FR2551279A1 - Generateur d'onde sinusoidale, dont la frequence est asservie a un signal binaire, notamment pour modem - Google Patents

Abstract

GENERATEUR D'UN SIGNAL SINUSOIDAL A FREQUENCE VARIABLE EN FONCTION D'UN SIGNAL DE SELECTION QUI LUI EST APPLIQUE, CARACTERISE EN CE QU'IL COMPREND UN GENERATEUR D'HORLOGE1, 2 PROGRAMMABLE EN FONCTION DU SIGNAL DE SELECTION ET DESTINE A FOURNIR PLUSIEURS SIGNAUX D'HORLOGE A FREQUENCE VARIABLE; UN CONVERTISSEUR NUMERIQUEANALOGIQUE7 QUI, EN FONCTION DES SIGNAUX D'HORLOGE UTILISES COMME SIGNAUX D'ECHANTILLONNAGE, ENGENDRE A PARTIR D'UNE DIFFERENCE DE POTENTIEL FIXE V, V UN SIGNAL EN ECHELONS A ENVELOPPE SINUSOIDALE DONT LA FREQUENCE FONDAMENTALE EST FONCTION DU SIGNAL DE SELECTION ET UN FILTRE DE TYPE BASSE-BAS10 DONT LA FONCTION DE TRANSFERT EST ASSERVIE AU CHANGEMENT DE LA FREQUENCE FONDAMENTALE DE L'ENVELOPPE SINUSOIDALE POUR REJETER LES HARMONIQUES CONTENUES DANS LE SIGNAL EN ECHELONS PRODUIT PAR LE CONVERTISSEUR17, LE FILTRE10 FOURNISSANT EN SORTIE UN SIGNAL SINUSOIDAL A FAIBLE DISTORSION HARMONIQUE.

Description

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La présente invention est relative à la modulation par un signal binaire, d'un signal du type sinusoïdal Plus particulièrement, elle est relative à un générateur d'onde sinusoïdale dont la fréquence est asservie à un signal binaire à transmettre L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans un modulateur/démodulateur ou modem destiné à la transmission sur

une ligne téléphonique de signaux binaires.

Pour engendrer un signal sinusoïdal représen10 tatif d'un flux de données binaires, il est déjà connu d'utiliser une mémoire couplée à un convertisseur nunériaue/analogique à la sortie duquel est produit un signal

sinusoidal en échelons.

La mémoire contient un certain nombre de va15 leurs binaires qui sont adressées par les données à transmettre et qui lorsqu'elles sont sélectionnées provoquent dans le convertisseur le niveau de l'échantillon qui la représente dans le signal sinusoidal Un tel montage présente l'inconvénient d'être complexe et le signal de sor20 tie est entaché d'un bruit de quantification de sorte que l'onde sinusoïdale obtenue ne reflète pas fidèlement les

données binaires d'entrée.

Ces inconvénients rendent un tel montage peu apte à être utilisé dans un modemr téléphonique En effet, 25 un tel appareil doit fidèlement convertir les signaux binaires devant transiter sur la ligne sous peine d'une perte d'information importante, ce problème étant d'autant plus crucial que la quantité d'information devant transiter sur une ligne téléphonique entre deux systèmes de traitement de données, doit être aussi élevée que possible, et de fait, tend à augmenter de plus en plus de

nos jours.

On sait qu'il existe différents standards de transmission des données binaires sur une ligne téléphonique Ces standards prévoient de faire transiter sur une ligne un signal sinusoidal dont la fréquence peut varier en fonction du niveau du signai binaire à transmettre. En d'autres termes, le signal sinusoïdal prend sélectivement deux valeurs de fréquence suivant que le signal binaire est à son niveau haut ou à son niveau bas Les valeurs des fréquences ne sont pas les mêmes pour les dif10 férentes vitesses de transmission choisies dans les standards évoqués plus haut Le tableau I ci-dessous indique les différentes valeurs actuellement utilisées le plus couramment.

