JPS6074803A - 正弦波信号発生器およびその発生方法 - Google Patents
正弦波信号発生器およびその発生方法Info
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- JPS6074803A JPS6074803A JP59176512A JP17651284A JPS6074803A JP S6074803 A JPS6074803 A JP S6074803A JP 59176512 A JP59176512 A JP 59176512A JP 17651284 A JP17651284 A JP 17651284A JP S6074803 A JPS6074803 A JP S6074803A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/02—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having stepped portions, e.g. staircase waveform
- H03K4/026—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having stepped portions, e.g. staircase waveform using digital techniques
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［産業上の利用分野Ｊ
本発明は２進信号による正弦波タイプの変調装置および
その変調方法に関し、とくに周波数が伝送さるべき２進
信号に依存した正弦波信号の発生器およびその発生方法
に係わるものであり、たとえば電話線上で２進信号を伝
送するように構成した変復調器すなわちモデムに適用し
た場合にとくに有用である。 ［従来の技術］ ２進データの流れを表わす正弦波信号を発生するに当っ
て、出力にステップ状の正弦波信号が発生するディジタ
ル・アナログ変換器（以下Ｄ／Ａ変換器と称する）に接
続されたメモリを用いることは公知である。 この場合
、該メモリは伝送さるべきデータによりアドレスされる
所定数の２進値を含み、これらの２進値が選択されるに
伴ない前記変換器内で正弦波信号を表わすサンプルレベ
ルが発生される。 ［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、このよしな回路構成は複雑であり、かつ
出力信号が定量イビノイズにより劣下して、その結果書
られる正弦波信号ぶ出力される２進データを正確に反映
しないという欠点がある。 このような欠点のために、上記回路構成を電話回線用モ
デムに使用しようとする際に不具合が生ずる。 事実、
このような方式は実質的な情報が欠落しないように回線
通過に先立って２進信号を正確に変換する必要がある。 こうした問題は。 ２つのデータ処理システム間の電話回線上を通過する必
要のある情報の量をできるかぎり多くシな陣柄Ｉ５作龜
ヂ 瞥喚ｌ茶の上るか憤却暑が日々増加する傾向にある
ため、さらに重大である。 電話回線による２進データ伝送については様々な規格が
存在することは知られており、これらの規格は、伝送さ
るべＳ２進信号のレベルの関数として変化する周波数を
有する正弦波信号の回線による伝送方式を規定したもの
である。 すなわちこの正弦波信号は、２進信号が高レ
ベルであるか低レベルあるかに応じて２つの周波数の値
を選択的にとる。 これら２つの周波数値は、上記規格
に設定された各伝送速度ごとに相異なる。 下表１はこ
うした規格のうち今日もつとも広く用いられている周波
数値を示すものである。 、従って信頼性のある伝送を行なうためには。 高調波、振輔９群遅延歪み等の減衰度ができるだけ小さ
くなるように信号を伝送させ、かつ位相のコヒーレンス
を良好とすることが肝要である。 上述したような場合にあっては、後者の要件は。 ２進レベルの変化により周波数が変化しても、正弦波信
号にはいかなる位相の不連続性もあってはならないとい
うことを意味する。 このような問題は、従来技術にお
いては周波数が互いは異なる２つの正弦波信号発生器を
用いて、これらの発生器から出力信号を２進信号の関数
としてコミュテーシ覆ンにより取り出すようにしている
ため、十分に解明されていなかった。 また、このよう
にして信号を取り出しているために、複雑な回路を用い
ても位相のコと−レンズは必ずしも満足すべきものは得
られなかった。 上記のような制約はいずれも回線自体のみならず９回線
に接続されたモデム上にも当然加わるもので、従ってこ
れまでのところ、この種のモデムはきわめて複雑かつ大
型であり、これらモデムを十分に小型化することは従来
不可能であった。
その変調方法に関し、とくに周波数が伝送さるべき２進
信号に依存した正弦波信号の発生器およびその発生方法
に係わるものであり、たとえば電話線上で２進信号を伝
送するように構成した変復調器すなわちモデムに適用し
た場合にとくに有用である。 ［従来の技術］ ２進データの流れを表わす正弦波信号を発生するに当っ
て、出力にステップ状の正弦波信号が発生するディジタ
ル・アナログ変換器（以下Ｄ／Ａ変換器と称する）に接
続されたメモリを用いることは公知である。 この場合
、該メモリは伝送さるべきデータによりアドレスされる
所定数の２進値を含み、これらの２進値が選択されるに
伴ない前記変換器内で正弦波信号を表わすサンプルレベ
ルが発生される。 ［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、このよしな回路構成は複雑であり、かつ
出力信号が定量イビノイズにより劣下して、その結果書
られる正弦波信号ぶ出力される２進データを正確に反映
しないという欠点がある。 このような欠点のために、上記回路構成を電話回線用モ
デムに使用しようとする際に不具合が生ずる。 事実、
このような方式は実質的な情報が欠落しないように回線
通過に先立って２進信号を正確に変換する必要がある。 こうした問題は。 ２つのデータ処理システム間の電話回線上を通過する必
要のある情報の量をできるかぎり多くシな陣柄Ｉ５作龜
ヂ 瞥喚ｌ茶の上るか憤却暑が日々増加する傾向にある
ため、さらに重大である。 電話回線による２進データ伝送については様々な規格が
存在することは知られており、これらの規格は、伝送さ
るべＳ２進信号のレベルの関数として変化する周波数を
有する正弦波信号の回線による伝送方式を規定したもの
である。 すなわちこの正弦波信号は、２進信号が高レ
ベルであるか低レベルあるかに応じて２つの周波数の値
を選択的にとる。 これら２つの周波数値は、上記規格
に設定された各伝送速度ごとに相異なる。 下表１はこ
うした規格のうち今日もつとも広く用いられている周波
数値を示すものである。 、従って信頼性のある伝送を行なうためには。 高調波、振輔９群遅延歪み等の減衰度ができるだけ小さ
くなるように信号を伝送させ、かつ位相のコヒーレンス
を良好とすることが肝要である。 上述したような場合にあっては、後者の要件は。 ２進レベルの変化により周波数が変化しても、正弦波信
号にはいかなる位相の不連続性もあってはならないとい
うことを意味する。 このような問題は、従来技術にお
いては周波数が互いは異なる２つの正弦波信号発生器を
用いて、これらの発生器から出力信号を２進信号の関数
としてコミュテーシ覆ンにより取り出すようにしている
ため、十分に解明されていなかった。 また、このよう
にして信号を取り出しているために、複雑な回路を用い
ても位相のコと−レンズは必ずしも満足すべきものは得
られなかった。 上記のような制約はいずれも回線自体のみならず９回線
に接続されたモデム上にも当然加わるもので、従ってこ
れまでのところ、この種のモデムはきわめて複雑かつ大
型であり、これらモデムを十分に小型化することは従来
不可能であった。
故に本発明はまず、正弦波信号の周波数が２進信号に依
存するとともに、歪みがきわめて小さくかつ位相コヒー
レンスが良好な正弦波信号を発生する正弦波信号発生器
を提供することを企図するものである また１本発明はこのような正弦波信号発生器を有する電
話回線モデムを提供することにより。 単一の半導体チップ上に集積回路全体を構成することを
可能にしようとするものである。 ■問題点を解決しようとするための手段１本発明での、
こうした目的を達成するための正弦波信号発生器は、２
進信号の関数（組み合せ）としてプログラム可能でかつ
