JP2529196B2 - デイジタルｆｍ変調器 - Google Patents
デイジタルｆｍ変調器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は映像信号を入力とするFM変調器をディジタル
信号処理化したディジタルFM変調器に関するものであ
る。
信号処理化したディジタルFM変調器に関するものであ
る。
従来の技術 変調信号をｖ（ｔ），搬送波の中心角周波数をωcと
すれば周波数変調して得られるFM信号（ｔ）は次式で
表わせる。
すれば周波数変調して得られるFM信号（ｔ）は次式で
表わせる。
（ｔ）＝Ａ・sin（∫（ωc＋ｍ・ｖ（ｔ）dt＋θ0）
…（１） 但しA,ωc,m,θ0は一定値 これより変調信号ｖ（ｔ）,FM信号（ｔ）を時間間
隔Ｔで標本化して表現すればｔ＝nT（ｎは整数）となっ
て次式を得る。
…（１） 但しA,ωc,m,θ0は一定値 これより変調信号ｖ（ｔ）,FM信号（ｔ）を時間間
隔Ｔで標本化して表現すればｔ＝nT（ｎは整数）となっ
て次式を得る。
従って変調信号ｖ（ｔ）を標本化、量子化してディジタ
ル変調信号ｖ（ｎ・Ｔ）とし、式（２）の演算を行なう
ことによって標本化、量子化されたFM信号すなわちディ
ジタルFM信号（ｎ・Ｔ）が得られる。式（２）の演算
をディジタル回路によって実行するのがディジタルFM変
調器である。
ル変調信号ｖ（ｎ・Ｔ）とし、式（２）の演算を行なう
ことによって標本化、量子化されたFM信号すなわちディ
ジタルFM信号（ｎ・Ｔ）が得られる。式（２）の演算
をディジタル回路によって実行するのがディジタルFM変
調器である。
従来のディジタルFM変調器としては例えば「ディジタ
ル信号処理」（電子通信学会201頁）に示されている。
ル信号処理」（電子通信学会201頁）に示されている。
第２図はこの従来のディジタルFM変調器のブロック図
を示すものであり、21はディジタル変調信号ｖ（nT）の
入力端子、22は一定値ｍを掛ける乗算器、23は前記乗算
器22の出力を一方の入力とする加算器、24は一定値（ω
c・Ｔ）と前記加算器23の出力を入力とする加算器、25
は前記加算器24の出力を時間Ｔだけ遅延させて加算器23
の他方の入力となる信号を得る遅延器、26は加算器24の
出力を位相信号θ2としＡ・sin（θ2＋θ0）なる振幅信
号すなわちディジタルFM信号（nT）を得る位相振幅変
換器（例えばメモリである。）、27はディジタルFM信号
（nT）の出力端子である。
を示すものであり、21はディジタル変調信号ｖ（nT）の
入力端子、22は一定値ｍを掛ける乗算器、23は前記乗算
器22の出力を一方の入力とする加算器、24は一定値（ω
c・Ｔ）と前記加算器23の出力を入力とする加算器、25
は前記加算器24の出力を時間Ｔだけ遅延させて加算器23
の他方の入力となる信号を得る遅延器、26は加算器24の
出力を位相信号θ2としＡ・sin（θ2＋θ0）なる振幅信
号すなわちディジタルFM信号（nT）を得る位相振幅変
換器（例えばメモリである。）、27はディジタルFM信号
（nT）の出力端子である。
端子21より入力されたディジタル変調信号ｖ（nT）は
乗算器22よりｍ・ｖ（nT）となりさらに加算器23,24と
遅延器25とのループで構成される積分回路によってｍ・
ｖ（nT）はωcＴとともに積算されて位相信号 となり、さらに位相振幅変換器26により位相信号θ2（n
T）はＡ・sin（θ2＋θ0）なる振幅信号となる。これは
式（２）で表わされる演算に等しくディジタルFM信号
（ｎ・Ｔ）となり端子27より出力される。
乗算器22よりｍ・ｖ（nT）となりさらに加算器23,24と