TABLEAU 1

Standard Niveau haut Niveau bas vitesse de Hz Hz transmission bauds E

U CCITT 2100 1300 1200

R V 23 1700 1300 600

O 450 390 75

P E E T A T Bell 2200 1200 1200

202 487 387 150

U N I s, Pour obtenir une transmission irréprochable, il est donc essentiel que le signal transite avec une distorsion aussi faible que possible des harmoniques, de l'amplitude, du temps de propagation de groupe (group

delay distortion) et avec une bonne cohérence de phase.

Dans le cas particulier évoqué plus haut, cette dernière exigence revient à ce que le signal sinusoïdal, lors d'un

changement de fréquence dû à un changement de niveau binaire, ne doit présenter aucune discontinuité de phase.

Cette dernière difficulté n'a pas trouvé de solution sa10 tisfaisante dans la technique antérieure dans laquelle on utilise souvent deux générateurs d'onde sinusoïdale

de fréquences différentes sur lesquels le signal de sortie est prélevé par commutation en fonction du niveau binaire La cohérence de phase est alors obtenue tant 15 bien que mal moyennant une circuiterie complexe.

Toutes les contraintes évoquées ci-dessus, sont

imposées non seulement à la ligne elle-même, mais également, bien entendu, au modem branché sur elle Jusqu'ici, ces modems sont donc extrêmement complexes et volumineux 20 et il n'a pas été possible jusqu'ici d'obtenir une miniaturisation aussi poussée que souhaitable dans la réalisation de ces modems.

L'invention vise donc en premier lieu de fournir un générateur d'onde sinusoïdale dont la fréquence soit asservie à un signal binaire, et qui soit engendré

sans distorsions et avec une bonne cohérence de phase.

L'invention vise également à fournir un modem téléphonique comprenant un générateur du type indiqué, grâce à quoi, il est possible de le réaliser entièrement

en circuit intégré sur une seule pastille semi-conductrice.

L'invention a donc premièrement pour objet un générateur du type indiqué ci-dessus qui est caractérisé en ce qu'il comprend un générateur d'horloge programmable en fonction du signal binaire et destiné à produire au moins deux signaux d'horloge de fréquences différentes, un convertisseur numérique/analogique qui, en fonction des signaux d'holorge utilisés comme signaux d'échantillonnage engendre, à partir d'une différence de potentiel fixe, un signal en échelons à enveloppe sinusoidale dont la fréquence fondamentale est fonction de l'une ou l'autre desdits signaux d'horloge et un filtre passe-bas dont O 10 la fonction de transfert est asservie à la seléction des

signaux d'horloge pour rejeter les harmoniques contenus dans le signal en échelons produit par ledit convertisseur, ce filtre fournissant en sortie le signal sinusoldal représentant ledit signal binaire.

Ces caractéristiques conduisent à un circuit pouvant être réalisé à l'aide de techniques de commutation d'impédances, qui se prêtent parfaitement à l'intégration poussée par exemple en CMOS En outre, le signal sinusoidal produit est filtré en harmo20 niquesde telle façon que l'on suisse contourner les difficultés créées par les distorsions dlharmoniques et de

délai de groupe.

L'invention a également pour objet un modem

téléphonique comportant un générateur tel que défini ci25 dessus.

L'invention sera mieux comprise à l'aide de

la description qui va suivre d'un exemple de réalisation

de l'invention, faite en référence aux dessins annexes, sur lesquels: la Fig 1 est un schéma très simplifié d'un générateur d'onde sinusoidale asservi, réalisé suivant l'invention; la Fig 2 est un diagramme de la forme d'onde du sinusoïde obtenue dans le convertisseur N/A;

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la Fig 3 est un schéma simplifié du convertisseur; la Fig 4 montre le spectre de fréquence de la forme d'onde engendrée dans le convertisseur; la Fig 5 est un schéma détaillé du convertisseur N/A suivant l'invention; les Fig 6 et 7 représentent les signaux apparaissant dans le convertisseur; la Fig 8 est un schéma du filtre asser10 vi raccordé au convertisseur de la Fig 5; la Fig 9 est un schéma équivalent de la première section du filtre; les Fig 10 et 11 sont une forme d'onde et le spectre, respectivement du signal de sortie de la 15 première section du filtre; la Fig 12 est un schéma équivalent de la seconde section du filtre; les Fig 13 et 14 sont une forme d'onde et le spectre, respectivement du signal de sortie de 20 la seconde section du filtre; la Fig 15 est une courbe gain/fréquence et phase/fréquence illustrant les performances du circuit suivant l'invention Sur la Fig 1, on a représenté un schéma 25 très simplifié d'un générateur de forme d'onde sinusoldale suivant l'invention Ce générateur comporte une horloge de base stable 1 fournissant un signal à très haute fréquence de 4 M Hz environ, par exemple La fréquence issue de cette horloge est divisée en plusieurs signaux de 30 commande dans un diviseur de fréquence 2 qui est programmable en fonction d'un ou plusieurs signaux qui lui sont