すくなくとも２種類の相異なる周波数クロック信号を発
生するようにしたクロック発生器と、一定の電位差に基
づき、その基本周波数が２種類のクロック信号のいずれ
かの関数である正弦波包絡線を有するステップ信号↑あ
って、サンプリング信号として用いられるクロック信号
の関数で表わされるようなものを発生するディジタル−
アナログ変換器と、低域通過フィルタとを含み、該低域
通過フィルタは、その伝達関数が前記クロック信号の選
択に依存して、前記変換器から出力されるステップ信号
に含まれる高調波を除去するとともに、その出力端に前
記２進信号に対応する正弦波信号を供給することを特徴
としている。 これらの特徴はインスピーダンスコミュテーション技術
により実現することの可能な回路にかかわるものであっ
て、たとえばＣＭＯ９技術を用いる大規模集積化に大い
に貢献するものである。 なお発生した正弦波信号は高
調波フィルタでろ波され、これにより高調波歪みおよび
群遅延に起因する障害を回避することができる。 本発明はさらに、上記正弦波信号発生器を用いた電話回
線用モデムをも提供するものである。 【実施例Ｊ 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。 第１図は本発明による正弦波信号発生器（以下９発生器
という）をきわめて単純化して示すブロック図である。 この発生器は安定化基本クロックを発生するクロック
発生回路ｌを含み、たとえば約４ ＭＨｚのきわめて高
い周波数信号を発生する。 このクロック発生回路の周
波数出力は分周器２において数個の制御信号に分周され
る。 この分周器２はリード線３，４．５に印加される
ｌ個以上の信号の関数としてプログラム可能である。
リード線３はたとえば２進信号を受けることができ、こ
のリード線３のレベルにより分周器の出力として２つの
周波数が交互に選択される。 一方、リード線４および５は相異なる周波数の対を選択
的に決定するもので、各周波数の対から一方の周波数を
前記リード線３のレベルに応じて選択する。 なお分周
器２の構成態様については後述する。 分周器２はその出力に制御信号を発生し、この制御信号
の周波数は前記リード線３，４．５への入力状態と対応
している。 これらのリード線４．５は高レベルもしく
は低レベルの状態をとることができるため、２つの周波
数について４つの組合せが選択可能となる。 言い換え
れば、このような構成の発生器は、とくに多種の規格に
合致するようにしたモデムに組み込むのに適するように
構成されており、リード線３は伝送さるべき複数の２進
信号を、またリード線４．５は１個の２進信号を受ける
ようにそれぞれ構成され、その値は上記表ｉに示す規格
のうちから選択した１つの基準値を表わす。 可変周波数制御信号群は、基準電源８に接続されたＤ／
Ａ変換器７にライン６を介して印加され、変換器の出力
でサンプリングすることにより得゛られた波形は低域フ
ィルタ１ｏにライン９を介して印加される。 低域フィ
ルタ１０の伝達関数はライン１１上で分周器２からの制
御信号の関数として変更可能であり、リード線３ないし
５上に印加される信号に依存する。 フィルタ１０の出
力端１２からは正弦波信号が伝送され、この正弦波信号
の周波数はリード線３ないし５の論理状態により制御さ
れる。 本実施例における発生器の構造は、所望の正弦波の信号
の８倍のサンプリング速度で基準電圧の２つのレベルを
選択的にサンプリングすることにより、前記基準電圧の
２つのレベルの絶対値から正弦波包結線電圧を生成しう
るものである。 第２図は正もしくは負の符号をそれぞれ有する前記２つ
の基準電圧レベルから得られた正弦波波形の包結線を示
すもので、２つの連続するサンプルが位相角π／４に対
応した間隔で生成されることがわかる。 さらに、これ
らの電圧レベルは次式で表わされる関係を満たすもので
ある。 Ｖｌ／Ｖ２＝ （ｓｉｎ ｗ／８） ／ （ｇｉｎ ３
π／８）この関係式は、一定のサンプリング速度に対応
する基準電圧源に接続された２つの適当なインピーダン
スに対して、各サンプルに正しい符号が割り当てられた
ときに得られるものである。 この信号をサンプリングする原理を第３図に示すスイッ
チドインピーダンス変換器により例示する。 ここに使
用するインピーダンスは０ＭＯ３技術を用いて容易に製
作することのできるようなコンデンサにより構成するの
が好ましい、 後の説明かられかるように、電圧サンプ
リングの精度はこれらのコンデンサの関係に依存してお
り、そのため、生成さるべき波形の包絡線は正弦波にき
わめて近いものとすることができる。 なお、このようにして生成された正弦波信号は、基本周
波数以外に第１の重要な高調波とじて、７次および９次
高調波ならびに第４図１示す周波数スペクトルによるそ
れ以外の奇数次高調波ををもつ、 この第４図は縦軸に
基本周波数と高調波の相対的エネルギーを、横軸にスペ
クトルの高調波の次数をそれぞれ示す、 同図からはさ
らにこのようなスペクトルに関して、それが正弦波包絡
線信号の基本周波数、すなわちその正弦波の周波数自体
が依存する２進信号に対応する周波数に依存する伝達関
数を有するフィルタにより容易にろ波することができる
ことが理解されよう。 以下本実施例を変換器およ１びフィルタ構成用のコンデ
ンサにより構成した場合について記載するが、複数の抵
抗を適宜接続することによっても構成しうる。 第３図は演算増幅器１３を示し、この演算増幅器１３の
非反転入力は、接地もしくは他の値に対して相対的に固
定された電位に常時接続されている、 一方反転入力は
３個のコンデンサＣＩ、Ｃ２，Ｃ３に接続された接続点
１４に接続されている。 コン。 デンサＣ３は前記反転入力と増幅器１３の出力間に接続
されている。 保持用コンデンサＣ４は増幅器１３の出
力と電圧Ｖｒとの間に接続されている。 コンデンサＣ
１ないしＣ４は１回路内もしくは回路外でスイッチされ
、あるいは第３図に小さな円で示す０ＭＯ５）ランジス
タスイッチｉ−ａからｉ−ｆにより電圧ＶｒおよびＶｓ
ｓに接続されるとともに９周期的に変化する信号により
選択的に制御される。 これらの信号の態様および波形
については、変換器の詳細な説明とともに後述する。 動作原理を理解する便宜上、符号ａおよびｂをコンデン
サＣ１ないしＣ３に付す、 これらのコンデンサＣ１な
いしＣ３の値は同一ではなく、第２図の電圧Ｖ１および
ｖ２の絶対値が得られるように、すなわち所望の信号の
ステップもしくはサンプルの正または負の高さが得られ
るように選択する。 電圧Ｖｔ（ステップｌおよび４）を発生させることが原
則として望ましいと仮定すれば、ステップの全期間にわ
たり所望の値の電圧を前記保持コンデンサＣ４から除去
すればよい、 事実、０Ｍ０３回路においては、最初か
ら終り（正弦波信号の瑣）までステップレベルを同一の
値に維持するのに十分な期間、容量成分により電荷を一
定値に維持することは、使用する周波数の関係上不可能
である、 従って、各ステップはそれ自体２つの段階を
有する基本的な機能サイクルをある回数（本例では１８
回）を繰り返すことにより生成される。 これら２つの
段階のうち第１の段階は「プリチャージ」と呼ばれ、こ
の段階に先立つ基本サイクルで使用したコンデンサに貯
えられた電荷を中性化する。 また第２段階は「再分配
」と呼ばれ、コンデンサＣ１，Ｃ３あるいはコンデンサ
Ｃ：ｌ’、 Ｃ３により保持用コンデンサＣ４に電圧Ｖ
ｔまたはｖ２を生成する。 各基本信号はスイッチｉ−ａないしｉ−ｅの適当な開動
作により制御され、これらのスイッチにより相異なる電
圧ＶｒおよびＶｓｓの差に対してコンデンサをスイッチ
ングさせる。 従ってたとえば、この「再配分」位相期間中にコンデン
サＣ１が電圧Ｖｓｓに接続される場合は。 Ｖｃ４ ＝ ＣＩ／ Ｃ３Ｘ ＶｓｓからＱ１＝ （Ａ
ＶｓｓおよびＶｃ３ ＝Ｑｌ／Ｃ３が得られる。 従って各再配分位相期間中には、コンデンサＣ４にはＶ
ｒとＶｓｓとの間の電圧差の一定の比率に対応した電圧
が入力し、この比率は一方ではコンデンサＣ１と０３の
値の間の関係の関数であり、他方ではコンデンサＣ２と
０３の値の間の関係の関数である、 このため正弦波包
絡信号のステップ１ないし８は、コンデンサ比率の値の
みに依存してきわめて高い精度で定めることが可能とな
り、しかもこれらのコンデンサ比率は周知のようにＣＭ
Ｏ９技術を用いて正確に制御し得るものである。 これ
が本発明により単一の集積回路チップ上にモデムを完全
に集積化することが可能となる理由の一つである。 第２表は第２図のステップｌないし８を発生するための
コンデンサＣＩないしＣ４の電荷状態を示すもので、こ