遅延器25とのループで構成される積分回路によってｍ・
ｖ（nT）はωcＴとともに積算されて位相信号 となり、さらに位相振幅変換器26により位相信号θ2（n
T）はＡ・sin（θ2＋θ0）なる振幅信号となる。これは
式（２）で表わされる演算に等しくディジタルFM信号
（ｎ・Ｔ）となり端子27より出力される。
ところで信号を有限個の部品で実現されるディジタル
回路で表現するためには量子化する必要がある。位相０
〜２πまでの区間をＭ等分（Ｍは整数）して量子化すれ
ば、単位時間当りの位相変化量である角周波数も０〜２
π/Tまでの区間がＭ等分されて量子化され（標本化周波
数 における角周波数ωsは時間Ｔで２π進むことになるの
で である。）、従って周波数も０〜sまでの区間がＭ等
分されて量子化されることになる。これはディジタルFM
変調器はＩＳ/Mなる（ｉは0,1,2,…,Mなる整数）Ｍ個
の周波数しか表現できないことを意味する。
回路で表現するためには量子化する必要がある。位相０
〜２πまでの区間をＭ等分（Ｍは整数）して量子化すれ
ば、単位時間当りの位相変化量である角周波数も０〜２
π/Tまでの区間がＭ等分されて量子化され（標本化周波
数 における角周波数ωsは時間Ｔで２π進むことになるの
で である。）、従って周波数も０〜sまでの区間がＭ等
分されて量子化されることになる。これはディジタルFM
変調器はＩＳ/Mなる（ｉは0,1,2,…,Mなる整数）Ｍ個
の周波数しか表現できないことを意味する。
位相０を数値０、位相２πを数値Ｍに対応させて整数
で表現し量子化すれば、任意の周波数はＭ・／Ｓ
なる数値で表現されるが、整数に量子化するため、Ｍ・
／Ｓの小数部部分には丸め等の処理が施される。
で表現し量子化すれば、任意の周波数はＭ・／Ｓ
なる数値で表現されるが、整数に量子化するため、Ｍ・
／Ｓの小数部部分には丸め等の処理が施される。
今、ディジタル変調信号による搬送波の周波数の最大
変化量すなわち周波数偏移をdとすれば周波数の最小
分解能Ｓ/Mによってこの周波数偏移d内がＭ・ｄ
／Ｓ個の区間に分割され、これに対応してディジタル
変調信号もその最大振幅変化範囲がＭ・ｄ／Ｓ個の
区間に分割，量子化されることになる。従ってディジタ
ルFM変調においては量子化ステップ数M,標本化周波数
s，周波数偏移dが定まれば変調信号における伝送可能
な振幅情報すなわち量子化ステップ数はＭ・ｄ／Ｓ
なる整数に限定されてしまう。
変化量すなわち周波数偏移をdとすれば周波数の最小
分解能Ｓ/Mによってこの周波数偏移d内がＭ・ｄ
／Ｓ個の区間に分割され、これに対応してディジタル
変調信号もその最大振幅変化範囲がＭ・ｄ／Ｓ個の
区間に分割，量子化されることになる。従ってディジタ
ルFM変調においては量子化ステップ数M,標本化周波数
s，周波数偏移dが定まれば変調信号における伝送可能
な振幅情報すなわち量子化ステップ数はＭ・ｄ／Ｓ
なる整数に限定されてしまう。
ディジタル変調信号の量子化ステップＮを量子化ステッ
プＭ・ｄ／Ｓに変換するための回路が乗算器22であ
り、この時 となる。乗算結果の小数部は丸め等の処理が行なわれて
整数化さる。
プＭ・ｄ／Ｓに変換するための回路が乗算器22であ
り、この時 となる。乗算結果の小数部は丸め等の処理が行なわれて
整数化さる。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成のディジタルFM変調器
に変調信号として映像信号を入力する場合伝送できるデ
ィジタル映像信号のレベルすなわち階調に関する情報量
はＭ・ｄ／Ｓすなわちlog２（Ｍ・ｄ／Ｓ）b:t
となるのでこれより多くの情報を入力しても失なわれて
