JPS62266903A - デイジタルｆｍ変調方式 - Google Patents
デイジタルｆｍ変調方式Info
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- JPS62266903A JPS62266903A JP10964786A JP10964786A JPS62266903A JP S62266903 A JPS62266903 A JP S62266903A JP 10964786 A JP10964786 A JP 10964786A JP 10964786 A JP10964786 A JP 10964786A JP S62266903 A JPS62266903 A JP S62266903A
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- 238000009825 accumulation Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 3
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、家庭用ＶＴＲの記録方式を含め、磁気・光記
録機器における周波数変調方式に関する。
録機器における周波数変調方式に関する。
、家庭用ＶＴＲを例にとると、ＮＴＳＣ信号を入力し、
輝度信号Ｙと色信号Ｃとに分離後、Ｙ信号はＦＭ変調し
、Ｃ信号は低域変換をなして、両者を合成しビデオヘッ
ドで記録する。従来、Ｙ信号のＦＭ変調は全くアナログ
方式であって、ＬＣ発振器の周波数を偏移させていた。
輝度信号Ｙと色信号Ｃとに分離後、Ｙ信号はＦＭ変調し
、Ｃ信号は低域変換をなして、両者を合成しビデオヘッ
ドで記録する。従来、Ｙ信号のＦＭ変調は全くアナログ
方式であって、ＬＣ発振器の周波数を偏移させていた。
しかし、アナログ方式ではＹ信号のＦＭ変調は、いわゆ
る低搬送波ＦＭ変調で変調指数が高くとれず、また経時
変化・温度特性により周′ｅｌ数の安定変に問題があっ
た。
る低搬送波ＦＭ変調で変調指数が高くとれず、また経時
変化・温度特性により周′ｅｌ数の安定変に問題があっ
た。
ところで、最近は映像処理回路のディジタル化がすすみ
、ラインメモリ・フィールドメモリを用いたＹ／Ｃ分離
が可能になり、クロスカラーなどの妨害が解消できるよ
うになった。メモリのコストダウンがすすめば、家庭用
ＶＴＲは第５図のような構成になることが予想される。
、ラインメモリ・フィールドメモリを用いたＹ／Ｃ分離
が可能になり、クロスカラーなどの妨害が解消できるよ
うになった。メモリのコストダウンがすすめば、家庭用
ＶＴＲは第５図のような構成になることが予想される。
ＮＴＳＣ信号は色副搬送波ｆｓｃの３倍または４倍にあ
たる標本化周波数でＰＣＭ信号に変換され、ライン間Ｙ
／Ｃ分離・フレーム間Ｙ／Ｃ分離後、画像の動きに関し
て適応的に合成してＹ信号・Ｃ信号としてＤ／’Ａ変換
し、アナログ信号となし、Ｙ信号はＦＭ変換器へ、Ｃ信
号は周波数変換器へ送られる。この場合、第５図のＡ点
のＰＣＭ信号を直接ＦＭ変調器に入力するようにすれば
、この部分がディジタル的に接続され、信号伝送が容易
になる。
たる標本化周波数でＰＣＭ信号に変換され、ライン間Ｙ
／Ｃ分離・フレーム間Ｙ／Ｃ分離後、画像の動きに関し
て適応的に合成してＹ信号・Ｃ信号としてＤ／’Ａ変換
し、アナログ信号となし、Ｙ信号はＦＭ変換器へ、Ｃ信
号は周波数変換器へ送られる。この場合、第５図のＡ点
のＰＣＭ信号を直接ＦＭ変調器に入力するようにすれば
、この部分がディジタル的に接続され、信号伝送が容易
になる。
したがって、本発明の目的は、アナログＦＭ変調方式に
内在する問題点の除去と、上記のような映像処理回路の
ディジタル化に対応するために、Ｐ ＣＭ信号を直接Ｆ
Ｍ変調器に入力し、ディジタル手段により、ディジタル
ＦＭ変調波を発生し、Ｄ／Ａ変換してアナログＦＭ変調
波を得るようにしたディジタルＦＭ変調波弐を提供する
ことにある。