の第２表の第１行は関数の始まりに対応している。 第２表 番号 レベル （ｎｏ） 段階１サイクル１ １．４
Ｋｌ プリチャージ ２ １．４ Ｋ２ 再分配 ３ ２．３ Ｋｌ プリチャージ ４ ２．３ Ｋ２ 再分配 ５ ５．８ Ｋｌ プリチャージ ６ ５．８ Ｋ２ 再分配 ７ ６．７ Ｋｌ プリチャージ ８ ６．７ Ｋ２ 再分配 ［チャージ１ ０−ＣＩＶｓｓ 【制御］ ＣＸ ＭＯＸ Ｃ２Ｘ ＮＧ２Ｘ０ １ ０
０ ［チャージ］ −Ｖｃ３Ｃ３＝−ＧＩＶｓｓＩｆ ＋
−シ］ −Ｃ２Ｖｓｓ 【制ｉｌｌ ＣＸ ＭＯＸ ０２１ Ｎ０２Ｘ０ ０
１ ０ ■４２３に２ ［チャージ］ −Ｖ２Ｏ３−Ｃ２Ｖｓｓ０ ０ ｌ ０ １チヤージ］ ＣＩＶｓｓ−０ ０００ 番」［多 ５ ８ Ｋ２ 【チャージ１ −Ｃ３Ｖ３＝ＣＩＶｓｓ【チャージ］
Ｃ２Ｖｓａ−０ ０００１ 番１ ６７に２ ［チャージ］ ０−（：３Ｖ３ 上述のごとく、正弦波包絡信号の周波数は８倍以上のサ
ンプリング周波数に依存する。 また各ステップすなわ
ちサンプルは、その各ステップ毎の中を本例ではさらに
１８回サンプルするようにした一連のサンプルを含むこ
とも既に述べた通りである。 従って、コンデンサＣ１
ないしＣ４の充電および放電を制御するスイッチは９発
生すべき正弦波の基本周波数の８ Ｘ １Ｂ＝ １２８
倍の周波数を有する信号に基づいて活性化する必要があ
ることもまた理解される。 このことは各スイッチの制
御周波数を選択することにより容易に設定される周波数
を有する正弦波を明確に生成し得るような関係にあるこ
とを意味する。 従って正弦波の基本周波数を容易に固
定したり変化することが可能であり、この動作は周期的
なサンプリング信号を変化させることによりあるサイク
ルから他のサイクルへきわめて迅速に行わせることがで
きる。 さらに基本周波数を変化させるに当っては９周
波数変化に引き続くサンプルは同一ステップまたは直後
のステップに属するため、正弦波にはなんら位相の不連
続性がなく、得られるサンプルの周波数が変更されるに
すぎない。 次に実際の変換器装置について第５図、第６図、第７図
を参照して説明する。 第５図に４個のコンデンサＣ１ないしＣ４と９反転入力
が接続点！４に＃続された演算増幅器１３を示す、 図
中電圧Ｖｓｓ、 Ｖｒはライン１５．１８にそれぞれ印
加される電圧である。 これらの電圧は複数群のＣＭＯ
９）ランジスタによりコンデンサＣ１、Ｃ２。 Ｃ３に選択的に伝送され、これらＣＭＯＳトランジスタ
の制御電極には分周器２に印加された信号から導出され
る信号が入力される。 第６図、第７図および第２表の右側部分にトランジスタ
制御シーケンスを示す、 ただし第６図と第７図では目
盛が互いに異なる。 コンデンサＣ１，０２は数個のトランジスタにより、そ
れぞれ１対のライン１５．１８により接続された４個の
電圧印加回路にそれぞれ接続されている、 なお、これ
らトランジスタの役割は工銭的であるためここではとく
に記載しない、 各回路には符号１７ａないし２４ａお
よび１７ｂないし２４ｂで示す２個のトランジスタが含
まれ、これらのトランジスタ１７ａないし２４ａおよび
１７ｂないし２４ｂはコンデンサＣ１に関しては信号Ｑ
Ｘ 、 ＮＯＸ 、 Ｋｌおよびに２により、またコン
デンサＣ２に関しては信号０２Ｘ 。 ＮＧ２Ｘ、Ｋｌおよびに２Ｐにより選択的に制御される
これらの信号の位相比率および論理レベルを第６図、第
７図に示す、 また各制御信号は９分周器の出力信号か
ら発生するとともに遅延および波形整形回路２５．２Ｂ
、２？を介してそれぞれ対応するトランジスタに印加さ
れる。 ヒの記載かられかるように２分周器２（第１ＩＡ）はき
わめて正確な基本周波数から動作を開始し、入力３の各
状態ｒ Ｉ Ｊもしくは「０」について、互いに一定の
関係を有する周波数の信号群にノ＾いて動作する。 従
って、前記基本周波数をＦＢとすると９次のような関係
式が得られる。 Ｅ＝４ＸＦＢ Ｆ＝２ＸＦＢ Ｇ＝ｌＸＦＢ Ｋｌ 、 Ｋ２＝ ８４Ｘ ＦＢ ただしＦはそれが高レベルであるかまたは低レベルであ
るかによりコンデンサＣＩ 、 Ｃ２のいずれを用いる
かを定める周波数であり、Ｇは生成される正゛弦波の極
性を定める周波数で、Ｇがゼロのときは正弦波の極性は
正、１のときは負となる。に１゜Ｋ２については後述す
る。 また周波数ＦＢは一方はで人力３の状態により、
他方では出力４，５に印ｈｎ七シ１層愉１ａ柑ｈシ１プ
レコ１つ１〜ム ψ−トー入力の１つが変動することに
より、上に示した比率を不変としたままで、ステップト
ランジスタ制御周波数をすべて変動させる。 次に、フィルタ１０（第８図）について説明する。 こ
のフィルタ１０は発生器７により発生した正弦波信号の
周波数スペクトルから高次高調波を除去するためのもの
で、そのエネルギ内容を、基本周波数のエネルギ内容と
関連させて第４図に示す。 また第８図にこのフィルタ１０の構成を示す。 このフィルタ１０は３個のアクティブろ被部２８゜２９
．３０を有し、低域通過減衰特性をもつものである。 第１ろ被部２８は２次のセルであり、この等価回路を第
９図に示す、 この人力３１は発生器７（第５図）の出
力に接続され、その伝達関数はコンデンサ回路により定
められる。 このコンデンサ回路は複数のＣＭＯＳスイ
ッチの制御により再動作状態または非再動作状態となり
、これら（：ＭＯＳスイッ壬の＃４１濶雷湛に１士会固
興２九八小尉芸ＭＩ Ｖ９＊＜濯択的に入力される。
第９図では、スイッチドコンデンサの等測的機能は可変
抵抗器３２，３３，３４゜３５によりそれぞれ記号化し
である。 なお、信号に１は各コンデンサのプリチャー
ジを制御する信号であり、信号に２はコンデンサのチャ
ージの再配分を決定する信号である。 フィルタ部２８の減衰中心周波数は基本周波数の８倍に
固定されており、該フィルタ部２８のトランジスタの中
心周波数の±１間の倍数である高周波以外の発生器２の
高調波のすべてを減衰させる、 また第１１図かられか
るように、フィルタ部２８の出力信号のスペクトルは基
本周波数および第６３、８５ 、１２７，１２９次等の
高調波に位置した数個のエネルギ突起部を示しており、
他の高調波はすべてかなり抑制される。 第１０図に各期間毎に６４レベルを有する階段状の正弦
波信号を示し、各レベルはる液部コンデンサのプリチャ
ージ動作および再配分動作に対応している。 出力３Ｂ上に現われるこのろ、被部の出力信号はフィル
タ部２８に印加される。 このフィルタ部２８は１次の
次数を有するとともに２進変換を確実にするもので、サ
ンプリング周波数の「伝送ゼロ」を発生する機能をもつ
、 第１２図にその等価的概略図を示す。 この等価的概略図に示すように、前記フィルタ部２８は
積分コンデンサ３Ｂに関連する演算増幅器３７と等価抵
抗３９を有する。 この演算増幅器３７の入力の一つは
等価抵抗４ｏにより出力３６に接続されている。 この
等価回路はフィルタ部を構成する相異なる二つの部分（
第８図）の一つとして形成され、この回路を構成する増
幅器３７とコンデンサ３８とで公知の構成要素を構成し
ている。 ただし、等価抵抗３９ 、４０は第８図の実
際の回路では４個のコンデンサにより形成されている。 すなわち、これらのコンデンサのうち４２と４５は信
号Ｋｌ 、 Ｋ２の指令により動作する制御トランジス
タによって選択的に再動作状態となり、フィルタ部の各
部が常に増幅器３７．コンデンサ３８とともに第１次の
フィルタ部を構成するようになっている。 信号に１、
に２は互いに １８０°位相が異なり、各信号は基本周
波数Ｆｆの６４倍に等しい周波数を有しているため、前
記フィルタは基本正弦波の期間毎に１０８個のサンプル
を、このフィルタ部の２つの部分により交互に発生する
。 第１４図の減衰曲線かられかるように、ｆ３４×ＦＴで
ゼロ伝送が現われ、またＦｆおよび１２７ＫＦｆ、 １
２９ＫＦｆで伝送突起部が現われる。 フィルタ部２８
の出力４８に現われる正弦波信号は第１３図に示すよう
な曲線状の形状を有する。なおこの第１３図には１２Ｂ
ステツプからなる信号期間を示しである。 また第１４
図からはさらに、第１２８次までの高調波はすべて少な
くとも７５ｄｂで減衰することがわかる。 従って第１の有意のスペクトル線は１２７および１２９
の高調波によるものであり、これらの高調波はフィルタ
部２８の出力信号すなわち出力４Ｂに現われる。 この出力４６は第３次のアクティブフィルタ部３０（第
８図）に接続され、このフィルタ部３０はベッセルフィ
ルタ構成としである。 このような構成は特性が固定さ
れ、制御信号Ｋｌ 、 Ｋ２には依存しない、 このフ
ィルタ部は３次の次数を有し、基本周波数の残りの高調
