JPS62150904A - デイジタルｆｍ変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 ２　・ 本発明は映像信号を入力とするＦＭ変調器をディジタル
信号処理化したディジタルＦＭ変調器に関するものであ
る。

従来の技術 変調信号をｖ（ｔ）、搬送波の中心角周波数をωｃとす
れば周波数変調して得られるＦＭ信号ｆ（ｔ）は次式で
表わせる。

ｊ’（ｔ）＝Ａ−ｓｉｎ（ｆ　（ωｃ＋ｍ　−ｖ（ｔ）
）　ｄ　を十〇０）　　　−（１）但し　Ａ、ωｃｍ、
θ。は一定値 これより変調信号ｖ（ｔ）、ＦＭ信号、ｆ　ｉｔ）を時
間間隔Ｔで標本化して表現すればｔ＝ｎＴ（ｎは整数）
となって次式を得る。

・・・（２） 従って変調信号ｖ　（ｔ）を標本化、量子化してディジ
タ変調信号ｖ（ｎ−Ｔ）とし、式（２）の演算を行なう
ことによって標本化、量子化されたＦＭ信号すなわちデ
ィジタルＦＭ信号ｆ（ｎ−Ｔ）が得られる。式（２）の
演算をディジタル回路によって実行するのがディジタル
ＦＭ変調器である。

従来のディジタルＦＭ復調器としては例えば［ディジタ
ル信号処理」（電子通信学会２０１頁）に示されている
。

第２図はこの従来のディジタルＦＭ変調器のブロック図
を示すものであり、２１はディジタル変調信号ｖ（ｎＴ
）の入力端子、２２は一定値ｍを掛ける乗算器、２３は
前記乗算器２２の出力を一方の入力とする加算器、２４
は一定値（ωｃ・Ｔ）と前記加算器２３の出力を入力と
する加算器、２５は前記加算器２４の出力を時間Ｔだけ
遅延させて加算器２３の他方の入力となる信号を得る遅
延器、２６は加算器２４の出力を位相信号θ２としＡ・
Ｓｉｎ　（θ２＋θ０）なる振幅信号すなわちディジタ
ルＦＭ信号ｆ（ｎＴ）を得る位相振幅変換器（例えばメ
モリである０）、２７はディジタルＦＭ信号、ｆ（ｎＴ
）の出力端子である。

端子２１より入力されたディジタル変調信号ｖ　（ｎＴ
　）は乗算器２２よりｍ　−ｖ　（ｎ　Ｔ　）となりさ
らに加算器２３．２４と遅延器２５とのループで構成さ
れる積分回路によってｍ−ｖ（ｎＴ）はωｃＴとともに
積算されて位相信号θ２（ｎ　Ｔ　）相振幅変換器２６
により位相信号θ２　（ｎＴ　）は八・ｓｉｎ　（θ２
＋θ０）なる振幅信号となる。これは式（２）で表わさ
れる演算に等しくディジタルＦＭ信号、ｆ（ｎ−Ｔ）と
なり端子２７より出力される。

ところで信号を有限個の部品で実現されるディジタル回
路で表現するためには量子化する必要がある。位相０〜
２πまでの区間をＭ等分（Ｍは整数）して量子化すれば
、単位時間当りの位相変化る角周波数ω６は時間Ｔで２
π進むことになるのでω８−−−である０）、従って周
波数も○〜ｆ８までの区間がＭ等分されて量子化される
ことになｆ８ る。これはディジタルＦＭ変調器は□なる（ｉば０，１
，２．・・・２Ｍなる整数）Ｍ個の周波数しか表現でき
ないことを意味する。

位相○を数値○、位相２πを数値Ｍに対応させて整数で
表現し量子化すれば、任意の周波数ｆはれる。

今、ディジタル変調信号による搬送波の周波数対応して
ディジタル変調信号もその最大振幅変化ことになる。従
ってディジタルＦ　ｉＶｉ変調においては量子化ステッ
プ数Ｍ、標本化周波数、ｆＢ１周波なる整数に限定され
てし丑う。