appliqués par les bornes 3, 4 et 5 La borne 3 peut rece-

voir, par exemple un signal binaire dont les niveaux peuvent sélectionner alternativement deux fréquences à la sortie du diviseur tandis que les bornes 4 et 5 sont destinées à déterminer sélectivement des paires de fré5 quences différentes dont chacune des fréquences est sélectionnée de la manière indiquée par la borne 3 On décrira plus,loin de façon plus détaillée la construction

du diviseur de fréquence 2.

Celui-ci fournit ainsi sur ses sorties des signaux de commande dont les fréquences reflètent l'état des entrées 3, 4 et 5 Les bornes 4 et 5 peuvent être portées au niveau haut ou au niveau bas de sorte que quatre combinaisons de deux fréquences peuvent être sélectionnées En d'autres termes, le générateur ainsi conçu se prête particulièrement bien pour être incorporé dans un modem multistandard, la borne 3 recevant le signal binaire à transmettre et les bornes 4 et 5 étant attaquées par un signal binaire dont la valeur représente

l'un des standards choisis indiqués ci-dessus par la 20 tableau 1.

Un groupe de signaux de commande à fréquence variable est appliqué par une ligne 6 à un convertisseur analogique/numérique 7 raccordé à une source de référence 8, tandis que la forme d'onde obtenue par échantilonnage 25 à la sortie du convertisseur est appliquée par une ligne 9 à un filtre 10 dont la fonction de transfert est modifiable en fonction de signaux de commande provenant du diviseur 2 par une ligne 11, cette fonction de transfert dépendant donc des signaux appliqués sur les bornes 3 à 30 5 La sortie 12 du filtre 10 transmet un signal sinusoldal dont la fréquence est asservie à l'État logicue

des bornes 3 à 5.

La construction du générateur suivant l'invention est basée sur le fait que l'on peut engendrer une tension à enveloppe sinusoïdale à partir de la valeur absolue de deux niveaux de tension de référence en échantillonnant ces niveaux sélectivement à un rythme qui est

huit fois la fréquence de la sinusoide à obtenir.

La Figure 2 montre l'enveloppe de la forme d'onde sinusoïidale obtenue à partir des niveaux précités affectés respectivement et selon le cas du signe positif ou négatif On voit que deux échantillon consécutifs sont engendrés à un intervalle correspon10 dant à un angle de phase de 7/4 Par ailleurs, les niveaux de tension sont dans un rapport de la forme V 1 sin 7 'L/8 V 2 sin 37/8

que l'on peut matérialiser par un rapport de deux impédances convenablements connectées à une tension de référence fixe au rythme de l'échantillonnage et en affectant le signe correct à chaque échantillon.

Le principe d'un montage permettant 20 d'échantillonner de cette façon ce signal sinusoïdal apparaît sur la Figure 3 Les impédances utilisées sont avantageusement des capacités réalisables facilement dans la technique CMOS Comme on le verra par la suite, la précision des échantillons de tension dépend avanta25 geusement d'un rapport de capacités de sorte que l'enveloppe de la forme d'onde à générer peut s'approcher

de très près de la sinusoïde.