波（第１２８次およびその倍数の次数）の減衰を確実に
することによって正弦波信号の平滑化を簡単に行なうこ
とができるようにする。 フィルタ部３０の出力リード
４７は電話回線へ信号を供給するエミッタ装置４８に接
続されている。 第１５図は本発明による実施例を用いて得た試験結果を
示すグラフで、垂直線Ａ、Ｂは１およびＯレベルにおけ
る２速値号の２つの伝送周波数に対応する。 このグラ
フから、対象となりうる信号が２つの論理レベル間で変
化しても、ゲインおよび位相は実際上不変であることが
わかる。 以上に述べたようなフィルタ１０により９発生器２の出
力信号がきわめて歪みの少ない正弦波信号に変換される
とともに、伝送されるべき２速値号の２つのレベルに対
する振幅の歪みおよび群伝播時間をいずれも低レベルに
保持することができる。 また伝送さるべき２速値号の過渡時における位相コヒー
レンスは最大となる。 これはある周波数から他の周波
数への移行がただちに、すなわち、基本周波数（この周
波数は２速値号のｒｌＪｒＱＪに依存する）の１２８倍
に等しい周波数を有する制御信号のＫｌ、に２の期間内
で行われるためである。 この信号の過渡時における最大位置決めエラー（歪等色
）は発生器１の出力信号の最大のセグメントの期間に等
しい、１２００ポーで信号を伝送するためには、このエ
ラーは０．８％の誤差に相当する６、５４秒とする。 ［発明の効果１ 本発明による正弦波発生器は９選択信号の関数としてプ
ログラム可能でありかつ複数の周波数クロック信号を発
生するようにしたクロック発生器と、サンプリング周波
数として用いられるクロック周波数の関数として、一定
の電位差から基本周波数が選択信号の関数である正弦波
包結線を有するステップ信号を発生するＤ／Ａ変換器と
、低域通過フィルタとからなり、該低域通過フィルタの
伝達関数を正弦波包絡線の基本周波数における変化に依
存させることにより前記変換器により発生したステップ
信号に含まれる高調波を除去するとともに、低次高調波
歪みを有する正弦波信号を発生するようにしたので、減
衰がきわめて小さくかつ位相コヒーレンスが良好な正弦
波信号を発生でき、単一の半導体チー２プ上に全体の集
積回路を実現できるという利点がある。
存するとともに、歪みがきわめて小さくかつ位相コヒー
レンスが良好な正弦波信号を発生する正弦波信号発生器
を提供することを企図するものである また１本発明はこのような正弦波信号発生器を有する電
話回線モデムを提供することにより。 単一の半導体チップ上に集積回路全体を構成することを
可能にしようとするものである。 ■問題点を解決しようとするための手段１本発明での、
こうした目的を達成するための正弦波信号発生器は、２
進信号の関数（組み合せ）としてプログラム可能でかつ
すくなくとも２種類の相異なる周波数クロック信号を発
生するようにしたクロック発生器と、一定の電位差に基
づき、その基本周波数が２種類のクロック信号のいずれ
かの関数である正弦波包絡線を有するステップ信号↑あ
って、サンプリング信号として用いられるクロック信号
の関数で表わされるようなものを発生するディジタル−
アナログ変換器と、低域通過フィルタとを含み、該低域
通過フィルタは、その伝達関数が前記クロック信号の選
択に依存して、前記変換器から出力されるステップ信号
に含まれる高調波を除去するとともに、その出力端に前
記２進信号に対応する正弦波信号を供給することを特徴
としている。 これらの特徴はインスピーダンスコミュテーション技術
により実現することの可能な回路にかかわるものであっ
て、たとえばＣＭＯ９技術を用いる大規模集積化に大い
に貢献するものである。 なお発生した正弦波信号は高
調波フィルタでろ波され、これにより高調波歪みおよび
群遅延に起因する障害を回避することができる。 本発明はさらに、上記正弦波信号発生器を用いた電話回
線用モデムをも提供するものである。 【実施例Ｊ 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。 第１図は本発明による正弦波信号発生器（以下９発生器
という）をきわめて単純化して示すブロック図である。 この発生器は安定化基本クロックを発生するクロック
発生回路ｌを含み、たとえば約４ ＭＨｚのきわめて高
い周波数信号を発生する。 このクロック発生回路の周
波数出力は分周器２において数個の制御信号に分周され
る。 この分周器２はリード線３，４．５に印加される
ｌ個以上の信号の関数としてプログラム可能である。
リード線３はたとえば２進信号を受けることができ、こ
のリード線３のレベルにより分周器の出力として２つの
周波数が交互に選択される。 一方、リード線４および５は相異なる周波数の対を選択
的に決定するもので、各周波数の対から一方の周波数を
前記リード線３のレベルに応じて選択する。 なお分周
器２の構成態様については後述する。 分周器２はその出力に制御信号を発生し、この制御信号
の周波数は前記リード線３，４．５への入力状態と対応
している。 これらのリード線４．５は高レベルもしく
は低レベルの状態をとることができるため、２つの周波
数について４つの組合せが選択可能となる。 言い換え
れば、このような構成の発生器は、とくに多種の規格に
合致するようにしたモデムに組み込むのに適するように
構成されており、リード線３は伝送さるべき複数の２進
信号を、またリード線４．５は１個の２進信号を受ける
ようにそれぞれ構成され、その値は上記表ｉに示す規格
のうちから選択した１つの基準値を表わす。 可変周波数制御信号群は、基準電源８に接続されたＤ／
Ａ変換器７にライン６を介して印加され、変換器の出力
でサンプリングすることにより得゛られた波形は低域フ
ィルタ１ｏにライン９を介して印加される。 低域フィ
ルタ１０の伝達関数はライン１１上で分周器２からの制
御信号の関数として変更可能であり、リード線３ないし
５上に印加される信号に依存する。 フィルタ１０の出
力端１２からは正弦波信号が伝送され、この正弦波信号
の周波数はリード線３ないし５の論理状態により制御さ
れる。 本実施例における発生器の構造は、所望の正弦波の信号
の８倍のサンプリング速度で基準電圧の２つのレベルを
選択的にサンプリングすることにより、前記基準電圧の
２つのレベルの絶対値から正弦波包結線電圧を生成しう
るものである。 第２図は正もしくは負の符号をそれぞれ有する前記２つ
の基準電圧レベルから得られた正弦波波形の包結線を示
すもので、２つの連続するサンプルが位相角π／４に対
応した間隔で生成されることがわかる。 さらに、これ
らの電圧レベルは次式で表わされる関係を満たすもので
ある。 Ｖｌ／Ｖ２＝ （ｓｉｎ ｗ／８） ／ （ｇｉｎ ３
π／８）この関係式は、一定のサンプリング速度に対応
する基準電圧源に接続された２つの適当なインピーダン
スに対して、各サンプルに正しい符号が割り当てられた
ときに得られるものである。 この信号をサンプリングする原理を第３図に示すスイッ
チドインピーダンス変換器により例示する。 ここに使
用するインピーダンスは０ＭＯ３技術を用いて容易に製
作することのできるようなコンデンサにより構成するの
が好ましい、 後の説明かられかるように、電圧サンプ
リングの精度はこれらのコンデンサの関係に依存してお
り、そのため、生成さるべき波形の包絡線は正弦波にき
わめて近いものとすることができる。 なお、このようにして生成された正弦波信号は、基本周
波数以外に第１の重要な高調波とじて、７次および９次
高調波ならびに第４図１示す周波数スペクトルによるそ
れ以外の奇数次高調波ををもつ、 この第４図は縦軸に
基本周波数と高調波の相対的エネルギーを、横軸にスペ
クトルの高調波の次数をそれぞれ示す、 同図からはさ
らにこのようなスペクトルに関して、それが正弦波包絡
線信号の基本周波数、すなわちその正弦波の周波数自体
が依存する２進信号に対応する周波数に依存する伝達関
数を有するフィルタにより容易にろ波することができる
ことが理解されよう。 以下本実施例を変換器およ１びフィルタ構成用のコンデ
ンサにより構成した場合について記載するが、複数の抵
抗を適宜接続することによっても構成しうる。 第３図は演算増幅器１３を示し、この演算増幅器１３の
非反転入力は、接地もしくは他の値に対して相対的に固
定された電位に常時接続されている、 一方反転入力は
３個のコンデンサＣＩ、Ｃ２，Ｃ３に接続された接続点
１４に接続されている。 コン。 デンサＣ３は前記反転入力と増幅器１３の出力間に接続
されている。 保持用コンデンサＣ４は増幅器１３の出
力と電圧Ｖｒとの間に接続されている。 コンデンサＣ