内在する問題点の除去と、上記のような映像処理回路の
ディジタル化に対応するために、Ｐ ＣＭ信号を直接Ｆ
Ｍ変調器に入力し、ディジタル手段により、ディジタル
ＦＭ変調波を発生し、Ｄ／Ａ変換してアナログＦＭ変調
波を得るようにしたディジタルＦＭ変調波弐を提供する
ことにある。
本発明の方式は、入力データとして標本化ｐｃＭ信号を
入力し、オフセット定数を加算する加算器と、該加算器
の出力を入力し、標本化周期ごとに前記入力を累算する
ＭＯＤ （ｐ）累算回路と。
入力し、オフセット定数を加算する加算器と、該加算器
の出力を入力し、標本化周期ごとに前記入力を累算する
ＭＯＤ （ｐ）累算回路と。
該ＭＯＤ （ｐ）累算回路の出力をアドレス信号とする
ｐ個の順次アドレスに三角関数値が格納してあるＲＯＭ
と、該ＲＯＭの出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器とを備えている。Ｄ／Ａ変換器の出力が、入力デー
タにより周波数を偏移させたＦＭ変調波として出力され
る。その中心周波数の設定は、前記オフセット定数の選
定によりなすことができる。
ｐ個の順次アドレスに三角関数値が格納してあるＲＯＭ
と、該ＲＯＭの出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器とを備えている。Ｄ／Ａ変換器の出力が、入力デー
タにより周波数を偏移させたＦＭ変調波として出力され
る。その中心周波数の設定は、前記オフセット定数の選
定によりなすことができる。
さらに、標本化ＰＣＭ信号の入力端子側に入力データに
一定係数を乗ずる乗算器を設け、前記ＦＭ変調波の周波
数偏移幅を外部的に制御することが容易にできろように
した。
一定係数を乗ずる乗算器を設け、前記ＦＭ変調波の周波
数偏移幅を外部的に制御することが容易にできろように
した。
いま、ＰＣＭ信号入力がないとすれば、オフセット定数
のみがＭＯＤ （ｐ）加算回路において、累算される。
のみがＭＯＤ （ｐ）加算回路において、累算される。
該定数をｍとすれば、標本化周期ごとにｍ、２ｍ、３ｍ
、・−が出力される。ＲＯＭにはｐ個の順次アドレスに
たとえばＳｉｎ波の一周期のデータ値が格納されている
。そして前記ｍ。
、・−が出力される。ＲＯＭにはｐ個の順次アドレスに
たとえばＳｉｎ波の一周期のデータ値が格納されている
。そして前記ｍ。
２ｍ、３ｍ、−のとびとびのアドレスでＳｉｎデータが
出力される。ｍが大きい程Ｓｉｎ波の一周朋の続出しが
早くなるので、出力周波数は高くなる。ＰＣＭ信号の入
力データがあると、オフセット定数に加算されるので出
力周波数が、入力データによって周波数変調されること
になる。アナログＦＭ変調における搬送波に相当する中
心周波数の設定は、オフセット定数の設定により定める
ことができる。
出力される。ｍが大きい程Ｓｉｎ波の一周朋の続出しが
早くなるので、出力周波数は高くなる。ＰＣＭ信号の入
力データがあると、オフセット定数に加算されるので出
力周波数が、入力データによって周波数変調されること
になる。アナログＦＭ変調における搬送波に相当する中
心周波数の設定は、オフセット定数の設定により定める
ことができる。
以下、図面を参照して、本発明の一実施例につき説明す
る。第１図は回路ブロック図である。
る。第１図は回路ブロック図である。
端子ｌから、入力Ｃ信号として、８ビツト自然２進符号
のＰＣＭ信号が入力するものとする。
のＰＣＭ信号が入力するものとする。
また標本化周波数はｆｓｃ（色副搬送波周波数）の４倍
として、杓１４．３ＭＨｚとする。Ｃ信号は０〜２５５
までの量子化データレベルをもち、乗算器２において偏
移係数器３の出力であるｂ信号と乗積がとられる。この
ｂ信号はたとえば０〜２の任意の値をとりうるちのとす
れば、乗算器２の出力Ｃ信号は９ビツトになる。いま、
簡単のためｂ信号値を１とすればＣ信号値はＣ信号値と
同一であり、０〜２５５のレベルを有する。
として、杓１４．３ＭＨｚとする。Ｃ信号は０〜２５５
までの量子化データレベルをもち、乗算器２において偏