しまう。伝送できる情報量を多くするためには位相等の
分解能M,搬送波の周波数偏移dを大きくするか、標本
化周波数sを小さくする方法が考えられるが、d，
sの変更は伝送路の特性，規格などにより大幅な変更は
困難である。また分解能Ｍを増加させるためには、例え
ば位相，角周波数などの語長を増せばよい。しかし語長
をhbit（ｈは整数）から（ｈ＋１）bitに1bit増加させ
れば演算回路の規模は 倍に増加し、通常メモリで構成される位相振幅変換器の
回路規模は２倍に増加し、ディジタルFM変調器の出力を
アナログ量に変換するDA変調器の回路規模，構成回路素
子の精度を増加することが必要となる。すなわち、回路
規模を大幅な増加することなく伝送情報量を増加するこ
とが困難であるという問題点を有していた。
に変調信号として映像信号を入力する場合伝送できるデ
ィジタル映像信号のレベルすなわち階調に関する情報量
はＭ・ｄ／Ｓすなわちlog２（Ｍ・ｄ／Ｓ）b:t
となるのでこれより多くの情報を入力しても失なわれて
しまう。伝送できる情報量を多くするためには位相等の
分解能M,搬送波の周波数偏移dを大きくするか、標本
化周波数sを小さくする方法が考えられるが、d，
sの変更は伝送路の特性，規格などにより大幅な変更は
困難である。また分解能Ｍを増加させるためには、例え
ば位相，角周波数などの語長を増せばよい。しかし語長
をhbit（ｈは整数）から（ｈ＋１）bitに1bit増加させ
れば演算回路の規模は 倍に増加し、通常メモリで構成される位相振幅変換器の
回路規模は２倍に増加し、ディジタルFM変調器の出力を
アナログ量に変換するDA変調器の回路規模，構成回路素
子の精度を増加することが必要となる。すなわち、回路
規模を大幅な増加することなく伝送情報量を増加するこ
とが困難であるという問題点を有していた。
本発明はかかる点に鑑み、大幅な回路規模増加を行な
うことなくディジタル映像信号の伝送情報量の増加を行
なえるディジタルFM変調器を提供することを目的とす
る。
うことなくディジタル映像信号の伝送情報量の増加を行
なえるディジタルFM変調器を提供することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段 本発明は、標本化，量子化された映像信号であるディ
ジタル映像信号を入力とし比例定数ｍを乗じる乗算器
と、前記乗算結果を入力とし一定値（ωc・Ｔ）を加算
する加算器と、前記加算結果を入力とし所定期間毎に積
算する積分を行なって位相信号θ1を得る積分器と、前
記位相信号θ1を入力としＡ・sin（θ1＋θ0）なる振幅
信号すなわちディジタルFM信号を出力する位相振幅変換
器（但しA,θ0は一定値）とを備えたディジタルFM変調
器であって、少なくとも映像有効期間（ブランキング期
間以外の期間）の入力信号に対して隣接ライン毎交互に
丸め処理、切捨て処理を切替えて行なう丸め切捨て回路
を前記乗算器の前、または前記乗算器と前記積分器との
間に備えたディジタルFM変調器である。
ジタル映像信号を入力とし比例定数ｍを乗じる乗算器
と、前記乗算結果を入力とし一定値（ωc・Ｔ）を加算
する加算器と、前記加算結果を入力とし所定期間毎に積
算する積分を行なって位相信号θ1を得る積分器と、前
記位相信号θ1を入力としＡ・sin（θ1＋θ0）なる振幅
信号すなわちディジタルFM信号を出力する位相振幅変換
器（但しA,θ0は一定値）とを備えたディジタルFM変調
器であって、少なくとも映像有効期間（ブランキング期
間以外の期間）の入力信号に対して隣接ライン毎交互に
丸め処理、切捨て処理を切替えて行なう丸め切捨て回路
を前記乗算器の前、または前記乗算器と前記積分器との
