FR2509933A1 - Generateur a frequence variable de type numerique - Google Patents
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Abstract
GENERATEUR DE SIGNAL PERIODIQUE A FREQUENCE VARIABLE DU TYPE NUMERIQUE PRESENTANT UNE ENTREE 14 SUR LAQUELLE EST APPLIQUE UN SIGNAL NUMERIQUE REPRESENTANT LA FREQUENCE DESIREE POUR LE SIGNAL DE SORTIE. IL COMPORTE UN INTEGRATEUR NUMERIQUE 12 FOURNISSANT SUR SA SORTIE UN SIGNAL REPRESENTANT LA FONCTION PRIMITIVE DU SIGNAL D'ENTREE E ET REVENANT A UNE VALEUR SEUIL QUAND IL A ATTEINT UNE VALEUR LIMITE. LE SIGNAL DE SORTIE DE L'INTEGRATEUR 12 REPRESENTE LA PHASE DU SIGNAL PERIODIQUE DESIRE. IL EST APPLIQUE A L'ENTREE D'UN MOYEN DE CONVERSION PHASESIGNAL PERIODIQUE.
Description
GENERATEUR A FREQUENCE VARIABLE
DE TYPE NUMERIQUE.
DE TYPE NUMERIQUE.
L'invention est relative à un générateur de signaux périodiques à fréquence variable, ou modulateur de fréquence, de type numérique et en particulier à un générateur de sous-porteuse de chrominance pour un récepteur de télévision en couleurs.
On sait que les techniques numériques présentent des avantages décisifs par rapport aux techniques analogiques notamment pour leur coût et leur insensibilité aux perturbations.
Les modulateurs de fréquence de type numérique connus jusqu'à présent sont constitués par des décompteurs ou diviseurs programmables. Dans un décompteur de ce genre le facteur de division N est un nombre ou "mot numérique" représentant la fréquence désirée qui est appliqué sur les entrées d'introduction du nombre à décompter. Le signal de sortie est celui qui apparaît sur la sortie de bit de plus fort poids (MSB). Sa fréquence F est:
Dans cette formule Fe est la fréquence d'horloge appliquée sur l'entrée d'horloge du décompteur.
De tels modulateurs ne sont pas utilisables pour engendrer des signaux de- fréquence relativement élevée et/ou à faible indice de modulation. En effet, d'une part, un faible indice de modulation nécessite une grande précision sur la fréquence, et, d'autre part, on montre que la fréquence d'horloge Fe, la fréquence F désirée et l'incertitude #F sur la fréquence (qui est d'autant plus faible que la précision désilée sur la fréquence F est grande) sont liées par la relation suivante:
Si la fréquence F a une valeur élevée et/ou si l'incertitude n F sur la fréquence est de valeur faible, la fréquence d'horloge Fe qu'il est nécessaire d'utiliser atteint des valeurs qui dépassent les capacités de fonctionnement du décompteur programmable.
Par exemple pour réaliser, ce qui est un but de l'invention, un tel modulateur numérique de fréquence constituant un générateur de sous-porteuse de chrominance, notamment dans le procédé de télévision en couleurs SECAM avec une information numérique de fréquence constituée par un mot de huit bits et un spectre de fréquence de 3,9 à 4,75 MHz, l'incertitude maximum est alors:
La fréquence d'horloge à utiliser serait alors:
Aucun diviseur programmable connu jusqu'à présent ne peut fonctionner à une fréquence d'horloge aussi élevée.
Le modulateur numérique de fréquence selon l'invention permet au contraire d'engendrer des signaux à fréquence élevée et/ou à faible indice de modulation, en particulier pour engendrer la sousporteuse de chrominance dans un procédé, notamment le SECAM, de télévision en couleurs.
Le modulateur selon l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend un intégrateur numérique sur l'entrée duquel est appliqué un mot représentant la fréquence désirée et fournissant sur sa sortie la primitive (c'est-à-dire la fonction réciproque de la fonction dérivée) du signal d'entrée, le signal de sortie revenant à une valeur seuil quand il a atteint une valeur limite.
Si le signal d'entrée E est la fréquence, ou est proportionnel à la fréquence, le signal de sortie est la phase du signal périodique désiré car on sait que la fréquence d'un signal périodique est
proportionnelle à la dérivée de la phase et réciproquement la phase est la fonction primitive de la fréquence à un facteur près.
proportionnelle à la dérivée de la phase et réciproquement la phase est la fonction primitive de la fréquence à un facteur près.