移係数器３の出力であるｂ信号と乗積がとられる。この
ｂ信号はたとえば０〜２の任意の値をとりうるちのとす
れば、乗算器２の出力Ｃ信号は９ビツトになる。いま、
簡単のためｂ信号値を１とすればＣ信号値はＣ信号値と
同一であり、０〜２５５のレベルを有する。
次に、加算器４でオフセット定数発生器５の出力である
オフセット定数ｅと加算する。これによりＣ信号のレベ
ルがｅのレベルだけシフトしてｄ信号として出力する。
オフセット定数ｅと加算する。これによりＣ信号のレベ
ルがｅのレベルだけシフトしてｄ信号として出力する。
ｅが１２８とすると、ｄ信号は１２８〜３８３となる。
入力データが零のときは、ｄ信号のレヘルはオフセフ）
定数ｅのみできまる。ｄ信号は、Ｍ ＯＤ（ｐ）加算器
６１と遅延器６２とからなる〜ｆＯＤ（ｐ）累算回路６
に入力し、１２８が累算され、１２８→２５６−３８４
・−と、１２８とびの値が標本化間！’Ｊｌ ４ ｆ
ｓｃ （１４、３Ｍｌｌｚ）ごとにｆ信号として出力さ
れる。このｆ信号の値がＳｉｎＲＯＭ７のアドレスとな
るので、ＳｉｎＲＯＭ７から三角関数値が出力される。
定数ｅのみできまる。ｄ信号は、Ｍ ＯＤ（ｐ）加算器
６１と遅延器６２とからなる〜ｆＯＤ（ｐ）累算回路６
に入力し、１２８が累算され、１２８→２５６−３８４
・−と、１２８とびの値が標本化間！’Ｊｌ ４ ｆ
ｓｃ （１４、３Ｍｌｌｚ）ごとにｆ信号として出力さ
れる。このｆ信号の値がＳｉｎＲＯＭ７のアドレスとな
るので、ＳｉｎＲＯＭ７から三角関数値が出力される。
ＭＯＤ （ｐ）のｐを２０４８とすれば、第２図に示す
ようにＳｉｎＲＯＭ７の連続的な順次アドレス０〜２０
４７にＳｉｎ波データを格納しておく。いま、１２８，
２５６，３８４．−・−とアドレスがとびとびに１／４
ｆｓｃ時間間隔で出力され、Ｓｉｎ波形１周期が（２０
４８／１２８）個の出力データで完成する。したがって
出力Ｓｉｎ波の周波数Ｆは、１４． ３ＭＨｚｘ ｌ
２８／２０４８で、約０．９Ｍ）ｌｚになる。一般的に
ＭＯＤ （ｐ）累算回路６に入力する信号ｄの値に対す
るＳｉｎＲＯＭ７より出力されるＳｉｎ波（ｇ信号）の
周波数Ｆとの関係を第３図に示す。横軸はアドレス間隔
数Ｘとしているが、この数値が信号ｄの値になる。
ようにＳｉｎＲＯＭ７の連続的な順次アドレス０〜２０
４７にＳｉｎ波データを格納しておく。いま、１２８，
２５６，３８４．−・−とアドレスがとびとびに１／４
ｆｓｃ時間間隔で出力され、Ｓｉｎ波形１周期が（２０
４８／１２８）個の出力データで完成する。したがって
出力Ｓｉｎ波の周波数Ｆは、１４． ３ＭＨｚｘ ｌ
２８／２０４８で、約０．９Ｍ）ｌｚになる。一般的に
ＭＯＤ （ｐ）累算回路６に入力する信号ｄの値に対す
るＳｉｎＲＯＭ７より出力されるＳｉｎ波（ｇ信号）の
周波数Ｆとの関係を第３図に示す。横軸はアドレス間隔
数Ｘとしているが、この数値が信号ｄの値になる。
次に入力データが零でない場合を考える。最大レベルの
２５６のとき、オフセット定ｌ１ｅ＝１２８と加算して
ｄ信号レベルは３８４で出力周波数Ｆは約２．７ＭＨｚ
になる。データ入力レベルが中心のレベルの１２８とす
ると、ｄ信号レベルは２５６で出力周波数Ｆは約１．８
Ｍ）Ｉｚになりこれが中心として設定する周波数となる
。第３図に示すように入力８ビツトデータで制御できる
周波数範囲は０．９ＭＨｚ〜２．７ＭＨｚでその中心周
波数は１．８ＭＨｚとなる。
２５６のとき、オフセット定ｌ１ｅ＝１２８と加算して
ｄ信号レベルは３８４で出力周波数Ｆは約２．７ＭＨｚ
になる。データ入力レベルが中心のレベルの１２８とす
ると、ｄ信号レベルは２５６で出力周波数Ｆは約１．８
Ｍ）Ｉｚになりこれが中心として設定する周波数となる
。第３図に示すように入力８ビツトデータで制御できる
周波数範囲は０．９ＭＨｚ〜２．７ＭＨｚでその中心周
波数は１．８ＭＨｚとなる。
ＳｉｎＲＯＭ７の出力ｇ信号は変調レベル設定係数２Ｓ
９１乗算器８によって、レベルを調整し、Ｄ／Ａ変換器
１０でアナログ信号となし低域通過フィルタ１１を介し
