処理解除指
令の入力端子83に加えて、第２の比較回路77b、減算回
路84及びオアゲート77bを備えている。

スイッチ79が図中の上側に切り替えられて閾値Δ１が
選択中であるものとする。この場合、入力信号Δ（R,
B）の絶対値が閾値Δ１以下であることが比較回路77aで
検出されている間は、スイッチ73は図中の上側に切り替
えられる。この結果、係数回路72aから出力されるｋΔ
（R,B）がスイッチ73ち74とを経て出力端子82に出力さ
れ、入力信号に比例して直線的に増加する出力信号δ
（R,B）となる。一方、入力信号Δ（R,B）の絶対値が閾
値Δ１を越えたことが比較回路77aで検出されると、ス
イッチ73が図中の下側に切り替えられ、減算回路84の出
力2kΔ１−ｋΔ（R,B）がスイッチ73と74とを経て出力
される。更に、入力信号Δ（R,B）の絶対値が閾値Δ１
の２倍を越えたことが比較回路77bで検出されると、オ
アゲート85の出力がハイに立ち上がってスイッチ74が図
中の下側に切り替えられ、出力がゼロに固定される。

この結果、第13図の実線で示すような三角形状の入出
力特性が得られる。これは、高レベル抑圧処理に基づく
総合の係数を入力信号Δ（R,B）のレベルに応じて第14
図に示すように変化させたことと等価である。また、ス
イッチ79の切り替えにより閾値Δ１をΔ２に変更するこ
とにより、第13図の入出力特性を変更できる。一例とし
て、Δ２＞Δ１の場合には、第13図の入出力特性が一点
鎖線に例示するように変化する。

第15図は、第１図中の高レベル抑圧処理回路８の更に
他の構成を示すブロック図である。

この高レベル抑圧処理回路は、第12図の場合に対応す
る色差信号の隣接フィールド間差信号Δ（R,B）の入力
端子91、係数器92a,92b、スイッチ93,94,99,101、絶対
値回路95、極性判別回路96、比較回路97a,97b、閾値保
持回路98a,98b、極性反転回路100a、係数回路100b,100
c、出力端子102、処理解除指令の入力端子103、減算回
路104及びオアゲート105に加えて、第３の比較回路97c
と、係数回路106と、スイッチ107とを備えている。

スイッチ99が図中の上側に切り替えられて保持回路98
aの閾値Δ１が選択中であるものとする。この場合、入
力信号Δ（R,B）の絶対値が閾値Δ１以下であることが
比較回路97aで検出しされている間は、スイッチ93は図
中の上側に切り替えられる。この結果、係数回路92aか
ら出力されるｋΔ（R,B）がスイッチ93と107と94とを経
て出力端子102に出力され、入力に比例して直線的に増
加する出力信号δ（R,B）となる。一方、入力信号Δ
（R,B）の絶対値が閾値Δ１を越えたことが比較回路97a
で検出されると、スイッチ93が図中の下側に切り替えら
れ、係数器92bから出力される一定値ｋΔ１がスイッチ9
3と107と94とを経て出力端子102に出力される。さら
に、入力信号Δ（R,B）の絶対値が係数回路100bから出
力される閾値２Δ１を越えたことが比較回路97bで検出
されると、スイッチ107が図中の下側に切り替えられ、
減算回路104の出力〔3kΔ１−ｋΔ（R,B）〕がスイッチ
107と94とを経て出力端子102に出力される。更に、入力
信号Δ（R,B）の絶対値が係数回路100cから出力される
３Δ１を越えたことが比較回路97cで検出されると、オ
アゲート105の出力がハイに立ち上がってスイッチ94が
図中の下側に切り替えられ、出力がゼロに固定される。