ディジタル変調信号の量子化ステップＮを量子化の小数
部は丸め等の処理が行なわれて整数化さる。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成のディジタルＦＭ変調器
に変調信号として映像信号を入力する場合ｂｉｔとなる
のでこれより多くの情報を入力しても失なわれてしまう
。伝送できる情報量を多くするためには位相等の分解能
Ｍ、搬送波の周波数偏移ｆｄを大きくするか、標本化周
波数ｆｓを小さくする方法が考えられるが、ｆｄ　、　
ｆ、の変更は伝送路の特性、規格々どにより大幅な変更
は困難である。

また分解能Ｍを増加させるためには、例えば位相。

角周波数などの語長を増せばよい。しかし語長をｈ　ｂ
ｉｔ（ｈは整数）から（ｈ＋１）ｂｉｔに１ｂｆｔ加し
、通常メモリで構成される位相振幅変換器の回路規模は
２倍に増加し、ディジタルＦｍ変調器の出力をアナログ
量に変換するＤＡ変調器の回路規模、構成回路素子の精
度を増加することが必要となる。すなわち、回路規模を
大幅な増加することなく伝送情報量を増加することが困
難であるという問題点を有していた。

本発明はかかる点に鑑み、大幅な回路規模増加を行なう
ことなくディジタル映像信号の伝送情報量の増加を行な
えるディジタルＦＭ変調器を提供することを目的とする
。

問題点を解決するだめの手段 本発明は、標本化、量子化された映像信号であるディジ
タル映像信号を入力とし比例定数ｍを乗じる乗算器と、
前記乗算結果を入力とし一定値（ωｃ・Ｔ）を加算する
加算器と、前記加算結果を入力とし所定期間毎に積算す
る積分を行なって位相信号θ１を得る積分器と、前記位
相信号θ１を入力としＡ　−５ｉｎ　（θ１＋θ０）な
る振幅信号すなわちディジタルＦＭ信号を出力する位相
振幅変換器（但し、Ａ、θ。は一定値）とを備えたディ
ジタルＦＭ変調器であって、少なくともブランキング期
間以外の期間の入力信号に対して１水平ライン毎に丸め
処理、切捨て処理を行なって出力する丸め切捨て回路を
前記乗算器の前、または前記乗算器と前記積分器との間
に備えたディジタルＦＭ変調器である。

作　　用 本発明は前記した構成により、ディジタルＦＭ変調器の
有する周波数分解能の整数倍の周波数に対応するディジ
タル映像信号のレベルａはそのまま周波数変調されて伝
送され、前記周波数分解能の整数倍の周波数の中間に位
置する周波数に対応するディジタル映像信号のレベルｂ
は第１番目（ｌは整数）のラインにおいては丸め処理に
よシすぐ上のレベルとして周波数変調され、次の第（／
！＋１）番目のラインにおいては切捨て処理によりすぐ
下のレベルとして周波数変調されて伝送されるので、復
調して映像信号を再生すれば前記ディジタル映像信号の
レベルａはそのまま復元され、垂直相関のあるディジタ
ル映像信号のレベルｂは隣シ合った２ラインのレベルが
視覚的に平均化されたレベルとして復元できる。

実施例 第１図は本発明の一実施例におけるディジタルＦＭ変調
器の構成図を示すものである。入出力信号の標本化周波
数（動作クロック周波数に等しい）をｆｓ（＝〒）とす
る。第１図において１はディジタル映像信号ｖ（ｎＴ）
の入力端子、２はディジタル映像信号に対し定数ｍを乗
じる乗算器、３は乗算器２の出力に対し１水平ライン毎
に丸め処理。