てＦＭ変調波として出力される。上記例では、第４図（
ａ）に示すようなスペクトラムをもつ。
９１乗算器８によって、レベルを調整し、Ｄ／Ａ変換器
１０でアナログ信号となし低域通過フィルタ１１を介し
てＦＭ変調波として出力される。上記例では、第４図（
ａ）に示すようなスペクトラムをもつ。
オフセント定数ｅによって中心周波数を移動できる。た
とえば第４図（ｂ）において、ｆｏｌが前記例の８＝１
２８のときの１．８ＭＨｚであるとすればｅ＞１２８と
すれば右側にスペクトラムは移動し中心周波数はｒｏｓ
になる。ｅ＜１２８だとｒｏｚとなる。スペクトラム幅
は同一である。
とえば第４図（ｂ）において、ｆｏｌが前記例の８＝１
２８のときの１．８ＭＨｚであるとすればｅ＞１２８と
すれば右側にスペクトラムは移動し中心周波数はｒｏｓ
になる。ｅ＜１２８だとｒｏｚとなる。スペクトラム幅
は同一である。
周波数偏移量を変えて変調指数を変えたい場合には、偏
移係数器３の出力す信号を入力データに乗ずることによ
り入力データのレベルが拡大される。たとえばｂが１．
３のときＯ〜３３３になり、それに相応して第４図ＴＯ
）に示すように周波数変調波のスペクトラム幅を広くす
ることができる。
移係数器３の出力す信号を入力データに乗ずることによ
り入力データのレベルが拡大される。たとえばｂが１．
３のときＯ〜３３３になり、それに相応して第４図ＴＯ
）に示すように周波数変調波のスペクトラム幅を広くす
ることができる。
以上、詳しく説明したように、家庭用ＶＴＲなどのよう
にＦＭ変調信号で磁気記録を行なう方式は、従来アナロ
グ的に行なわれていた。本発明は発振周波数源としてＲ
ＯＭに三角関数のデータ値を書き込んでおいて、これを
読出すレートを変えることによって実効的に出力の周波
数を変える。
にＦＭ変調信号で磁気記録を行なう方式は、従来アナロ
グ的に行なわれていた。本発明は発振周波数源としてＲ
ＯＭに三角関数のデータ値を書き込んでおいて、これを
読出すレートを変えることによって実効的に出力の周波
数を変える。
中心周波数は入力データの標本化ＰＣＭ信号に、オフセ
ット定数を与えることによって、容易に設定できる。ま
た偏移係数を入力データに乗ずることによって変調指数
を大きく変えることができる。
ット定数を与えることによって、容易に設定できる。ま
た偏移係数を入力データに乗ずることによって変調指数
を大きく変えることができる。
周波数の安定は、標本化周期を決定するクロック発振器
の精度によってのみきまり、アナログ方式に対し格段と
良くなる。
の精度によってのみきまり、アナログ方式に対し格段と
良くなる。
第１図〜第４図は本発明の一実施例に係り、第１図が回
路ブロック図、第２図はＳ ｉ ｎ ＲＯＭのデータ、
第３図は発生周波数のデータ、第４図は周波数スペクト
ラムを示し、第５図は家庭用ＶＴＲの映像信号回路をデ
ィジタル化したブロック図である。 ２・−乗算器、 ３−偏移係数器、 ４・−加算器、 ５−オフセット定数発生器、６−・・
ＭＯＤ （ｐ＞累算回路、 ７−−−Ｓ ｉ ｎＲＯＭ、 ８−一乗算器、９−変
調レベル設定係数器、 １０−−・Ｄ／Ａ変換器、１１−低域通過フィルタ。
路ブロック図、第２図はＳ ｉ ｎ ＲＯＭのデータ、
第３図は発生周波数のデータ、第４図は周波数スペクト
ラムを示し、第５図は家庭用ＶＴＲの映像信号回路をデ
ィジタル化したブロック図である。 ２・−乗算器、 ３−偏移係数器、 ４・−加算器、 ５−オフセット定数発生器、６−・・
ＭＯＤ （ｐ＞累算回路、 ７−−−Ｓ ｉ ｎＲＯＭ、 ８−一乗算器、９−変
調レベル設定係数器、 １０−−・Ｄ／Ａ変換器、１１−低域通過フィルタ。
Claims (2)
- （１）入力データとして標本化ＰＣＭ信号を入力し、オ
フセット定数を加算する加算器と、該加算器の出力を入
力し、標本化周期ごとに前記入力を累算するＭＯＤ（ｐ
）累算回路と、該ＭＯＤ（ｐ）累算回路の出力をアドレ
ス信号とするｐ個の順次アドレスに三角関数値が格納し