間に備えたディジタルFM変調器である。
作用 本発明は前記した構成により、ディジタルFM変調器の
有する周波数分解能の整数倍の周波数に対応するディジ
タル映像信号のレベルａはそのまま周波数変調されて伝
送され、前記周波数分解能の整数倍の周波数の中間に位
置する周波数に対応するディジタル映像信号のレベルｂ
は第ｌ番目（ｌは整数）のラインにおいては丸め処理に
よりすぐ上のレベルとして周波数変調され、次の第（ｌ
＋１）番目のラインにおいては切捨て処理によりすぐ下
のレベルとして周波数変調されて伝送されるので、復調
して映像信号を再生すれば前記ディジタル映像信号のレ
ベルａはそのまま復元され、垂直相関のあるディジタル
映像信号のレベルｂは隣り合った２ラインのレベルが視
覚的に平均化されたレベルとして復元できる。
有する周波数分解能の整数倍の周波数に対応するディジ
タル映像信号のレベルａはそのまま周波数変調されて伝
送され、前記周波数分解能の整数倍の周波数の中間に位
置する周波数に対応するディジタル映像信号のレベルｂ
は第ｌ番目（ｌは整数）のラインにおいては丸め処理に
よりすぐ上のレベルとして周波数変調され、次の第（ｌ
＋１）番目のラインにおいては切捨て処理によりすぐ下
のレベルとして周波数変調されて伝送されるので、復調
して映像信号を再生すれば前記ディジタル映像信号のレ
ベルａはそのまま復元され、垂直相関のあるディジタル
映像信号のレベルｂは隣り合った２ラインのレベルが視
覚的に平均化されたレベルとして復元できる。
実施例 第１図は本発明の一実施例におけるディジタルFM変調
器の構成図を示すものである。入出力信号の標本化周波
数（動作クロック周波数に等しい）を とする。第１図において１はディジタル映像信号ｖ（n
T）の入力端子、２はディジタル映像信号に対し定数ｍ
を乗じる乗算器、３は乗算器２の出力に対し１水平ライ
ン毎に丸め処理，切捨て処理を交互に行なう丸め切捨て
回路、４は丸め切捨て回路の出力に対し一定値（ωc・
Ｔ）を加える加算器、５は加算器５の出力を入力とし時
間Ｔ毎に積算する積分を行なって位相信号θ1（nT）を
得る積分器、６は前記位相信号θ1（nT）を入力としＡ
・sin（θ1＋θ0）なる振幅信号すなわちディジタルFM
信号（nT）を出力する位相振幅変換器、７はディジタ
ルFM信号の出力端子、８は水平同期信号の入力端子、９
は水平同期信号を入力とし２分周して制御パルスを発生
する制御パルス発生器、10は前記制御パルスに制御され
て２入力データ0,5,0の一方を選択するスイッチ、11は
乗算器２の出力とスイッチ10の出力とを加算する加算
器、12は加算器４の出力を一方の入力とする加算器、13
は加算器12の出力を時間Ｔ遅延させこの結果を加算器12
の他方の入力とする遅延器である。
器の構成図を示すものである。入出力信号の標本化周波
数（動作クロック周波数に等しい）を とする。第１図において１はディジタル映像信号ｖ（n
T）の入力端子、２はディジタル映像信号に対し定数ｍ
を乗じる乗算器、３は乗算器２の出力に対し１水平ライ
ン毎に丸め処理，切捨て処理を交互に行なう丸め切捨て
回路、４は丸め切捨て回路の出力に対し一定値（ωc・
Ｔ）を加える加算器、５は加算器５の出力を入力とし時
間Ｔ毎に積算する積分を行なって位相信号θ1（nT）を
得る積分器、６は前記位相信号θ1（nT）を入力としＡ
・sin（θ1＋θ0）なる振幅信号すなわちディジタルFM
信号（nT）を出力する位相振幅変換器、７はディジタ
ルFM信号の出力端子、８は水平同期信号の入力端子、９
は水平同期信号を入力とし２分周して制御パルスを発生
する制御パルス発生器、10は前記制御パルスに制御され