Il est à noter en outre qu'un signal sinusoïdal produit de cette façon ne présente, outre sa 30 fréquence fondamentale,comme premiers harmoniques importants que les harmoniques septième et neuvième ainsi que d'autres harmoniques impairs selon le spectre de fréquence de la Figure 4 Le diagramme de celle-ci représente en ordonnées l'énergie relative entre la fon35 damentale et les harmoniques et en abcisses les numéros des harmoniques du spectre On verra par la suite qu'un tel spectre peut être filtré commodément par un filtre dont la fonction de transfert est asservie à la fréquence fondamentale du signal à enveloppe sinusoidale, fréquence qui est en fait représentative du signal binaire auquel la fréquence du sinusoïde est à son tour asservie. Bien que dans ce qui va suivre, on décrive un mode de réalisation de l'invention comportant pour la construction du convertisseur et du filtre des capacités, il est à noter qu'elle peut être mise en 10 oeuvre également à l'aide de résistances connectées

de façon appropriée.

Le montage de la Figure 3 comporte un amplificateur opérationnel 13 dont l'entrée non inverseuse est connectée en permanence à la masse ou un po15 tentiel fixe relatif d'une autre valeur L'entrée inver-seuse est reliée à une jonction 14 à laquelle sont reliées trois capacités Cl, C 2 et C 3 La capacité C 3 est connectée entre l'entrée inverseuse et la sortie de

l'amplificateur 13 Une capacité de maintien C 4 est re20 liée entre la sortie de ce dernier et le potentiel Vss.

Les capacités Cl à C 4 peuvent être mises en circuit ou hors circuit ou être branchées à des potentiels V et Vss au moyen d'interrupteurs à transistors CMOS Pl ss i-a à i-f symbolisés dans la Figure 3 par des petits

cercles et commandés sélectivement par des signaux cycliques La nature et la forme de ces signaux apparaitront dans la suite de la description lorsque le schéma

détaillé du convertisseur sera examiné Pour la compréhension du fonctionnement 30 de principe, on a affecté les lettres a et b aux armatures respectives des capacités C 1 à C 3 Les valeurs des capacités Cl à C 2 ne sont pas les mêmes et elles sont choisies de manière à permettre la production des valeurs absolues des tensions Vl et V 2 de la Figure 2

ou en d'autres termes la hauteur en positif ou en néga-

tif des paliers ou échantillons du signal recherché.

En supposant que l'on veuille engendrer la tension V 1 (paliers 1 et 4), il convient, en principe, de prélever sur la capacité C 4 de maintien une tension de la valeur souhaitée pendant toute la durée du palier. En fait, dans les circuits CMOS, les composants capacitifs ne sont pas capables de maintenir une charge à une valeur constante pendant un temps suffisant pour maintenir à la même valeur le niveau d'un palier du 10 début à la fin ( 1/4 de la période du sinus) compte tenu des fréquences envisagées C'est pourquoi, chaque palier est engendré en répétant un certain nombre de fois ( 16 dans l'exemple) un cycle de fonctionnement élémentaire du montage qui consiste lui-même en deux 15 étapes La première appelée étape de "précharge" consiste à neutraliser les charges du cycle élémentaire précédent sur les capacités qui viennent d'être utilisées, et la seconde étape appelée "de redistribution" conaiste à créer sur la capacité de maintien C 4, la 20 tension V 1 ou V 2 à l'aide soit des capacités C 1 et C 3 soit des capacités C 2 et C 3 Chaque cycle élémentaire est réglé par la fermeture ou l'ouverture judicieuse des interrupteurs i-a à i-e qui permettent ainsi le branchement des capacités sur des différences de poten25 tiel distincts créées à partir des potentiels VR et Vss

étant ici le potentiel de la masse.

Ainsi, par exemple, si lors de la phase de "redistribution", la capacité C 1 est connectée au potentiel Vss, on a:Q Q 1 = C 17 ss et V 3 C 3 d'o on a = C 1

VC 4 V

C 3 ss Au cours de chaque phase de redistribution la capacité C 4 reçoit donc une tension qui correspond, selon le cas à une proportion de la différence de potentiel entre VR et Vss, cette proportion étant fonction du rapport ent:2 e les valeurs des capacités C 1 et C 3

d'une part et C 2 et C 3 d'autre part.

Il en résulte donc que les paliers 1 à 8 du signal à enveloppe sinusoïdale peuvent être déterminés avec une grande précision dépendant uniquement des valeurs des rapports capacitifs qui, comme on sait, peuvent être

maîtrisées parfaitement dans la technique CMOS actuelle.