この結果、第16図の実線で示すような台形状の入出力
特性が得られる。これは、高レベル抑圧処理に基づく総
合の係数を入力信号Δ（R,B）のレベルに応じて第17図
に示すように変化させたことと等価である。また、スイ
ッチ99の切り替えによる閾値Δ１をΔ２に変更すること
により、第16図の入出力特性を変更できる。一例とし
て、Δ２＞Δ１の場合には、第16図の入出力特性図中の
一点鎖線に例示するように変化する。

第18図は、第１図の高レベル抑圧処理回路８の更に他
の構成を示すブロック図である。

この高レベル抑圧処理回路は、第12図と同様の高レベ
ル抑圧処理回路の後段に、第６図と同様の高レベル抑圧
処理回路を付加することにより、第15図と同様の台形状
の入出力特性をこれとは異なる構成によって実現するよ
うに構成されている。

すなわち、入力端子111からスイッチ114の出力端子ま
での前段部分は、入力信号にそれぞれｋ倍と2k倍の係数
を乗算する係数回路12a,12b、入力レベルの絶対値が閾
値Δ１を越えた時に比較回路117aの出力によって切り替
えられるスイッチ113、入力レベルの絶対値が閾値Δ１
の２倍を越えた時に比較回路117bの出力によって切り替
えられるスイッチ114を備えている。さらに、この前段
部分は2kΔ１−ｋ（R,B）を生成する減算回路124、絶対
値回路115、極性判定回路116、閾値保持回路118、極性
判定回路116の判定結果に応じて閾値Δ１に同一の極性
を付与する極性付与回路119、２倍の係数回路120、オア
ゲート122、高レベル抑圧処理の解除指令の入力端子123
などを備えている。

従って、この前段部分の構成は、閾値が保持回路118
に保持中のΔ１のみの一種類である点を除き、第10図の
高レベル抑圧処理回路と同一の構成となっている。この
結果、この前段部分において第11図に示したような閾値
Δ１と等しい入力レベルΔ（R,B）を頂点とする三角形
状の入出力特性が作成される。

また、スイッチ114の出力端子から出力端子131までの
後段部分は、閾値δ１を保持する閾値保持回路128、絶
対値回路125、極性判定回路126、極性判定回路126の判
定結果に従って閾値δ１に同一の極性を付与する極性付
与回路126、絶対値回路125の出力が閾値δ１を越えた時
に比較回路127の出力によって切り替えられるスイッチ1
30などを備えている。

従って、この後段分の構成は、閾値がδ１のみの一種
類である点を除き、第６図の高レベル抑圧処理回路と同
一の構成となっている。この結果、後段部分への入力、
すなわち前段部分の出力が、閾値δ１を越える範囲では
出力端子131に供給される出力信号δ（R,B）は一定のレ
ベルδ１に保持される。

上記前段部分と後段部分との組合せによる第18図の高
レベル抑圧処理回路の総合の入出力特性は、第19図に示
すような台形状のものとなる。

以上、第１図の実施例において雑音低減処理済みの色
差信号を多重化の状態のまま出力端子Ｏにする構成を例
示した。しかしながら、出力端子Ｏの前段に多重分離回
路を設置し、雑音低減処理前の元の色差信号（Ｒ−Ｙ）
と（Ｂ−Ｙ）とに多重分離しつつ出力する構成としても
よい。

また、第１図の実施例において多重化回路２の前段に
２個の低域通過濾波回路1aと1bを設置することにより、
多重化前の色差信号（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）のそれぞれ
に低域通過濾波処理を施す構成を例示した。しかしなが
ら、多重化回路２の後段に単一の低域通過濾波回路を設
置して多重化色差信号に共通の低域通過濾波処理を施す
ことにより、低域通過濾波回路を１個節減する構成とす
ることもできる。

更に、第１図において減算回路７の前段にサンプリン
グ回路６を設置して多重化色差信号の画素列から４画素
おきに抽出した１画素の信号を４画素幅にわたって保持
する構成を例示した。しかしながら、隣接画素間に相当
程度の相関が存在する場ことが多いため、この相関が崩
れることに伴う多少の誤差を許容する場合には、これら
のサンプリング回路を省略することもできる。