１ないしＣ４は１回路内もしくは回路外でスイッチされ
、あるいは第３図に小さな円で示す０ＭＯ５）ランジス
タスイッチｉ−ａからｉ−ｆにより電圧ＶｒおよびＶｓ
ｓに接続されるとともに９周期的に変化する信号により
選択的に制御される。 これらの信号の態様および波形
については、変換器の詳細な説明とともに後述する。 動作原理を理解する便宜上、符号ａおよびｂをコンデン
サＣ１ないしＣ３に付す、 これらのコンデンサＣ１な
いしＣ３の値は同一ではなく、第２図の電圧Ｖ１および
ｖ２の絶対値が得られるように、すなわち所望の信号の
ステップもしくはサンプルの正または負の高さが得られ
るように選択する。 電圧Ｖｔ（ステップｌおよび４）を発生させることが原
則として望ましいと仮定すれば、ステップの全期間にわ
たり所望の値の電圧を前記保持コンデンサＣ４から除去
すればよい、 事実、０Ｍ０３回路においては、最初か
ら終り（正弦波信号の瑣）までステップレベルを同一の
値に維持するのに十分な期間、容量成分により電荷を一
定値に維持することは、使用する周波数の関係上不可能
である、 従って、各ステップはそれ自体２つの段階を
有する基本的な機能サイクルをある回数（本例では１８
回）を繰り返すことにより生成される。 これら２つの
段階のうち第１の段階は「プリチャージ」と呼ばれ、こ
の段階に先立つ基本サイクルで使用したコンデンサに貯
えられた電荷を中性化する。 また第２段階は「再分配
」と呼ばれ、コンデンサＣ１，Ｃ３あるいはコンデンサ
Ｃ：ｌ’、 Ｃ３により保持用コンデンサＣ４に電圧Ｖ
ｔまたはｖ２を生成する。 各基本信号はスイッチｉ−ａないしｉ−ｅの適当な開動
作により制御され、これらのスイッチにより相異なる電
圧ＶｒおよびＶｓｓの差に対してコンデンサをスイッチ
ングさせる。 従ってたとえば、この「再配分」位相期間中にコンデン
サＣ１が電圧Ｖｓｓに接続される場合は。 Ｖｃ４ ＝ ＣＩ／ Ｃ３Ｘ ＶｓｓからＱ１＝ （Ａ
ＶｓｓおよびＶｃ３ ＝Ｑｌ／Ｃ３が得られる。 従って各再配分位相期間中には、コンデンサＣ４にはＶ
ｒとＶｓｓとの間の電圧差の一定の比率に対応した電圧
が入力し、この比率は一方ではコンデンサＣ１と０３の
値の間の関係の関数であり、他方ではコンデンサＣ２と
０３の値の間の関係の関数である、 このため正弦波包
絡信号のステップ１ないし８は、コンデンサ比率の値の
みに依存してきわめて高い精度で定めることが可能とな
り、しかもこれらのコンデンサ比率は周知のようにＣＭ
Ｏ９技術を用いて正確に制御し得るものである。 これ
が本発明により単一の集積回路チップ上にモデムを完全
に集積化することが可能となる理由の一つである。 第２表は第２図のステップｌないし８を発生するための
コンデンサＣＩないしＣ４の電荷状態を示すもので、こ
の第２表の第１行は関数の始まりに対応している。 第２表 番号 レベル （ｎｏ） 段階１サイクル１ １．４
Ｋｌ プリチャージ ２ １．４ Ｋ２ 再分配 ３ ２．３ Ｋｌ プリチャージ ４ ２．３ Ｋ２ 再分配 ５ ５．８ Ｋｌ プリチャージ ６ ５．８ Ｋ２ 再分配 ７ ６．７ Ｋｌ プリチャージ ８ ６．７ Ｋ２ 再分配 ［チャージ１ ０−ＣＩＶｓｓ 【制御］ ＣＸ ＭＯＸ Ｃ２Ｘ ＮＧ２Ｘ０ １ ０
０ ［チャージ］ −Ｖｃ３Ｃ３＝−ＧＩＶｓｓＩｆ ＋
−シ］ −Ｃ２Ｖｓｓ 【制ｉｌｌ ＣＸ ＭＯＸ ０２１ Ｎ０２Ｘ０ ０
１ ０ ■４２３に２ ［チャージ］ −Ｖ２Ｏ３−Ｃ２Ｖｓｓ０ ０ ｌ ０ １チヤージ］ ＣＩＶｓｓ−０ ０００ 番」［多 ５ ８ Ｋ２ 【チャージ１ −Ｃ３Ｖ３＝ＣＩＶｓｓ【チャージ］
Ｃ２Ｖｓａ−０ ０００１ 番１ ６７に２ ［チャージ］ ０−（：３Ｖ３ 上述のごとく、正弦波包絡信号の周波数は８倍以上のサ
ンプリング周波数に依存する。 また各ステップすなわ
ちサンプルは、その各ステップ毎の中を本例ではさらに
１８回サンプルするようにした一連のサンプルを含むこ
とも既に述べた通りである。 従って、コンデンサＣ１
ないしＣ４の充電および放電を制御するスイッチは９発
生すべき正弦波の基本周波数の８ Ｘ １Ｂ＝ １２８
倍の周波数を有する信号に基づいて活性化する必要があ
ることもまた理解される。 このことは各スイッチの制
御周波数を選択することにより容易に設定される周波数
を有する正弦波を明確に生成し得るような関係にあるこ
とを意味する。 従って正弦波の基本周波数を容易に固
定したり変化することが可能であり、この動作は周期的
なサンプリング信号を変化させることによりあるサイク
ルから他のサイクルへきわめて迅速に行わせることがで
きる。 さらに基本周波数を変化させるに当っては９周
波数変化に引き続くサンプルは同一ステップまたは直後
のステップに属するため、正弦波にはなんら位相の不連
続性がなく、得られるサンプルの周波数が変更されるに
すぎない。 次に実際の変換器装置について第５図、第６図、第７図
を参照して説明する。 第５図に４個のコンデンサＣ１ないしＣ４と９反転入力
が接続点！４に＃続された演算増幅器１３を示す、 図
中電圧Ｖｓｓ、 Ｖｒはライン１５．１８にそれぞれ印
加される電圧である。 これらの電圧は複数群のＣＭＯ
９）ランジスタによりコンデンサＣ１、Ｃ２。 Ｃ３に選択的に伝送され、これらＣＭＯＳトランジスタ
の制御電極には分周器２に印加された信号から導出され
る信号が入力される。 第６図、第７図および第２表の右側部分にトランジスタ
制御シーケンスを示す、 ただし第６図と第７図では目
盛が互いに異なる。 コンデンサＣ１，０２は数個のトランジスタにより、そ
れぞれ１対のライン１５．１８により接続された４個の
電圧印加回路にそれぞれ接続されている、 なお、これ
らトランジスタの役割は工銭的であるためここではとく
に記載しない、 各回路には符号１７ａないし２４ａお
よび１７ｂないし２４ｂで示す２個のトランジスタが含
まれ、これらのトランジスタ１７ａないし２４ａおよび
１７ｂないし２４ｂはコンデンサＣ１に関しては信号Ｑ
Ｘ 、 ＮＯＸ 、 Ｋｌおよびに２により、またコン
デンサＣ２に関しては信号０２Ｘ 。 ＮＧ２Ｘ、Ｋｌおよびに２Ｐにより選択的に制御される
これらの信号の位相比率および論理レベルを第６図、第
７図に示す、 また各制御信号は９分周器の出力信号か
ら発生するとともに遅延および波形整形回路２５．２Ｂ
、２？を介してそれぞれ対応するトランジスタに印加さ
れる。 ヒの記載かられかるように２分周器２（第１ＩＡ）はき
わめて正確な基本周波数から動作を開始し、入力３の各
状態ｒ Ｉ Ｊもしくは「０」について、互いに一定の
関係を有する周波数の信号群にノ＾いて動作する。 従
って、前記基本周波数をＦＢとすると９次のような関係
式が得られる。 Ｅ＝４ＸＦＢ Ｆ＝２ＸＦＢ Ｇ＝ｌＸＦＢ Ｋｌ 、 Ｋ２＝ ８４Ｘ ＦＢ ただしＦはそれが高レベルであるかまたは低レベルであ
るかによりコンデンサＣＩ 、 Ｃ２のいずれを用いる
かを定める周波数であり、Ｇは生成される正゛弦波の極
性を定める周波数で、Ｇがゼロのときは正弦波の極性は
正、１のときは負となる。に１゜Ｋ２については後述す
る。 また周波数ＦＢは一方はで人力３の状態により、
他方では出力４，５に印ｈｎ七シ１層愉１ａ柑ｈシ１プ
レコ１つ１〜ム ψ−トー入力の１つが変動することに
より、上に示した比率を不変としたままで、ステップト
ランジスタ制御周波数をすべて変動させる。 次に、フィルタ１０（第８図）について説明する。 こ
のフィルタ１０は発生器７により発生した正弦波信号の
周波数スペクトルから高次高調波を除去するためのもの
で、そのエネルギ内容を、基本周波数のエネルギ内容と
関連させて第４図に示す。 また第８図にこのフィルタ１０の構成を示す。 このフィルタ１０は３個のアクティブろ被部２８゜２９
．３０を有し、低域通過減衰特性をもつものである。 第１ろ被部２８は２次のセルであり、この等価回路を第
９図に示す、 この人力３１は発生器７（第５図）の出
力に接続され、その伝達関数はコンデンサ回路により定
められる。 このコンデンサ回路は複数のＣＭＯＳスイ
ッチの制御により再動作状態または非再動作状態となり
、これら（：ＭＯＳスイッ壬の＃４１濶雷湛に１士会固
興２九八小尉芸ＭＩ Ｖ９＊＜濯択的に入力される。
第９図では、スイッチドコンデンサの等測的機能は可変
抵抗器３２，３３，３４゜３５によりそれぞれ記号化し
である。 なお、信号に１は各コンデンサのプリチャー
ジを制御する信号であり、信号に２はコンデンサのチャ
ージの再配分を決定する信号である。 フィルタ部２８の減衰中心周波数は基本周波数の８倍に