て２入力データ0,5,0の一方を選択するスイッチ、11は
乗算器２の出力とスイッチ10の出力とを加算する加算
器、12は加算器４の出力を一方の入力とする加算器、13
は加算器12の出力を時間Ｔ遅延させこの結果を加算器12
の他方の入力とする遅延器である。
また従来例と同様に位相０〜２πにＭ分割して０〜Ｍ
までの整数で表現し、量子化し，周波数偏移をd、搬
送波の中心角周波数をωcとする。
までの整数で表現し、量子化し，周波数偏移をd、搬
送波の中心角周波数をωcとする。
以上のように構成された本実施例のディジタルFM変調
器について、以下その動作を説明する。
器について、以下その動作を説明する。
端子１より入力されたディジタルFM信号ｖ（ｎ・Ｔ）
は乗算器２によりｍ・ｖ（nT）となり、丸め切捨て回路
３を通ってさらに加算器４によりωc・Ｔが加えられた
後、加算器12と遅延器13とで構成される積分器５により
積算されて位相信号 となり、さらに位相振幅変換器６により位相信号θ1（n
T）はＡ・sin（θ1＋θ0）なる振幅信号となる。これは
式（２）で表わされる演算に等しくディジタルFM信号
（nT）となって端子７より出力される。すなわち、丸め
切捨て回路が付加されている以外基本的には従来のディ
ジタルFM変調器と同じ動作を行なっている。
は乗算器２によりｍ・ｖ（nT）となり、丸め切捨て回路
３を通ってさらに加算器４によりωc・Ｔが加えられた
後、加算器12と遅延器13とで構成される積分器５により
積算されて位相信号 となり、さらに位相振幅変換器６により位相信号θ1（n
T）はＡ・sin（θ1＋θ0）なる振幅信号となる。これは
式（２）で表わされる演算に等しくディジタルFM信号
（nT）となって端子７より出力される。すなわち、丸め
切捨て回路が付加されている以外基本的には従来のディ
ジタルFM変調器と同じ動作を行なっている。
入力のディジタル映像信号の量子化ステップ数Ｎ（整
数）は乗算器２によりｍが乗じられてステップ数Ｍ・
ｄ／Ｓに変換されるが、このとき従来のように直ちに
丸め処理等が内部にて行なわれて整数値として出力され
るのでなく、前記乗算結果の小数点以下1bit余分に数値
が乗算器２より出力されて丸め切捨て回路３の入力とな
る。従って丸め切捨て回路３の入力データｒは の場合とｒ＝（Ｐ＋0.5）の場合がある。
数）は乗算器２によりｍが乗じられてステップ数Ｍ・
ｄ／Ｓに変換されるが、このとき従来のように直ちに
丸め処理等が内部にて行なわれて整数値として出力され
るのでなく、前記乗算結果の小数点以下1bit余分に数値
が乗算器２より出力されて丸め切捨て回路３の入力とな
る。従って丸め切捨て回路３の入力データｒは の場合とｒ＝（Ｐ＋0.5）の場合がある。
丸め切捨て回路３において１入力データｒがＰの時、
第ｌ番目（ｌは整数）のラインにおいては0.5が加算器1
1により加算され、第（ｌ＋１）番目のラインにおいて
は０が加算されるが、丸め切捨て回路より出力される際
に小数点以下が切捨てられるので入力データｒはそのま
ま出力されることになる。入力データｒが（Ｐ＋0.5）
の時、第ｌ番目のラインにおいては加算器11により0.5
が加算されて（Ｐ＋１）となり、小数点以下が切捨てら
れて（Ｐ＋１）が出力され、第（ｌ＋１）番目のライン
においては０が加算されて（Ｐ＋0.5）となり、小数点
以下が切捨てられてＰが出力される。すなわち丸め切捨
て回路３は隣り合ったライン中の垂直方向に隣り合った
２つのデータｒが等しい時、ｒ＝Ｐであれば出力される
２つのデータは共にｐであり、ｒ＝ｐ＋0.5であれば出
力される２つのデータは（Ｐ＋１）とＰであり、２つの
データの平均値はｒ＝Ｐの時Ｐであり、ｒ＝（Ｐ＋0.