また、直列／並列変換回路５内に263ライン補間回路
を設置する構成を例示した。しかしながら、この補間回
路に代えて、263ラインについては（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−
Ｙ）の色差信号系の出力の抽出箇所を変更して出力する
構成としてもよい。

更に、色差信号が（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）である場合
を例示したが、これに代えてＩとＱを使用することもで
きる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明に係わる色信号の
雑音低減回路は、以下のような数々の利点を有してい
る。

第１に、処理対象の色信号として三原色R,G,Bではな
く２種類の色差信号（Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙなど）を選択する
構成であるから、輝度信号とは異なる方式の雑音低減処
理が適用可能となる。

すなわち、視感度の高い輝度信号についてはフレーム
間相関を利用して比較的高コストの雑音低減処理を施す
と共に、視感度の低い色信号についてはフィールド間相
関を利用して低コストの雑音低減処理を施すことができ
る。なお、輝度信号についてもフレーム間相関の代わり
にフィールド間相関を利用して雑音低減処理を行うか否
かは、他の点をも含めた総合的な判断によって決定され
る。

第２に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、２
種類の色差信号のそれぞれを所定の画素数おきに抜き出
す間引きを行いつつ時分割多重化を施すことにより多重
化色差信号を生成し、この多重化色差信号に対して雑音
低減処理を施す構成であるから、雑音低減回路のハード
ウエア量が軽減され、製造コストの低廉化が実現され
る。

第３に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、上
記多重化色差信号については隣接フレーム間の相関に代
えて隣接フィールド間の相関に基づく隣接フィールド間
差信号を利用して雑音低減処理を行う構成であるから、
遅延のためのフレームメモリがフィールドメモリに置き
換えられてその容量が半分に圧縮され、製造費用が更に
低廉になる。

第４に、本発明に係わる色信号の雑音低減回路は、上
記多重化色差信号について更に所定画素数おきの間き引
きを行いつつ上位ビット部分と下位ビット部分の並列／
直列交換を施して１フィールド分遅延させ、遅延済みの
多重化直列色差信号に直列／並列変換を行って元のビッ
ト幅の多重化色差信号に復元する構成であるから、比較
的小容量の汎用メモリを１個利用するだけで遅延用のメ
モリが構成でき、これに伴う製造費用の低廉化が実現さ
れる。

第５に、本発明の雑音低減回路は、色差信号の隣接フ
ィールド間差信号に対し高レベル側を抑圧する処理を施
す構成であるから、隣接フィールド間の相関の崩れに伴
う誤動作の影響を専用の検出回路などを利用することな
く安価に除去できるという点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる色信号の雑音低減回
路の構成を示すブロック図、第２図は第１図中の多重化
回路２の構成を示すブロック図、第３図は第１図中の並
列／直列変換回路３の構成を示すブロック図、第４図は
第１図中の直列／並列変換回路５の構成を示すブロック
図、第５図は第４図中の263ライン補間回路37の構成を
示すブロック図、第６図は第１図中の高レベル抑圧処理
回路８の構成を示すブロック図、第７図は第１図中の多
重化回路２の動作を説明するための波形図、第８図は第
１図中の並列／直列変換回路３の動作を説明するための
波形図、第９図は第１図中の直列／並列変換回路５の動
作を説明するための波形図、第10図と第11図はそれぞ第
１図中の高レベル抑圧処理回路８の入出力特性と入力レ
ベル対総合の係数の関係を例示する特性図、第12図は第
１図中の高レベル抑圧処理回路８他の構成を示すブロッ
ク図、第13図と第14図はそれぞ第10図の高レベル抑圧処
理回路の入出力特性と入力レベル対総合の係数の関係を
例示する特性図、第15図は第１図中の高レベル抑圧処理
回路８の更に他の構成を示すブロック図、第16図と第17
図はそれぞれ第15図の高レベル抑圧処理回路の入出力特
性と入力レベル対総合の係数の関係を例示する特性図、
第18図は第１図中の高レベル抑圧処理回路８の更に他の
構成を示すブロック図、第19図は第18図の高レベル抑圧
処理回路の入出力を例示する特性図、第20図は従来のフ
レーム間相関を利用する雑音低減回路の構成を示すブロ
ック図である。 I a,I b……雑音低減対象の色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ
−Ｙ）の入力端子、I c……フィールドパルスの入力端
子、1a,1b……低域通過濾波回路、２……多重化回路、
３……並列／直列変換回路、４……１フィールド遅延回
路、５……直列／並列変換回路、６……サンプリング回
路、7,9……減算回路、８……高レベル抑圧処理回路、
Ｏ……雑音低減処理済みの多重化色差信号の出力端子、
12a,12b,14……ラッチ回路、22,23a,23b,26……ラッチ
回路、32,33,34,35a,35b、38……ラッチ回路、35a,37…
…263ライン補間回路、42〜45……ラッチ回路、46……
加算回路、52a,52b,60……係数回路、55……絶対値回
路、56……極性判別回路、57……比較回路、58a,58b…
…閾値保持回路。