Ceci constitue l'une des raisons ayant conduit grâce à l'invention à une possibilité d'intérrrtion complète

d'un modem sur une seule pastille de circuit intégré.

Le tableau 2 donne l'état de charge de cha15 cune des capacités C 1 à C 4 pour produire les paliers 1

à 8 de la Figure 2, la première ligne du tableau correspondant à un début de fonctionnement du montage.

TABLEAU II

Commnnadm i T Paliers (n ) Etape de cycle Cla Clb 2 a C 2 b C 3 a G 2 X C 3 b C 4 eharge C_.x NQX

NG 2 X

Ki Précharge O O O O X Cv 1, 12 Redistri v O 14 K Rbutiton ss VC 3 C 4 Vss C 3 -VC 3 C 3-Cs: K 1 Précharge O O O O O O C 4 ss C 3 -C 2 V O

2,3 _ O 0 O S 1 O

K 2 Redistri O O V TC C 2 C=-Cv O bution Bss OC 3 C 4 ss C-3 -V 3 C 3 =-C 2 S O K 1 Précharge O C 4 Vss C 3 ss O O O O K 2 Redistri O O O O O VV=-Vss 3 -C CV 3 V bution 3 C K Precharge O Vss O O 4 ss C 3 l css C 6,7 -V 3 =-Vss Io o O 1 < 2 Redistri C 2

V V O O O O V

bution C 3 V 3 =C 1 Vss 30-V vi ru %O N

On a déjà indiqué ci-dessus que la fréquence du signal à enveloppe sinusoïdale dépend de la fréquence d'échantillonnage qui lui est huit fois supérieure.

On a également vu que chaque palier ou échantillon est en fait constitué par une série de prises d'échantillons

que l'on a choisi ici d'exécuter seize fois par palier.

On comprend donc que les interrupteurs qui commandent la charge et la décharge des capacités Ci à C 4 doivent

être actionnés sur la base d'un signal dont la fréquence 10 est 8 X 16 = 128 fois la fréquence fondamentale du sinusoïde à produire.

On notera qu'il s'agit là d'un rapport de sorte qu'en définitive on peut engendrer un sinusoïde dont la fréquence est déterminée simplement par le choix de la fréquence de commande des interrupteurs Il en résulte donc que l'on peut fixer et faire varier aisément cette fréquence fondamentale et ce très rapidement d'un cycle à l'autre par un changement du signal rythmant l'échantillonnage Par ailleurs, lorsqu'une variation de fréquence 20 de la fondamentale est opérée, la sinusoïde ne présente aucune discontinuité de phase puisque l'échantillon suivant immédiatement le changement de fréquence appartiendra

soit au même palier, soit au palier le suivant immédiatement dans le temps, seule la durée des prises d'échantil25 lons étant modifiée.

On va maintenant examiner les Figures 5, 6

et 7 qui concernentun montage pratique du convertisseur.

Sur la Figure 5, on reconnaît les quatre capacités C 1 à C 4 ainsi que l'amplificateur opérationnel 13 dont l'entrée inverseuse est reliée au point de jonction 14 Les potentiels Vss et VR sont appliqués respectivement aux lignes 15 et 16 Ces potentiels sont transmis sélectivement aux capacités Cl, Cg et C 3 par des groupes de transistors CMOS dont les électrodes de commande reçoivent des signaux dérivés des signaux appliqués au diviseur de

fréquence 2.

Les diagrammes des Figures 6 et 7 ainsi que la partie de droite du tableau II permettent d'exa:miner la séquence de commande des transistors, étant 5 entendu que les échelles des temps des Figures 6 et 7 sont différentes.

Plus précisément, les condensateurs Ci et C 2 sont chacun connectés par plusieurs transistors dont le rôle est secondaire et non décrit ici, à quatre 10 circuits d'application de tension reliés par paire aux lignes 15 et 16, respectivement Chacun de ces circuits comprend deux transistors portant respectivement les références 17 a à 24 a et 17 b à 24 b qui sont commandés sélectivement pour ce qui est du condensateur C 1 par 15 des signaux QX, NQX, K 1 et K 2 et du condensateur C 2 par des signaux G 2 X, NG 2 X, Kl et K 2 P. Les relations de phase et les niveaux logiques de ces signaux apparaissent clairement sur les Figures 6 et 7 Les signaux de commande sont en20 gendrés à partir des signaux de sortie du diviseur de fréquence et appliqués aux transistors correspondant

à travers des circuits de mise en forme 25, 26 et 27.