5）の時（Ｐ＋0.5）となる。すなわち入力ディジタル映
像信号の垂直相関のある部分においては視的に平均化さ
れて見える効果を利用することにより等価的に回路より
定まる量子化レベル数Ｍ・ｄ／Ｓの２倍の階調のデ
ィジタル映像信号を伝送できる。
第ｌ番目（ｌは整数）のラインにおいては0.5が加算器1
1により加算され、第（ｌ＋１）番目のラインにおいて
は０が加算されるが、丸め切捨て回路より出力される際
に小数点以下が切捨てられるので入力データｒはそのま
ま出力されることになる。入力データｒが（Ｐ＋0.5）
の時、第ｌ番目のラインにおいては加算器11により0.5
が加算されて（Ｐ＋１）となり、小数点以下が切捨てら
れて（Ｐ＋１）が出力され、第（ｌ＋１）番目のライン
においては０が加算されて（Ｐ＋0.5）となり、小数点
以下が切捨てられてＰが出力される。すなわち丸め切捨
て回路３は隣り合ったライン中の垂直方向に隣り合った
２つのデータｒが等しい時、ｒ＝Ｐであれば出力される
２つのデータは共にｐであり、ｒ＝ｐ＋0.5であれば出
力される２つのデータは（Ｐ＋１）とＰであり、２つの
データの平均値はｒ＝Ｐの時Ｐであり、ｒ＝（Ｐ＋0.
5）の時（Ｐ＋0.5）となる。すなわち入力ディジタル映
像信号の垂直相関のある部分においては視的に平均化さ
れて見える効果を利用することにより等価的に回路より
定まる量子化レベル数Ｍ・ｄ／Ｓの２倍の階調のデ
ィジタル映像信号を伝送できる。
加算器11は入力信号の最小位bitに１または０を加え
るだけなので加算器12または13の最下位に1bitの全加算
器を追加するだけで共用化し実現でき、また乗算器２が
内部に加算器を有する場合にも共用化実現可能であり、
スイッチ10は２入力ANDゲート１つで実現でき、制御パ
ルス発生器９は２分周器で実現できるので、丸め切捨て
回路３の規模は小さく容易に実現できるものである。
るだけなので加算器12または13の最下位に1bitの全加算
器を追加するだけで共用化し実現でき、また乗算器２が
内部に加算器を有する場合にも共用化実現可能であり、
スイッチ10は２入力ANDゲート１つで実現でき、制御パ
ルス発生器９は２分周器で実現できるので、丸め切捨て
回路３の規模は小さく容易に実現できるものである。
以上のように本発明の実施例によれば、１水平ライン
毎に丸め処理，切捨て処理を行なう丸め切捨て回路を乗
算器２と加算器４との間に設けることにより、回路規模
を若干増加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相
関のある部分については等価的に従来の２倍の階調でデ
ィジタル映像信号を伝送することができ、その実用的効
果は大きい。
毎に丸め処理，切捨て処理を行なう丸め切捨て回路を乗
算器２と加算器４との間に設けることにより、回路規模
を若干増加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相
関のある部分については等価的に従来の２倍の階調でデ
ィジタル映像信号を伝送することができ、その実用的効
果は大きい。
なお、丸め切捨て回路は乗算器２と積分器５との間に
あれば良く、加算器４と積分器５との間に設けても同じ
効果の得られることは明らかである。また乗算器の前に
丸め切捨て回路を設けて同一効果を得ることも可能であ
る。さらに積分器５と加酸器の接続は従来例のように加
算器12と遅延器13とで構成されるループ内にωcを加え
る加算器を設けても同じ処理を行なえることは明らかで
ある。しかしながらこの場合、遅延時間Ｔ以内に信号が
２つの加算器4,12を通過しなければならず、加算器に要
求されるスピードの点では第１図に示す構成の方が有利
である。
あれば良く、加算器４と積分器５との間に設けても同じ
効果の得られることは明らかである。また乗算器の前に
丸め切捨て回路を設けて同一効果を得ることも可能であ
る。さらに積分器５と加酸器の接続は従来例のように加
算器12と遅延器13とで構成されるループ内にωcを加え
る加算器を設けても同じ処理を行なえることは明らかで
ある。しかしながらこの場合、遅延時間Ｔ以内に信号が
２つの加算器4,12を通過しなければならず、加算器に要
求されるスピードの点では第１図に示す構成の方が有利
である。
またディジタル映像信号のブランキング期間内にある
同期信号レベルやペデスタルレベルが丸め切捨て回路に
よって影響を受ける場合、復調後これらのレベルを強制
的に同一とするクランプ回路を通過すると本発明の効果
が失なわれるので、ほぼブランキング期間中はどの水平
ラインにおいても丸め切捨て回路が丸め処理または切捨
て処理のどちらか一方の処理のみとなるように丸め切捨
て回路が構成されることが望ましい。
同期信号レベルやペデスタルレベルが丸め切捨て回路に
よって影響を受ける場合、復調後これらのレベルを強制
的に同一とするクランプ回路を通過すると本発明の効果
が失なわれるので、ほぼブランキング期間中はどの水平
ラインにおいても丸め切捨て回路が丸め処理または切捨
て処理のどちらか一方の処理のみとなるように丸め切捨
て回路が構成されることが望ましい。
また垂直相関を検出する手段を付加し、ディジタル映
像信号の垂直相関のない部分は丸め切捨て回路がどのラ