Ce signal de phase a, en fonction du temps, une variation ayant une allure de dent de scie. Il peut constituer le signal de sortie proprement dit. Mais, de préférence, cet intégrateur est suivi par un convertisseur phase/signal. Un tel convertisseur est constitué, par exemple, par une mémoire morte recevant le signal numérique de phase sur ses entrées d'adressage et dans laquelle on a emmagasiné, aux diverses adresses, toutes les valeurs numériques du signal désiré pour toutes les valeurs possibles de la phase qui sont comprises entre
O et 2 > , ou - tX et + # (on rappelle que lorsqu'on utilise des techniques numériques le nombre de valeurs possibles d'un signal compris entre deux valeurs limites est limité : il est égal au nombre d'incréments entre ces limites).Dans le cas où le signal de sortie est une sinusolde les valeurs en mémoire sont les sinus des nombres compris entre 0 et 2 Xt, ou - t et + .
O et 2 > , ou - tX et + # (on rappelle que lorsqu'on utilise des techniques numériques le nombre de valeurs possibles d'un signal compris entre deux valeurs limites est limité : il est égal au nombre d'incréments entre ces limites).Dans le cas où le signal de sortie est une sinusolde les valeurs en mémoire sont les sinus des nombres compris entre 0 et 2 Xt, ou - t et + .
Dans le mode de réalisation préféré de l'invention l'intégrateur numérique comprend un additionneur sur une première entrée duquel est appliqué le signal représentant la fréquence désirée et dont la seconde entrée est reliée à sa sortie par l'intermédiaire d'un élément de retard, la sortie de l'intégrateur étant constituée par la sortie de l'additionneur ou de l'élément de retard. Le retard Te apporté par ledit élément constitue la période d'échantillonnage du signal de sortie.
Comme on le verra plus loin, avec le modulateur de l'in vention, pour obtenir une incertitude #F sur la fréquence F du signal de sortie la fréquence d'échantillonnage doit avoir la valeur:
F e = 2n a F. (5)
Dans cette formule n est le nombre de chiffres binaires ou bits à la sortie du modulateur.
F e = 2n a F. (5)
Dans cette formule n est le nombre de chiffres binaires ou bits à la sortie du modulateur.
Cette formule montre clairement que la fréquence d'échantillonnage du modulateur peut etre choisie à une valeur nettement inférieure à celle de la fréquence d'horloge d'un modulateur à décompteur programmable. Dans le cas de l'application à un modulateur de fréquence constituant un générateur de sous-porteuse de chrominance dans le procédé SECAM de télévision en couleurs on peut choisir une fréquence d'échantillonnage égale à 17,144 MHz avec une incertitude t F de l'ordre de 4 KHz et un nombre de bits du signal de sortie égal à 12.
D'autres caractéristiques èt avantages de l'invention apparat- tront avec la description de certains de ses modes de réalisation, celle-ci -étant effectuée en se référant aux dessins ci-annexés sur lesquels:
- la figure l(a) est un diagramme montrant la variation en fonction du temps t de -l'amplitude d'un signal sinusoldal que l'on désire obtenir en sortie d'un modulateur,
- la figure 1(b) est un diagramme montrant la variation de la phase du signal de la figure l(a) en fonction du temps t,
- la figure 2 est un schéma d'intégrateur faisant partie d'un générateur ou modulateur selon l'invention,
- la figure 3 est un diagramme montrant le fonctionnement de l'intégrateur de la figure 2,
- -la figure 4 est un schéma d'un générateur de sous-porteuse de chrominance selon l'invention et,
- la figure 5 est un schéma d'une partie du générateur de la figure 4.
- la figure l(a) est un diagramme montrant la variation en fonction du temps t de -l'amplitude d'un signal sinusoldal que l'on désire obtenir en sortie d'un modulateur,
- la figure 1(b) est un diagramme montrant la variation de la phase du signal de la figure l(a) en fonction du temps t,
- la figure 2 est un schéma d'intégrateur faisant partie d'un générateur ou modulateur selon l'invention,
- la figure 3 est un diagramme montrant le fonctionnement de l'intégrateur de la figure 2,
- -la figure 4 est un schéma d'un générateur de sous-porteuse de chrominance selon l'invention et,
- la figure 5 est un schéma d'une partie du générateur de la figure 4.
Dans l'exemple le signal S de sortie que lton désire obtenir est une sinusolde 10 (figure la).