Comme déjà indiqué ci-dessus, le diviseur de fréquence 2 (Figure 1) fonctionne à partir d'une 25 fréquence de base très précise et élabore pour chaque état " 1 " ou " O " de l'entrée 3 un groupe de signaux dont les fréquences sont dans des rapports fixés entre elles Ainsi, en désignant la fréquence de base par FB, on a:

E = 4 X FB

F = 2 X FB

G = 1 X FB

K 1 et K 2 = 64 X FB Parmi ces fréquences, F détermine suivant 35 son état haut ou bas lequel des condensateurs Cl et C 2

est utilisé, tandis que G détermine la polarité du sinus à générer c'està-dire une polarité positive lorsque G est à zéro et inversement.

La fréquence FB est déterminée d'une part par l'état de l'entrée 3 et d'autre part par le signal

de sélection de standard appliqué aux bornes 4 et 5 et un changement d'état à l'une de ces entrées provoque immédiatement un changement de toutes les fréquences de commande des transistors, avec conservations des 10 rapports indiqués ci-dessus.

On va maintenant décrire le filtre 10 (Figure 3) permettant d'éliminer du spectre de fréquence du signal sinusoidal engendré dans le générateur 7, les harmoniques supérieurs, dont le contenu en énergie par rapport à celui de la fréquence fondamentale apparaît

sur la Figure 4.

La Figure 8 montre un schéma détaillé du filtre 10 qui est composé de trois sections actives de

filtrage 28, 29 et 30 et qui présente globalement une 20 courbe d'atténuation passe-bas.

La première section 28 est une cellule de second ordre dont le schéma équivalent apparaît sur la Figure 9 Son entrée 31 est connectée à la sortie du générateur 7 (Figure 5) et sa fonction de transfert est 25 déterminée par des réseaux de capacités dont la mise en circuit ou hors circuit est commandée par des interrupteurs CMDS, dont les électrodes de commande reçoivent sélectivement des signaux Ki et K 2 provenant du diviseur de fréquence 2 Sur la Figure 9, les valeurs équi30 valentes des capacités commutées ont été symbolisées

par des résistances variables 32, 33, 34 et 35 Il est à noter que le signal K 2 commande la précharge des capacités tandis que le signal Kl détermine la redistribution des charges sur ces capacités.

La fréquence centrale d'atténuation de la sec-

tion de filtrage 28 est fixée à huit fois la fréquence fondamentale de sorte qu'elle atténue tous les harmoniques de la sortie du générateur 2 à part les harmoniques qui sont un multiple entier 1 de la fréquence de commande des transistors de la section Comme on peut le voir sur la Figure 11, le s-eztre du signal de sortie de la section 28 montrc plusieurs crêtes d'énergie

situées respectivement à la fréquence fondamentale et aux harmoniques 63, 65, 127, 129 etc, tous les autres 10 harmoniques étant considérablement affaiblis.

La Figure 10 montre que le signal sinusoïdal présente une forme en escalier composée de soixante quatre échelons par période, chaque échelon correspondant

à une opération de précharge et une opération de redis15 tribution des capacités de la section de filtrage.

Le signal de -ortie de cette section apparaissant sur la borne 36 est appliqué à la section de filtrage 29 qui est du premier ordre et qui assure une transformation bilinéaire dont la propriété est de générer un "zéro 20 de transmission" à la moitié de la fréquence de l'échantillonnageo

Son schéma équivalent est représenté sur la Figure 12.