固定されており、該フィルタ部２８のトランジスタの中
心周波数の±１間の倍数である高周波以外の発生器２の
高調波のすべてを減衰させる、 また第１１図かられか
るように、フィルタ部２８の出力信号のスペクトルは基
本周波数および第６３、８５ 、１２７，１２９次等の
高調波に位置した数個のエネルギ突起部を示しており、
他の高調波はすべてかなり抑制される。 第１０図に各期間毎に６４レベルを有する階段状の正弦
波信号を示し、各レベルはる液部コンデンサのプリチャ
ージ動作および再配分動作に対応している。 出力３Ｂ上に現われるこのろ、被部の出力信号はフィル
タ部２８に印加される。 このフィルタ部２８は１次の
次数を有するとともに２進変換を確実にするもので、サ
ンプリング周波数の「伝送ゼロ」を発生する機能をもつ
、 第１２図にその等価的概略図を示す。 この等価的概略図に示すように、前記フィルタ部２８は
積分コンデンサ３Ｂに関連する演算増幅器３７と等価抵
抗３９を有する。 この演算増幅器３７の入力の一つは
等価抵抗４ｏにより出力３６に接続されている。 この
等価回路はフィルタ部を構成する相異なる二つの部分（
第８図）の一つとして形成され、この回路を構成する増
幅器３７とコンデンサ３８とで公知の構成要素を構成し
ている。 ただし、等価抵抗３９ 、４０は第８図の実
際の回路では４個のコンデンサにより形成されている。 すなわち、これらのコンデンサのうち４２と４５は信
号Ｋｌ 、 Ｋ２の指令により動作する制御トランジス
タによって選択的に再動作状態となり、フィルタ部の各
部が常に増幅器３７．コンデンサ３８とともに第１次の
フィルタ部を構成するようになっている。 信号に１、
に２は互いに １８０°位相が異なり、各信号は基本周
波数Ｆｆの６４倍に等しい周波数を有しているため、前
記フィルタは基本正弦波の期間毎に１０８個のサンプル
を、このフィルタ部の２つの部分により交互に発生する
。 第１４図の減衰曲線かられかるように、ｆ３４×ＦＴで
ゼロ伝送が現われ、またＦｆおよび１２７ＫＦｆ、 １
２９ＫＦｆで伝送突起部が現われる。 フィルタ部２８
の出力４８に現われる正弦波信号は第１３図に示すよう
な曲線状の形状を有する。なおこの第１３図には１２Ｂ
ステツプからなる信号期間を示しである。 また第１４
図からはさらに、第１２８次までの高調波はすべて少な
くとも７５ｄｂで減衰することがわかる。 従って第１の有意のスペクトル線は１２７および１２９
の高調波によるものであり、これらの高調波はフィルタ
部２８の出力信号すなわち出力４Ｂに現われる。 この出力４６は第３次のアクティブフィルタ部３０（第
８図）に接続され、このフィルタ部３０はベッセルフィ
ルタ構成としである。 このような構成は特性が固定さ
れ、制御信号Ｋｌ 、 Ｋ２には依存しない、 このフ
ィルタ部は３次の次数を有し、基本周波数の残りの高調
波（第１２８次およびその倍数の次数）の減衰を確実に
することによって正弦波信号の平滑化を簡単に行なうこ
とができるようにする。 フィルタ部３０の出力リード
４７は電話回線へ信号を供給するエミッタ装置４８に接
続されている。 第１５図は本発明による実施例を用いて得た試験結果を
示すグラフで、垂直線Ａ、Ｂは１およびＯレベルにおけ
る２速値号の２つの伝送周波数に対応する。 このグラ
フから、対象となりうる信号が２つの論理レベル間で変
化しても、ゲインおよび位相は実際上不変であることが
わかる。 以上に述べたようなフィルタ１０により９発生器２の出
力信号がきわめて歪みの少ない正弦波信号に変換される
とともに、伝送されるべき２速値号の２つのレベルに対
する振幅の歪みおよび群伝播時間をいずれも低レベルに
保持することができる。 また伝送さるべき２速値号の過渡時における位相コヒー
レンスは最大となる。 これはある周波数から他の周波
数への移行がただちに、すなわち、基本周波数（この周
波数は２速値号のｒｌＪｒＱＪに依存する）の１２８倍
に等しい周波数を有する制御信号のＫｌ、に２の期間内
で行われるためである。 この信号の過渡時における最大位置決めエラー（歪等色
）は発生器１の出力信号の最大のセグメントの期間に等
しい、１２００ポーで信号を伝送するためには、このエ
ラーは０．８％の誤差に相当する６、５４秒とする。 ［発明の効果１ 本発明による正弦波発生器は９選択信号の関数としてプ
ログラム可能でありかつ複数の周波数クロック信号を発
生するようにしたクロック発生器と、サンプリング周波
数として用いられるクロック周波数の関数として、一定
の電位差から基本周波数が選択信号の関数である正弦波
包結線を有するステップ信号を発生するＤ／Ａ変換器と
、低域通過フィルタとからなり、該低域通過フィルタの
伝達関数を正弦波包絡線の基本周波数における変化に依
存させることにより前記変換器により発生したステップ
信号に含まれる高調波を除去するとともに、低次高調波
歪みを有する正弦波信号を発生するようにしたので、減
衰がきわめて小さくかつ位相コヒーレンスが良好な正弦
波信号を発生でき、単一の半導体チー２プ上に全体の集
積回路を実現できるという利点がある。
第１図は本発明による被制御型正弦器発生器の実施例を
単純化して示すブロック図、第２図はＤ／Ａ変換器によ
り得られる正弦波波形の一例を示す波形図、第３図は変
換器の概略を示す回路図。 第４図は変換器により発生した波形の周波数スペクトル
を示す説明図、第５図はＤ／Ａ変換器の詳細な構成を示
す回路図、第６図および第７図は本発明による変換器に
現われる各種信号を示す波形図、第８図は第５図の変換
器に接続された被制御型フィルタの回路図、第９図はフ
ィルタを構成する第１フィルタ部の等価回路図、第１θ
図および第１１図は前記第１フィルタ部の出力信号の波
形およびスペクトルをそれぞれ示す説明図、第１２図は
フィルタを構成する第２フィルタ部の等価回路図、第１
３図および第１４図は前記第２フィルタ部の出力信号の
波形およびスペクトルをそれぞれ示す説明図、第１５図
は本発明による実施例の特性を例示するためのゲイン−
周波数曲線および位相−周波数曲線を示す説明図である
。 １．２．、、、．９．クロック発生器。 ７、、、、、、、、、Ｄ／Ａ変換器。 Ｖｓｓ 、 Ｖｒ、 、 、 、 、 、一定のポテン
シャル差。 １０、、、、、、、、、低域通過フィルタ。 １７、、、、、、、、、変換器。 ３．４，５．、、、、入力。 Ｖｌ 、 −Ｖｌ、Ｖ２．−Ｖ２ 、 、、一定ボテア
シ＋ ル＋Ｃ１−０４．．．．．．．スイッチドキャ
パシタ。 １７ａ −２４ｂ 、 、 、 、 、電界効果トラン
ジスタ。 ２８、、、、、、、、、第１のセル。 ２＋１．、、、、、’、、第２のセル。 ３０、、、、、、、、、第３のセル。
単純化して示すブロック図、第２図はＤ／Ａ変換器によ
り得られる正弦波波形の一例を示す波形図、第３図は変
換器の概略を示す回路図。 第４図は変換器により発生した波形の周波数スペクトル
を示す説明図、第５図はＤ／Ａ変換器の詳細な構成を示
す回路図、第６図および第７図は本発明による変換器に
現われる各種信号を示す波形図、第８図は第５図の変換
器に接続された被制御型フィルタの回路図、第９図はフ
ィルタを構成する第１フィルタ部の等価回路図、第１θ
図および第１１図は前記第１フィルタ部の出力信号の波
形およびスペクトルをそれぞれ示す説明図、第１２図は
フィルタを構成する第２フィルタ部の等価回路図、第１
３図および第１４図は前記第２フィルタ部の出力信号の
波形およびスペクトルをそれぞれ示す説明図、第１５図
は本発明による実施例の特性を例示するためのゲイン−
周波数曲線および位相−周波数曲線を示す説明図である
。 １．２．、、、．９．クロック発生器。 ７、、、、、、、、、Ｄ／Ａ変換器。 Ｖｓｓ 、 Ｖｒ、 、 、 、 、 、一定のポテン
シャル差。 １０、、、、、、、、、低域通過フィルタ。 １７、、、、、、、、、変換器。 ３．４，５．、、、、入力。 Ｖｌ 、 −Ｖｌ、Ｖ２．−Ｖ２ 、 、、一定ボテア
シ＋ ル＋Ｃ１−０４．．．．．．．スイッチドキャ
パシタ。 １７ａ −２４ｂ 、 、 、 、 、電界効果トラン
ジスタ。 ２８、、、、、、、、、第１のセル。 ２＋１．、、、、、’、、第２のセル。 ３０、、、、、、、、、第３のセル。
Claims (22)
- （１） 発生器に印加される選択信号の関数として変化
する周波数を有する正弦波信号用発生器において、前記
選択信号の関数としてプログラム可能でかつ複数の周波
数クロック信号を発生するようにしたクロック発生器と
、一定の電位差（Ｖｓｇ、 ＶＴ）から基本周波数が前
記選択信号の関数である正弦波包絡線を有するステップ
信号を、サンプリング信号として用いるクロック信号の