La phase ) de ce signal sinusoldal varie, d'une façon périodique, linéairement entre les valeurs C et 271. La courbe 11 de variation de cette phase ue en fonction du temps est donc une dent de scie (figure lb).
Etant donné que dans le modulateur selon l'invention on engendre le signal de phase 11 à partir d'un signal d'entrée représentant la fréquence F duesignal à obtenir, ce modulateur comprend un intégrateur numérique représenté sur la figure 2. En effet on sait que la pulsation w - proportionnelle à la fréquence w = 2 J(RF d'un signal périodique est la dérivée de la phase de ce signal par rapport au temps:
D'où il résulte
L'intégrateur est suivi par un dispositif de mise en forme ou convertisseur qui, dans l'exemple, est une mémoire morte réalisant la fonction sin y #.
On peut également utiliser directement le signal de sortie de l'intégrateur quand le signal désiré est une dent de scie.
L'intégrateur numérique 12 (figure 2) comprend un additionneur numérique 13 à deux entrées 14 et 15. Sur l'entrée 14 est appliqué le signal numérique E proportionnel à la fréquence F du signal périodique désiré. La sortie 16 de l'additionneur 13 est reliée à son entrée 15 par l'intermédiaire d'un élément de retard 17 qui retarde le signal appliqué sur son entrée d'une durée Te qui est la période d'un signal d'échantillonnage de fréquence Fe appliqué sur l'une de ses entrées 18. Dans un exemple l'élément 17 comprend un ensemble de bascules bistables de type D.
Après un nombre (entier) k de périodes, de durée Te chacune, du signal d'échantillonnage le signal SI à la sortie de l'additionneur 13 a la valeur suivante:
D'où il résulte
Cette dernière formule peut s'écrire:
Les variations de E(nTe) en fonction du temps t, c'est-à-dire du nombre n, sont représentées- sur la figure 3.
Le terme entre crochets de l'équation (10) ci-dessus représente la somme des aires des rectangles de côtés Te et E(nTe), c'est-à-dire l'intégrale ou primitive du signal E en fonction du temps t entre la valeur-seuil 0 et une valeur-limite EM imposée par la nature numérique du signal de sortie, le nombre de bits sur la sortie 16 étant limité. Ainsi, quand le signal sur la sortie 16 atteint la valeur maximale EM, lorsquton lui ajoute un bit ce signal retourne à la valeur 0. Le signal SI sur la sortie 16 de l'additionneur 13, qui représente la phase du signal engendré, varie donc en dents de scie.
La phase étant comprise entre 0 et 2 Jt alors que le nombre SI å n bits en sortie de l'additionneur 16 est compris entre 0 et 2n la phase ) est liée au nombre SI par la relation suivante:
d'où on déduit, en faisant intervenir la formule (7) ci-dessus:
d'où on déduit, en faisant intervenir la formule (7) ci-dessus:
Etant donné que la formule (10) ci-dessus peut encore s'écrire:
il en résulte:
il en résulte:
D'où:
L'incertitude ss F sur la fréquence obtenue, c'est-à-dire l'écart entre les fréquences des signaux de sortie correspondant à des signaux E d'entrée différant de la plus petite valeur (1 bit) possible, obéit donc à la relation suivante::
Le signal 51 est appliqué sur les entrées d'adresse d'une mémoire morte (non représentée sur la figure 2) contenant 2n registres dont le premier (de rang 0) contient la valeur du signal dont la phase est 0 et dont le dernier (de rang 2n) contient la valeur du signal dont la phase est 2 )n~. On obtient donc en sortie de cette mémoire morte la fonction périodique désirée.
Dans l'exemple représenté sur les figures 4 et 5, le signal périodique de sortie est un signal sinusoldal correspondant à une sous porteuse de chrominance dans un procédé, tel que le SECAM, de télévision en couleurs. La fréquence centrale de sortie est 4,286 MHz dans cet exemple.
Dans ce cas il est avantageux, pour des raisons expliquées dans la demande de brevet français n0 81 08343 déposée le 27 avril 1981 au nom de la demanderesse, de choisir une fréquence d'échantillonnage Fe égale au quadruple de la fréquence de la sous-porteuse de chrominance soit 17,144 MHz.
Pour cette application, l'incertitude sur la fréquence doit être de l'ordre de + 2 KHz soit ss F de l'ordre de 4 KHz.
Le nombre n de bits du signal de sortie devra donc satisfaire à la relation suivante, qui correspond à la formule (16) ci-dessus:
4286 étant compris entre 212 et 213 on choisit ici n = 12, l'incertitude #F étant alors 4,2 KHz.