切捨て処理を交互に行なう丸め切捨て回路、４は丸め切
捨て回路の出力に対し一定値（ωｃ・Ｔ）を加える加算
器、５は加算器５の出力を入力とし時間Ｔ毎に積算する
積分を行なって位相信号θ１（ｎＴ　）を得る積分器、
６は前記位相信号θ１（ｎＴ　）を入力としＡ　−ｓｉ
ｎ　（θ１＋θ０）なる振幅信号すなわちディジタルＦ
Ｍ信号ｆ　（ｎ　Ｔ　）を出力する位相振幅変換器、７
はディジタルＦＭ信号の出力端子、８は水平同期信号の
入力端子、９は水平同期信号を入１０パ　−’ 力とし２分周して制御パルスを発生する制御パルス発生
器、１０は前記制御パルスに制御されて２人力データ０
．５．　Ｏの一方を選択するスイッチ、１１は乗算器２
の出力とスイッチ１ｏの出力とを加算する加算器、１２
は加算器４の出力を一方の入力とする加算器、１３は加
算器１２の出力を時間Ｔ遅延させこの結果を加算器１２
の他方の入力とする遅延器である。

また従来例と同様に位相０〜２πをＭ分割して０〜Ｍ″
！での整数で表現し、量子化し２周波数偏移をｆｄ、搬
送波の中心角周波数をωｃとする。

以上のように構成された本実施例のディジタルＦＭ変調
器について、以下その動作を説明する。

端子１より人力されたディジタルＦＭ信号ｖ（ｎ・Ｔ）
は乗算器２によりｍ−ｖ（ｎＴ）となり、丸め切捨て回
路３を通ってさらに加算器４によりωｃ・Ｔが加えられ
た後、加算器１２と遅延器１３とで構成される積分器５
により積算されて位相信り、さらに位相振幅変換器６に
よシ位相信号θ１（ｎＴ　）はＡ　−ｓｉｎ　（θ１＋
θ０）なる振幅信号となる。これは式（２）で表わされ
る演算に等しくディジタルＦ　Ｍ信号ｆ（ｎＴ）となっ
て端子７よりＵ」力される。

すなわち、丸め切捨て回路が付加されている以外基本的
には従来のディジタルＦ’Ｍ変調器と同じ動作を行なっ
ている。

入力のディジタル映像信号の量子化ステップ数Ｎ（整数
）は乗算器２によりｍが乗じられてステように直ちに丸
め処理等が内部にて行なわれて整数値として出力される
のでなく、前記乗算結果の小数点以下１　ｂｉｔ余分に
数値が乗算器２より出力されて丸め切捨て回路３の入力
となる。従って丸め切捨て回路３の入力データｒはｒ＝
Ｐ（Ｐは（Ｐ　十０．５）の」烏合がある。

丸め切捨て回路３において１人力データｒがＰの時、第
４番目（ｌは整数）のラインにおいては０．５が加算器
１１により加算され、第（ｌ＋１）番目のラインにおい
ては０が加算されるが、丸め切捨て回路より出力される
際に小数点以下が切捨てられるので入力データｒはその
まま出力されることになる。入力データｒが（Ｐ＋０．
５）の時、第１番目のラインにおいては加算器１１によ
り０．５が加算されて（Ｐ＋１）となり、小数点以下が
切捨てられて（Ｐ＋１）が出力され、第（１＋１）番目
のラインにおいては０が加算されて（Ｐ＋０．５）とな
り、小数点以下が切捨てられてＰが出力される。すなわ
ち丸め切捨て回路３は隣り合ったライン中の垂直方向に
隣り合った２つのデータｒが等しい時、ｒ−ρであれば
出力される２つのデータは共にｐであり、ｒ　＝　ｐ十
〇。５であれば出力される２つのデータは（Ｐ＋１）七
Ｐであシ、２つのデータの平均値はｒ　＝　Ｐの時Ｐで
あり、ｒ　−（Ｐ＋０．５）の時（Ｐ　＋０．５）とな
る。すなわち入力ディジタル映像信号の垂直相関のある
部分においては視的に平均化されて見える効果を利用す
ることにより等価的に回路より定まる量子化レベル教込
できる。