関数として発生するディジタル・アナログ変換器と、低
域通過フィルタ（１０）とからなり、該低域通過フィル
タの伝達関数を前記正弦波包絡線の基本周波数における
変化に依存させることにより、前記変換器（７）より出
力されるステップ信号に含まれる高調波を除去するとと
もに、前記低域通過フィルタに低次高調波歪みを有する
正弦波信号を発生させるようにしたことを特徴とする正
弦波信号発生器。 - （２） 前記クロー、り発生器（１，２）に印加される
選択信号を２進変調信号として９周波数変調により２進
データの直列伝送用モデムに使用しうるようにした特許
請求の範囲第１項記載の発生器。 - （３） 前記クロック発生器（１，２）に印加される前
記選択信号はこれを２進信号（入力３，４゜５）の伝送
のいくつかの基準を示す信号によって付加的に形成する
ようにした特許請求の範囲第２項記載の発生器。 - （４） 前記変換器（７）は、前記電位差（Ｖｓｓ 。 Ｖｒ）から４種の固定電位レベル（Ｖｌ、−Ｖｌ、Ｖ２
゜−Ｖ２）を発生するための手段を有し、同一極性の２
つのレベル間の関係が式 ％式％） で表わされるようにした特許請求の範囲第１項ないし第
３項のいずれかに記載の発生器。 - （５） 前記固定電位レベルを発生するための手段は、
スイッチドコンデンサ（Ｃ：１−Ｃ４）を含み、これら
のコンデンサの接続構成は前記クロック発生器（１，２
）より出力される可変周波数クロック信号により制御さ
れるようにした特許請求の範囲第４項記載の発生器 - （６） 前記コンデンサ（ＣＩ−０４）は電界効果トラ
ンジスタ（１７ａ 、 ２４ｂ）により互いに選択的に
接続され、これらの電界効果トランジスタのゲートに前
記可変周波数クロック信号を入力するようにしてなる特
許請求の範囲第５項記載の発生器。 - （７） 前記フィルタ（１０）は第１および第２のセル
（２８、２９）を含み、各セルは少なくとも２つのフィ
ルタ構成を有し、これらのフィルタ構成により正弦波包
絡線をもつステップ信号の所定の高調波をろ波信号の関
数としてろ波するようにし、該ステップ信号の瞬時基本
周波数の関数とした特許請求の範囲第１項ないし第６項
のいずれかに記載の発生器 - （８） 前記フィルタ（１０）を構成する各セル（２８
，２９）は、瞬時サンプリング信号の周波数でスイッチ
される複数のコンデンサを含むようにした特許請求の範
囲第７項記載の発生器。 - （９） 前記フィルタ（１０）を構成する複数のコンデ
ンサは複数の電界効果トランジスタによりスイッチされ
るとともに各トランジスタのゲートに前記可変周波数ク
ロック信号を選択的に入力するようにした特許請求の範
囲第８項記載の発生器。 - （１０） 前記フィルタ（１０）は前記第２のセル（２
９）に接続された第３のセル（３０）を含み、この第３
のセルにより第２のセルの出力信号を平滑化するととも
に、該第３のセルをベッセル型セルとして構成した特許
請求の範囲第７項ないしＭＳ９項のいずれかに記載の発
生器。 - （１１）前記発生器はこれをＣＭＯＳ型の単一の集積回
路の少なくとも一部とした特許請求の範囲第６項ないし
第１θ項記載の発生器 - （１２）前記コンデンサのスイッチングを行なう瞬時サ
ンプリング信号の周波数は、前記瞬時ステップ信号の基
本周波数の倍数とした特許請求の範囲第１１項記載の発
生器。 - （１３）前記フィルタを構成する第１のセル（２８）を
前記スイッチドコンデンサにより接続することにより、
瞬時周波数におけるステップ信号の第７次および第９次
高調波を除去するようにした特許請求の範囲第１２項に
記載の発生器。 - （１４）前記フィルタを構成する第２のセル（２８）を
前記スイッチドコンデンサを介して接続することにより
、サンプリング信号に基づくスペクトル線を除去すると
ともに、このサンプリング信号を用いて第１のセル（２
８）を構成するコンデンサをスイッチするようにした特
許請求の範囲第１３項記載の発生器。 - （１５）前記クロック信号発生器は一方では伝送さるべ
き２速値号により、また他方では標準信号に依存する選
択信号により制御され、この標準信号を用いて２速値号
を伝送するようにした特許請求の範囲第１項ないし第１
４項のいずれかに記載の発生器を含む電話用モデム。 - （１６） クロック信号発生器と９選択信号を該クロッ
ク信号発生器に印加してクロック周波数を変化さぜス革
設と、正岐岐包絡線を有するステップ信号を一定の電位
差から発生させるためのスイッチドインピーダンス型の
ディジタル・アナログ変換器と、前記クロック信号を前
記ディジタル・アナログ変換器に接続してインピーダン
ススイッチングを行ない前記正弦波包絡線ステップ信号
の基本周波数を変化させる手段と、伝達関数を調整可能
とするとともに前記ディジタル・アナログ信号変換器手
段から正弦波包絡線ステップ信号を入力するように接続
された低域通過フィルタ手段と、前記選択信号を該低域
通過フィルタ手段に印加して前記伝達関数を調整し、前
記正弦波包結線ステップ信号に含まれる高調波を除去す
ることにより。 前記低域通過フィルタ手段の出力に高調波ひずみの少な
い正弦波信号を発生させるようにした手段とからなるこ
とを特徴とする正弦波信号発生器。 - （１７）前記選択信号印加手段により、複数の標準信号
のうち選択された１つの信号に応じて位相偏移キイド（
ＰＳＫ）変調用信号を印加するようにした特許請求の範
囲第１６項記載の信号発生器。 - （１８）前記ディジタル・アナログ変換器手段と前記低
域通過フィルタに、インピーダンスとサンプリングパル
スにとよって動作可能なスイッチ装置を内蔵させること
により、所定シーケンスで前記インピーダンスを相異な
る一定の電位に接続した特許請求の範囲第１６項記載の
信号発生器。 - （１９）前記サンプリングパルスは繰返し周波数を有し
、この繰返し周波数は発生すべき正弦波信号の周波数の
倍数とした特許請求の範囲第１８項記載の信号発生器。 - （２０）前記倍数は８とした特許請求の範囲第１９項記
載の信号発生器。 - （２１） ２進選択信号を用いてクロック信号発生器の
出力周波数を制御し、前記クロック信号を用いて一定の
電位差の上下でコンデンサのスイッチングを制御して基
本周波数が前記クロック信号周波数に依存した正弦波包
絡線を有するステップ信号を発生させ、低域通過フィル
タを介して該ステップ信号を伝送しつつ、前記クロック
信号を用いてフィルタの伝達関数を調整して前記ステッ
プ信号の高調波内容を除去するとと′もに、フィルタの
出力に高調波歪が少ない正弦波信号を発生するようにし
たことを特徴とする高調波歪の小さな正弦波信号を発生
する方法。 - （２２）前記コンデンサはこれを１発生すべき正弦波信
号の周波数の８倍に等しい速度でスイッチングするよう
にした特許請求の範囲第２１項記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| FR8313669 | 1983-08-24 | ||
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Publications (1)
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|---|---|
| JPS6074803A true JPS6074803A (ja) | 1985-04-27 |
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Family Applications (1)
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| JP (1) | JPS6074803A (ja) |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01293709A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 映像信号処理回路 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4926131A (en) * | 1987-06-25 | 1990-05-15 | Schlumberger Industries, Inc. | Triangle waveform generator for pulse-width amplitude multiplier |