Il en résulte que la relation entre F et E est la suivante:
Ainsi pour F = 4,286 MHz, E = 1024.
L'information intéressante pour le générateur de sous-porteuse
est celle qui représente l'écart SF par rapport à la fréquence
centrale Fg 4,286 MHz. Cet écart SF est positif ou négatif; il est
lié à X par la relation suivante:
SF = 4,1855 . 103 X. (19)
La relation entre le signal E à l'entrée 14 de l'additionneur 13
et le signal X de déviation de fréquence est:
E = X + 1024.
est celle qui représente l'écart SF par rapport à la fréquence
centrale Fg 4,286 MHz. Cet écart SF est positif ou négatif; il est
lié à X par la relation suivante:
SF = 4,1855 . 103 X. (19)
La relation entre le signal E à l'entrée 14 de l'additionneur 13
et le signal X de déviation de fréquence est:
E = X + 1024.
Le signal E appliqué sur les entrées 14 de l'additionneur 13
provient des sorties d'un cablage 20 (figure 5) sur les entrées 20a
duquel est appliqué un signal E' représentant X, c#est-à-dire la
déviation SF .Ce signal E' est un nombre binaire à 8 bits, EBo à E'7, - qui est lié à X par les relations suivantes:
E' = X Si 0
E'=256=+ XsiX < 0.
provient des sorties d'un cablage 20 (figure 5) sur les entrées 20a
duquel est appliqué un signal E' représentant X, c#est-à-dire la
déviation SF .Ce signal E' est un nombre binaire à 8 bits, EBo à E'7, - qui est lié à X par les relations suivantes:
E' = X Si 0
E'=256=+ XsiX < 0.
Avec une telle représentation, X est dit codé en complément à
deux sur 8 bits. La valeur de E'7 représente le signe de X.
deux sur 8 bits. La valeur de E'7 représente le signe de X.
Les relations entre E et E' sont donc:
E = 1024 + E' Si x > o
E =1024+E'- 256= 512 + 256 + E' Si X < 0.
E = 1024 + E' Si x > o
E =1024+E'- 256= 512 + 256 + E' Si X < 0.
Le cablage 20 permet de transformer E' en E.
A cet effet l'entrée E'o du bit le moins significatif (LSB) du signal E' est connectée directement, par un conducteur 21, à l'entrée Eo du bit le moins significatif des entrées 14. De même les entrées
E'1 à E'7 sont reliées directement, par des conducteurs correspondants, aux entrées E1 à E7 des entrées 14.
E'1 à E'7 sont reliées directement, par des conducteurs correspondants, aux entrées E1 à E7 des entrées 14.
Les entrées E8 et E9 sont également connectées directement à l'entrée E'7 tandis que l'entrée E10 est reliée à E'7 par l'intermédiaire d'un inverseur 25. Sur l'entrée Ell est appliqué 1 bit de valeur constante.
SiX > 0, E'7 = 0 et on obtient : E = E' + 1024.
Si X < 0, E'7 = 1; dans ce cas E = E' + 256 + 512.
Ce sont bien les relations désirées.
Dans l'exemple de la figure 4 la sortie de l'intégrateur n'est pas constituée par la sortie de l'additionneur 13 mais par la - sortie de l'élément de retard 17, ce qui aboutit pratiquement au même fonctionnement. La sortie de l'élément de retard 17 est reliée, d'une part, aux entrées 15 de l'additionneur 13 et, d'autre part, aux entrées 31 d'une mémoire morte 32 contenant la fonction sinus.
Dans cet exemple seuls les huit bits de poids fort sur les douze bits disponibles en sortie de l'intégrateur sont conservés. L'entrée 31 est donc formée de huit entrées parallèles Ao à A7 et la capacité de la mémoire morte programmable (PROM) 32 est dans ce cas de 256 mots de huit bits.
L'information binaire disponible sur les sorties 33 de huit bits de la mémoire 32 représente une sinusolde modulée en fréquence, par les mots binaires E', autour de 4,286 MHz et échantillonnée à la fréquence F = 17,144 MHz = À
e #Te
Cette information peut ensuite être exploitée sous forme analogique à l'aide d'un convertisseur numérique/analogique.
e #Te
Cette information peut ensuite être exploitée sous forme analogique à l'aide d'un convertisseur numérique/analogique.