加算器１１は入力信号の最小位ｂｉｔに１寸たばＯを加
えるだけ々ので加算器１２またば１３の最下位に１ｂｉ
ｔの全加算器を追加するだけで共用化し実現でき、寸だ
乗算器２が内部に加算器を有する場合にも共用化実現可
能であり、スイッチ１０は２人力ＡＮ　Ｄゲート１つで
実現でき、制御パルス発生器９は２分周器で実現できる
ので、丸め切捨て回路３の規模は小さく容易に実現でき
るものである。

以上のように本発明の実施例によれば、１水平ライン毎
に丸め処理、切捨て処理を行なう丸め切捨て回路を乗算
器２と加算器４との間に設けることにより、回路規模を
若干増加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相関
のある部分については等価的に従来の２倍の階調でディ
ジタル映像信号を伝送することができ、その実用的効果
は太きい。

々お、丸め切捨て回路は乗算器２と積分器５と１４　ｌ
＼−７ の間にあれば良く、加算器４と積分器５との間に設けて
も同じ効果の得られることは明らかである。

捷だ乗算器の前に丸め切捨て回路を設けて同一効果を得
ることも可能である。さらに積分器６と加算器の接続は
従来例のように加算器１２と遅延器１３とで構成される
ループ内にωｃを加える加算器を設けても同じ処理を行
なえることは明らかである。しかしながらこの場合、遅
延時間Ｔ以内に信号が２つの加算器４，１２を通過しな
ければならず、加算器に要求されるスピードの点では第
１図に示す構成の方が有利である。

またディジタル映像信号のブランキング期間内にある同
期信号レベルやペデスタルレベルが丸め切捨て回路によ
って影響を受ける場合、復調後これらのレベルを強制的
に同一とするクランプ回路を通過すると本発明の効果が
失なわれるので、はぼブランキング期間中はどの水平ラ
インにおいても丸め切捨て回路が丸め処理または切捨て
処理のどちらか一方の処理のみとなるように丸め切捨て
回路が構成されることが望ましい。

また垂直相関を検出する手段を付加し、ディジタル映像
信号の垂直相関のない部分は丸め切捨て回路がどのライ
ンにおいても常に丸め処理または切捨て処理を行なう構
成も考えられる。

発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、回路規模を若干増
加させるだけで、ディジタル映像信号の垂直相関のある
部分における階調の情報量を等測的に増加させることが
でき、その実用的効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明における一実施例のディジタルＦＭ変調
器のブロック図、第２図は従来のディジタルＦＭ変調器
のブロック図である。 １・・・・・ディジタル映像信号の入力端子、２・・・
・・・乗算器、３・・・・・丸め切捨て回路、４，１１
，１２・・・・・・加算器、５・・・・・・積分器、６
・・・・・・位相振幅変換器、７・・・・・・ディジタ
ルＦＭ信号の出力端子、８・・・・・・水平同期信号の
入力端子、９・・・・・・制御パルス発、土器、１ｏ・
・・・・・スイッチ、１３・・・・・・遅延器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 標本化、量子化された映像信号であるディジタル映像信
   号を入力とし比例定数ｍを乗じる乗算器と、前記乗算結
   果を入力とし一定値（ω＿ｃ・Ｔ）を加算する加算器と
   、前記加算結果を入力とし所定期間毎に積算する積分を
   行なって位相信号θ＿１を得る積分器と、前記位相信号
   θ＿１を入力としＡ・ｓｉｎ（θ＿１＋θ＿０）なる振
   幅信号すなわちディジタルＦＭ信号を出力する位相振幅
   変換器（但しＡ、θ＿０は一定値）とを備え、少なくと
   もブランキング期間以外の期間の入力信号に対して１水
   平ライン毎に丸め処理、切捨て処理を行なって出力する
   丸め切捨て回路を前記乗算器の前または前記乗算器と前
   記積分器との間に備えたことを特徴とするディジタルＦ
   Ｍ変調器。