| US4823090A (en) * | 1987-10-02 | 1989-04-18 | Tektronix, Inc. | Digital signal synthesis using low frequency sampling clock |
| GB2229334A (en) * | 1989-03-17 | 1990-09-19 | Philips Electronic Associated | Pulse generators |
| US5014285A (en) * | 1989-09-27 | 1991-05-07 | General Electric Company | Frequency shift keying communication system with selectable carrier frequencies |
| US5039872A (en) * | 1989-09-28 | 1991-08-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce | Digitally synthesized audio frequency voltage source |
| EP0440283A3 (en) * | 1990-01-31 | 1992-11-19 | Philips Patentverwaltung Gmbh | Multiple channel sine synthesizer |
| US5189381A (en) * | 1991-10-31 | 1993-02-23 | Advanced Micro Devices, Inc. | Apparatus for generating a sinusoidal output signal |
| US6320431B1 (en) | 1999-10-08 | 2001-11-20 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method of generating numerically controlled oscillator signals |
| US7349488B1 (en) * | 2003-04-10 | 2008-03-25 | Xilinx, Inc. | Frequency shift keying signaling for integrated circuits |
| DE102004024645B4 (de) * | 2004-05-18 | 2010-03-11 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Reduzierung der Signalbilder am Ausgang eines Digital-Analog-Umsetzers |
| NZ562739A (en) * | 2007-10-19 | 2010-04-30 | Waikatolink Ltd | Signal simulation apparatus and method |
| US8497792B2 (en) * | 2008-08-07 | 2013-07-30 | Nxp B.V. | Signal generation method and apparatus and test method and system using the same |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3668562A (en) * | 1970-04-15 | 1972-06-06 | Tel Tech Corp | Frequency modulation system for transmitting binary information |
| US3740669A (en) * | 1971-11-01 | 1973-06-19 | Rca Corp | M-ary fsk digital modulator |
| US3792360A (en) * | 1972-08-14 | 1974-02-12 | Motorola Inc | Multi-frequency signal generator |
| FR2336831A1 (fr) * | 1975-12-24 | 1977-07-22 | Texas Instruments France | Generateur de signaux a basse frequence, notamment de signaux de tonalite |
| US4171466A (en) * | 1977-05-16 | 1979-10-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Digital wave generator for composite tone |
| US4142245A (en) * | 1977-08-22 | 1979-02-27 | Texas Instruments Incorporated | Multi-frequency digital wave synthesizer for providing analog output signals |
| US4302629A (en) * | 1979-03-14 | 1981-11-24 | Teltone Corporation | Digital data transmission system |
| US4328554A (en) * | 1980-07-03 | 1982-05-04 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Programmable frequency synthesizer (PFS) |
| US4468749A (en) * | 1980-08-20 | 1984-08-28 | Fujitsu Limited | Adjustable attenuator circuit |
| US4368432A (en) * | 1980-11-12 | 1983-01-11 | Siemens Corporation | Sine wave generator for different frequencies |
| US4458216A (en) * | 1981-09-22 | 1984-07-03 | Racal-Vadic, Inc. | Switched-capacitor modulator for quadrature modulation |
| US4486846A (en) * | 1982-06-28 | 1984-12-04 | Motorola Inc. | Numerically controlled oscillator using quadrant replication and function decomposition |
-
1983
- 1983-08-24 FR FR8313669A patent/FR2551279B1/fr not_active Expired
-
1984
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- 1984-08-22 DE DE8484401705T patent/DE3475154D1/de not_active Expired
- 1984-08-24 JP JP59176512A patent/JPS6074803A/ja active Pending
-
1987
- 1987-05-27 US US07/056,342 patent/US4740995A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01293709A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 映像信号処理回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2551279A1 (fr) | 1985-03-01 |
| FR2551279B1 (fr) | 1988-10-14 |
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| DE3475154D1 (en) | 1988-12-15 |
| EP0135437A1 (en) | 1985-03-27 |
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