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】テレビジョン受像機内で複合映像信号から
   分離されたディジタル形式の第1,第２の色差信号に雑音
   低減処理を行う色信号の雑音低減回路であって、 第1,第２の入力端子に供給される第1,第２の色差信号を
   所定の画素数おきに抜き出しつつ時分割多重化を施して
   多重化色差信号を生成する多重化回路と、 雑音低減処理済みの多重化色差信号を更に所定の画素数
   おきに抜き出しつつその上位ビット部分と下位ビット部
   分に並列／直列変換を施す手段と、 この並列／直列変換された多重化・直列色差信号を１フ
   ィールド分遅延させる遅延手段と、 この遅延された多重化・直列色差信号に直列／並列変換
   を施して元のビット幅の多重化色差信号に復元する手段
   と、 この復元された多重化色差信号と前記多重化回路から出
   力される多重化色差信号との差分から多重化色差信号の
   隣接フィールド間差信号を生成する手段と、 この多重化色差信号の隣接フィールド間差信号にその高
   レベル側を抑圧する処理を施す高レベル抑圧処理手段
   と、 この高レベル抑圧処理済みの多重化色差信号の隣接フィ
   ールド間差信号を前記多重化回路から出力される多重化
   色差信号と合成して雑音低減処理済みの多重化色差信号
   を生成する手段とを備えたことを特徴とする色信号の雑
   音低減回路。
2. 【請求項２】前記高レベル抑圧処理手段は、所定入力レ
   ベル以下は入力レベルの増加と共に出力レベルを直線的
   に増加させると共にこの入力レベルを越える範囲では入
   力レベルの増加にかかわらず出力レベルを所定値に保持
   することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の色信
   号の雑音低減回路。
3. 【請求項３】前記高レベル抑圧処理手段は、所定入力レ
   ベル以下では入力レベルの増加と共に出力レベルを直線
   的に増加させると共にこの入力レベルを越える範囲では
   入力レベルの増加と共に出力レベルを直線的に減少させ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の色信号
   の雑音低減回路。
4. 【請求項４】前記高レベル抑圧処理手段は、第１の所定
   入力レベル以下では入力レベルの増加と共に出力レベル
   を直線的に増加させると共にこの入力レベルよりも大き
   くかつ第２の所定入力レベル以下の範囲では入力レベル
   の増加にかかわらず出力レベルを所定値に保持しこの第
   ２の入力レベルを越える範囲では入力レベルの増加と共
   に出力レベルを直線的にゼロレベルまで減少させること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の色信号の雑音
   低減回路。