Ce schéma équivalent montre que cette section fonctionne avec un amplificateur opérationnel 37 associé à une capacité d'intégration 38 et une résistance 25 équivalente 39 L'une des entrées de l'amplificateur est connectée à la borne 36 par une résistance équivalente 40 Ce montage équivalent est formé en fait (Figure 8) par deux parties distinctes de cette section dont l'amplificateur 37 et la capacité 38 constituent des composants communs Cependant, les résistances équivalentes 39, 40 sont formées par quatre capacités dans le circuit réel de la Figure 8 à savoir les capacités 42 à 45 qui sont sélectivement mises en circuit par des transistors de commande pilotés respectivement par les 35 signaux K 1 et K 2 de telle sorte qu'à tout moment, l'une

des parties de la section constitue avec l'amplifica-

teur 37 et la capacité 38, la section de filtrage de premier ordre Comme les signaux K 1 et K 2 sont déphasés de 180 et ont chacun une fréquence qui est égale à 64 fois la fréquence fondamentale FF, le filtre génère cent vingt huit échantillons par période de la sinusoïde fondamentale et ce alternativement par les

deux parties de la section.

Il en résulte la courbe d'atténuation de la Figure 14 qui présente un zéro de transmission à 64 X FF et des crêtes de transmission à FF et à 127 et 129 K FF Le signal sinusoidal apparaissant à la sortie 46 de la section 29 présente la forme de la courbe de la Figure 13 sur laquelle on voit qu'une période de

ce signal comporte 128 échelons.

1 = On voit d'après la Figure 14 que tous les harmonicues jusqu'au 126 ène ordre sont atténués d'au moins d B Les premières raies spectrales appréciables sont donc dues aux 127 et 129 harmoniques qui apparaissent

dans le signal de sortie de la section 29, c'est-à20 dire sur la borne 46.

Celle-ci est donc reliée à la troisième section active de filtrage 30 dont la configuration s'apparente à un filtre de Bessel Cette configuration est fixe et ne dépend pas des signaux de commande K 1 et K 2. 25 La section de filtrage eÈt de troisième ordre et assure l'atténuation des harmoniques restants ( 128 me et multiples) de la fréquence fondamentale de sorte que le signal sinusoïdal subit en définitive un simple lissage La borne de sortie 47 de la section 30 est raccordée à 30 un dispositif émetteur 48 qui alimente la ligne de

transmission téléphonique.

La Figure 15 miontre un diagramme représentant les résultats obtenus avec un montage selon l'invention mis en oeuvre par la Demanderesse Les droites 35 verticales A et B correspondent aux deux fréquences de transmission F 1 et F 2 du signal binaire utile ainsi au niveau un et zéro de celui-ci On voit que le gain et la phase du signal ne sont pratiquement pas modifiés lorsque le signal utile transite entre les deux niveaux logiques. Le filtre 10 que l'on vient de décrire transforme donc le signal de sortie du générateur 2 en un signal sinusoïdal à distorsion très faible tout en maintenant à un niveau réduit le temps de propagation 10 de groupe et la distorsion d'amplitude pour les deux

niveaux du signal binaire à transmettre.

La cohérence de phase aux moments o le signal binaire à transmettre présente ses transitions, est maximale car le passage d'une fréquence à une au15 tre se fait immédiatement c'est-à-dire à l'intérieur d'une période de signaux de commande K 1 à K 2 qui ont une fréquence qui est égale à 128 fois la fréquence fondamentale, selon que le signal binaire présente un

" 1 " ou un " 0.

L'erreur maximale de positionnement (distorsion isochrone) d'une transition de ce signal est égale à la durée du segment le plus grand du signal de sortie du générateur 1 Pour un signal à transmettre à

1 200 Bauds, cette erreur revient à 6,54 S ce qui corres25 pond à une erreur de 0,8 %.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1 Générateur d'un signal sinusoïdal à fréquence variable en fonction d'un signal de sélection qui lui est appliqué, caractérisé en ce qu'il comprend un générateur d'horloge ( 1,2) programmable en fonction du signal de sélection et destiné à fournir plusieurs signaux d'horloge à fréquence variable; un convertisseur numérique/ analogique ( 7) qui, en fonction des signaux d'horloge utilisés caomesignaux d'échantillonnage, engendre à partir d'une différence de potentiel fixe (Vss, VR) un signal en échelons à enveloppe sinusoïdale dont la fréquence fondamentale est fonction du signal de sélection et un filtre de type passe-bas ( 10) dont la fonction de transfert est asservie au changement de la fréquence fondamentale de l'enveloppe sinusoïdale pour rejeter les harmoniques contenues dans le signal en échelons produit par le convertisseur ( 17), le filtre ( 10) fournissant en sortie un

signal sinusoïdal à faible distorsion harmonique.