La fréquence du signal de sortie peut être comprise entre 0 et F
e , le pas de variation étant fonction du nombre n de bits du signal numérique à la sortie de l'intégrateur.
e , le pas de variation étant fonction du nombre n de bits du signal numérique à la sortie de l'intégrateur.
La stabilité du signal de sortie n'est fonction que de la stabilité du signal d'échantillonnage. Ce dernier peut être très stable étant engendré par exemple par un oscillateur à quartz.
La forme du signal de sortie peut être quelconque.
En variante à la place d'une mémoire morte 32 on prévoit un
calculateur monté, ou programmé, pour calculer le signal désiré
dont la phase est appliquée à l'entrée.
calculateur monté, ou programmé, pour calculer le signal désiré
dont la phase est appliquée à l'entrée.
Claims (8)
1. Générateur de signal périodique à fréquence variable du type numérique présentant une entrée (14) sur laquelle est appliqué un signal numérique représentant la fréquence désirée pour le signal de sortie, caractérisé en ce qu'il comporte un int#égrateur numérique (12) fournissant sur sa sortie un signal représentant la fonction primitive du signal d'entrée (E) et revenant à une valeur seuil (0) quand il a atteint une valeur limite (EM).
2. Générateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de sortie de l'intégrateur (12) représentant la phase du signal périodique désiré, ce signal de sortie est appliqué à l'entrée d'un moyen de conversion (32) phase/signal périodique.
3. Générateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le convertisseur (32) comprend une mémoire morte contenant un nombre de mots numériques égal au nombre de valeurs possibles de la phase pour une période et dont chacun représente la fonction périodique désirée pour une phase ayant une valeur correspondant à son rang.
4. Générateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le convertisseur comporte un calculateur.
5. Générateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'intégrateur numérique comporte un additionneur (13) à deux entrées (14 et 15) sur l'une (14) desquelles est appliqué le signal (E) représentant la fréquence du signal désiré et dont l'autre entrée (15) est reliée à la sortie (16) par l'intermédiaire d'un élément de retard (17) retardant le -signal appliqué sur son entrée d'une durée Te égale à la période d'échantillonnage.
6. Générateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément de retard comprend au moins une bascule bistable sur l'entrée d'horloge (18) de laquelle est appliqué le signal d'échantillonnage.
7. Générateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de connexion (20) sur l'entrée duquel est appliqué un signal numérique (E') représentant l'écart algébrique, positif ou négatif, entre la fréquence du signal désiré en sortie et une fréquence (Fo) centrale et qui délivre à l'entrée (14) de l'intégrateur un signal numérique représentant directement la fréquence désirée.
8. Générateur de sous-porteuse de chrominance pour récepteur
de télévision en couleurs, caractérisé en ce qu'il est conforme à
l'une quelconque des revendications précédentes.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8113981A FR2509933B1 (fr) | 1981-07-17 | 1981-07-17 | Generateur a frequence variable de type numerique |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8113981A FR2509933B1 (fr) | 1981-07-17 | 1981-07-17 | Generateur a frequence variable de type numerique |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2509933A1 true FR2509933A1 (fr) | 1983-01-21 |
| FR2509933B1 FR2509933B1 (fr) | 1988-09-16 |
Family
ID=9260623
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8113981A Expired FR2509933B1 (fr) | 1981-07-17 | 1981-07-17 | Generateur a frequence variable de type numerique |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2509933B1 (fr) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0198529A1 (fr) * | 1985-03-25 | 1986-10-22 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit de traitement de signal de chrominance numérique |
| EP0606784A1 (fr) * | 1993-01-13 | 1994-07-20 | THOMSON multimedia | Méthode et appareil pour encodage SECAM amélioré |
| EP1215923A2 (fr) * | 2000-12-12 | 2002-06-19 | Nec Corporation | Circuit pour le traitement de signaux vidéo pour une pluralitè de standards de télévision |
-
1981
- 1981-07-17 FR FR8113981A patent/FR2509933B1/fr not_active Expired
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| EXBK/76 * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0198529A1 (fr) * | 1985-03-25 | 1986-10-22 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit de traitement de signal de chrominance numérique |
| EP0606784A1 (fr) * | 1993-01-13 | 1994-07-20 | THOMSON multimedia | Méthode et appareil pour encodage SECAM amélioré |
| EP1215923A2 (fr) * | 2000-12-12 | 2002-06-19 | Nec Corporation | Circuit pour le traitement de signaux vidéo pour une pluralitè de standards de télévision |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2509933B1 (fr) | 1988-09-16 |
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|---|---|---|---|
| CL | Concession to grant licences | ||
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