インにおいても常に丸め処理または切捨て処理を行なう
構成も考えられる。また本発明では隣接ライン毎に丸
め、切捨て処理を切替えればよく、上記実施例のように
フィールド画像単位のライン毎に切替える方法に限定さ
れるものではなく、フレーム画像単位のフィールド毎に
切替える方法なども考えられる。
像信号の垂直相関のない部分は丸め切捨て回路がどのラ
インにおいても常に丸め処理または切捨て処理を行なう
構成も考えられる。また本発明では隣接ライン毎に丸
め、切捨て処理を切替えればよく、上記実施例のように
フィールド画像単位のライン毎に切替える方法に限定さ
れるものではなく、フレーム画像単位のフィールド毎に
切替える方法なども考えられる。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、回路規模を若
干増加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相関の
ある部分における階調の情報量を等価的に増加させるこ
とができ、その実用的効果は大きい。
干増加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相関の
ある部分における階調の情報量を等価的に増加させるこ
とができ、その実用的効果は大きい。
第１図は本発明における一実施例のディジタルFM変調器
のブロック図、第２図は従来のディジタルFM変調器のブ
ロック図である。 １……ディジタル映像信号の入力端子、２……乗算器、
３……丸め切捨て回路、4,11,12……加算器、５……積
分器、６……位相振幅変換器、７……ディジタルFM信号
の出力端子、８……水平同期信号の入力端子、９……制
御パルス発生器、10……スイッチ、13……遅延器。
のブロック図、第２図は従来のディジタルFM変調器のブ
ロック図である。 １……ディジタル映像信号の入力端子、２……乗算器、
３……丸め切捨て回路、4,11,12……加算器、５……積
分器、６……位相振幅変換器、７……ディジタルFM信号
の出力端子、８……水平同期信号の入力端子、９……制
御パルス発生器、10……スイッチ、13……遅延器。
Claims (2)
- 【請求項１】標本化 量子化された映像信号であるディ
ジタル映像信号を入力とし比例定数ｍを乗じる乗算器
と、前記乗算結果を入力とし一定値（ωc・Ｔ）を加算
する加算器と、前記加算結果を入力とし所定期間毎に積
算する積分を行なって位相信号θ1を得る積分器と、前
記位相信号θ1を入力としＡ・sin（θ1＋θ0）なる振幅
信号すなわちディジタルFM信号を出力する位相振幅変換
器（但しA,θ0は一定値）とを備え、少なくとも映像有
効期間の前記ディジタル映像信号に対して隣接ライン毎
交互に丸め処理，切捨て処理を切替えて行なう丸め切捨
て回路を前記乗算器の前または前記乗算器と前記積分器
との間に備えたことを特徴とするディジタルFM変調器。 - 【請求項２】丸め切捨て回路が、ディジタル映像信号の
垂直相関を検出する手段を備え、垂直相関の高い部分の
み、丸め処理、切捨て処理の切替えを行なうことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のディジタルFM変調
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29161985A JP2529196B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | デイジタルｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29161985A JP2529196B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | デイジタルｆｍ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62150904A JPS62150904A (ja) | 1987-07-04 |
| JP2529196B2 true JP2529196B2 (ja) | 1996-08-28 |
Family
ID=17771295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29161985A Expired - Lifetime JP2529196B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | デイジタルｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2529196B2 (ja) |
-
1985
- 1985-12-24 JP JP29161985A patent/JP2529196B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62150904A (ja) | 1987-07-04 |
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