てあるＲＯＭと、該ＲＯＭの出力をアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換器とを備え、該Ｄ／Ａ変換器の出力を入
力データによって周波数を偏移させたＦＭ変調波として
出力し、その中心周波数の設定を前記オフセット定数の
選定によりなしていることを特徴とするディジタルＦＭ
変調方式。 - （２）前記第１項の入力データに一定係数を乗ずる乗算
器を設け、前記ＦＭ変調波の周波数偏移幅を外部的に制
御できるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のディジタルＦＭ変調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10964786A JPS62266903A (ja) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | デイジタルｆｍ変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10964786A JPS62266903A (ja) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | デイジタルｆｍ変調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62266903A true JPS62266903A (ja) | 1987-11-19 |
Family
ID=14515587
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10964786A Pending JPS62266903A (ja) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | デイジタルｆｍ変調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62266903A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5272454A (en) * | 1991-08-14 | 1993-12-21 | Nec Corporation | Digital FM modulator using direct digital synthesizer |
| US5399998A (en) * | 1991-11-18 | 1995-03-21 | Nec Corporation | Digital FM modulator |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6096003A (ja) * | 1983-10-31 | 1985-05-29 | Sony Corp | デジタルｆｍ変調回路 |
-
1986
- 1986-05-15 JP JP10964786A patent/JPS62266903A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6096003A (ja) * | 1983-10-31 | 1985-05-29 | Sony Corp | デジタルｆｍ変調回路 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5272454A (en) * | 1991-08-14 | 1993-12-21 | Nec Corporation | Digital FM modulator using direct digital synthesizer |
| US5399998A (en) * | 1991-11-18 | 1995-03-21 | Nec Corporation | Digital FM modulator |
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