2 Générateur tel que défini dans la revendication 1 destiné à être utilisé dans un modem pour la transmission de données binaires en série par une modulation de fréquence, caractérisé en ce que le signal de sélection appliqué audit générateur d'horloge ( 1, 2)

est constitué par le signal binaire de modulation.

3 Générateur selon la revendication 2, 25 caractérisé en ce que ledit signal de sélection appliqué audit générateur d'horloge ( 1, 2) est formé également par

des signaux caractéristiques de plusieurs standards de: transmission de signaux binaires (entrées 3 et 4, 5 respectivement).

4 Générateur selon l'une quelconque

des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit

convertisseur ( 7) comprend des moyens pour engendrer quatre niveaux de tension fixes (V 1,-V 1,V 2,-V 2) à partir de ladite différence depotentiel (Vss, VR), le rapport de deux paliers de même polarité étant de la forme: sin 11 /8 R= sin 31 t/8 Générateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens pour engendrer les quatre niveaux de tension fixe comprennent des capacités commutées (C 1 à C 4) dont la configuration de connexion

est régie par les signaux d'horloge à fréquence variable 10 produits par ledit générateur d'horloge ( 1, 2).

6 Générateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdites capacités (C 1 à C 4) sont sélectivement raccordées les unes aux autres à l'aide de transistors à effet de champ ( 17 a à 24 b) dont les

grilles reçoivent sélectivement lesdits signaux d'horloge à fréquence variable.

7 Générateur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que ledit

filtre ( 10) comprend des première et seconde cellules ( 23,29) 20 ayant chacune au moins deux configurations de filtrage -pour,en fonction des signaux d'échantillonnage, filtrer certains harmoniques du signal en échelons à enveloppe sinusoïdale compte tenu de la fréquence fondamentale

instantanée de ce signal en échelons.

8 Générateur suivant la revendication 7, caractérisé en ce que chacune desdites cellules ( 28, 29) du filtre ( 10) comprend des capacités commutées à la

fréquence du signal d'échantillonnage instantané.

9 Générateur suivant la revendication 30 8, caractérisé en ce que les capacités dudit filtre ( 10) sont associées à des transistors à effet de champ pour leur commutation et en ce que lesdits transistors ont des grilles qui reçoivent sélectivement lesdits signaux

d'horloge à fréquence variable.

10 -Générateur suivant l'une quelconque

des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que ledit

filtre ( 10) comporte une troisième cellule ( 30) raccordée à la seconde cellule ( 29) pour le lissage du signal de sortie de celle-ci, cette troisième cellule étant une cellule du type Bessel.

11 Générateur suivant les revendications

6 à 10 prises ensemble, caractérisé en ce qu'il est réalisé sur une seule pastille de circuit intégré en

technique CMOS.

12 Générateur suivant la revendication 11, caractérisé en ce que la fréquence du signal d'échantillonnage instantané pour la commutation desdites capacités est un multiple (par exemple 64 fois) de la fréquence

fondamentale du signal en échelon instantané.

13 Générateur suivant la revendication 12,

lorsquelle dépend de l'une quelconque des revendications 6 à 10, caractérisé en ce que la première cellule ( 28) du

filtre est accordée par l'interméfiaire desdites capacités commutées, pour la réjection des harmoniques 7 ème et 20 9 ème du signal en échelon à sa fréquence instantané.

14 Générateur suivant la revendication 13, caractérisé en ce que laseconde cellule ( 29) du filtre est accordée, par l'intermédiaire desdites capacités comîrtées, pour la réjection des raies spectrales (harmoni25 ques 64 ème) dues au signal d'échantillonnage avec lequel

les capacités de la première cellule ( 28) sont commutées.

Modem téléphonique comportant un géné

rateur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 14,

dans lequel ledit générateur de signaux d'horloge est commandé d'une part par le signal binaire à transmettre

et d'autre part par des signaux de sélection dépendant du standard avec lequel le signal binaire est transmis.