JP2509165B2 - オ−ルパスフイルタ - Google Patents
オ−ルパスフイルタInfo
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- JP2509165B2 JP2509165B2 JP59025482A JP2548284A JP2509165B2 JP 2509165 B2 JP2509165 B2 JP 2509165B2 JP 59025482 A JP59025482 A JP 59025482A JP 2548284 A JP2548284 A JP 2548284A JP 2509165 B2 JP2509165 B2 JP 2509165B2
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- Japan
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- pass filter
- circuit
- group delay
- low
- pass
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はオールパスフィルタに関し、特にローパス
フィルタに接続されてその群遅延特性を補償するための
オールパスフィルタに関する。
フィルタに接続されてその群遅延特性を補償するための
オールパスフィルタに関する。
（従来技術の説明） 最近では、PCMプロセサやCDプレーヤ等のディジタル
オーディオ機器が市場に出始めた。これらのディジタル
オーディオ機器にはローパスフィルタが使用され、その
ローパスフィルタには急峻な減衰特性と大きな（例えば
90dB程度の）減衰量が要求される。このような特性上の
要求を満足させるために、一例として９次〜11次の高次
の連立チェビシェフローパスフィルタが使用される。
オーディオ機器が市場に出始めた。これらのディジタル
オーディオ機器にはローパスフィルタが使用され、その
ローパスフィルタには急峻な減衰特性と大きな（例えば
90dB程度の）減衰量が要求される。このような特性上の
要求を満足させるために、一例として９次〜11次の高次
の連立チェビシェフローパスフィルタが使用される。
第１図はこの発明の背景となる連立チェビシェフロー
パスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はFDNR（Fr
equency Dependent Negative Resistor）を用いて表す
図であり、（Ｂ）はそのFDNR回路図である。この第１図
に示すローパスフィルタは、LC回路で構成される一般的
な連立チェビシェフローパスフィルタを、インピーダン
ススケーリングと称される手法によって、コイルのない
ローパスフィルタとして構成したものである。すなわ
ち、第１図（Ａ）は、通常のLC回路（図示せず）の各イ
ンピーダンスを複素変数（ｓ）で割ったものを示し、イ
ンダクタンス分が抵抗分Ｌとして、抵抗分が容量分R/s
として表されている。また、容量分はFDNR（図でがD2〜
D10で示す）で表される。このD2〜D10を表現するのが第
１図（Ｂ）に示すFDNR回路である。このFDNR回路はよく
知られているように、２つのオペアンプOP1およびOP2と
これらに接続されたコンデンサC1およびC5ならびに抵抗
R2,R3およびR4を含む。このようなローパスフィルタ
は、例えば、1981年９月19日付で公開された特開昭56-1
19521号公報に開示されている。従って、ここではその
詳細な説明は省略する。
パスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はFDNR（Fr
equency Dependent Negative Resistor）を用いて表す
図であり、（Ｂ）はそのFDNR回路図である。この第１図
に示すローパスフィルタは、LC回路で構成される一般的
な連立チェビシェフローパスフィルタを、インピーダン
ススケーリングと称される手法によって、コイルのない
ローパスフィルタとして構成したものである。すなわ
ち、第１図（Ａ）は、通常のLC回路（図示せず）の各イ
ンピーダンスを複素変数（ｓ）で割ったものを示し、イ
ンダクタンス分が抵抗分Ｌとして、抵抗分が容量分R/s
として表されている。また、容量分はFDNR（図でがD2〜
D10で示す）で表される。このD2〜D10を表現するのが第
１図（Ｂ）に示すFDNR回路である。このFDNR回路はよく
知られているように、２つのオペアンプOP1およびOP2と
これらに接続されたコンデンサC1およびC5ならびに抵抗
R2,R3およびR4を含む。このようなローパスフィルタ
は、例えば、1981年９月19日付で公開された特開昭56-1
19521号公報に開示されている。従って、ここではその
詳細な説明は省略する。
ディジタルオーディオ機器では、一般にリニアフェイ
ズ特性（群遅延平坦特性）が要求されるが、従来のロー
パスフィルタにあっては、その群遅延特性は第２図の線
Ａで示すように、可聴周波数範囲（20Hz〜15KHz）内の
おいても平坦でない。この結果、周波数によって入力か
ら出力への到達時間が変わってくることになり、従来の
オーディオ機器では、元の信号に対して、出力される波
形に位相歪が生じていた。このような位相歪をなくすた
めには、ローパスフィルタの群遅延特性を少なくとも可
聴周波数範囲内では平坦にしなければならないが、急峻
な減衰特性と大きな減衰量が要求されるローパスフィル
タでは、それ自体で平坦にすることは困難であった。
ズ特性（群遅延平坦特性）が要求されるが、従来のロー
パスフィルタにあっては、その群遅延特性は第２図の線
Ａで示すように、可聴周波数範囲（20Hz〜15KHz）内の
おいても平坦でない。この結果、周波数によって入力か
ら出力への到達時間が変わってくることになり、従来の
オーディオ機器では、元の信号に対して、出力される波
形に位相歪が生じていた。このような位相歪をなくすた
めには、ローパスフィルタの群遅延特性を少なくとも可
聴周波数範囲内では平坦にしなければならないが、急峻
な減衰特性と大きな減衰量が要求されるローパスフィル
タでは、それ自体で平坦にすることは困難であった。
（発明の目的） それゆえに、この発明の目的は、ローパスフィルタの
群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオールパス
フィルタを用いて、群遅延特性を全体として平坦にする
ことである。
群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオールパス
フィルタを用いて、群遅延特性を全体として平坦にする
ことである。
（発明の概要） この発明は、簡単にいえば、１次の伝達関数を有する
オールパスフィルタ回路と２次の伝達関数を有するオー
ルパスフィルタ回路との縦続接続からなり、これらの群
遅延特性によって、その前段または後段に接続されるロ
ーパスフィルタの群遅延特性を補償し、第１のオールパ
スフィルタ回路は、オペアンプと、オペアンプの一方入
力に接続されるコンデンサを含むCR回路と、ともにオペ
アンプの他方入力に接続される２つの抵抗を含むバイア
ス回路とを含み、バイアス回路に含まれる２つの抵抗値
を等しくかつその抵抗値を1.8kΩ〜4.5kΩにしたことを
特徴とする、オールパスフィルタである。
オールパスフィルタ回路と２次の伝達関数を有するオー
ルパスフィルタ回路との縦続接続からなり、これらの群
遅延特性によって、その前段または後段に接続されるロ
ーパスフィルタの群遅延特性を補償し、第１のオールパ
スフィルタ回路は、オペアンプと、オペアンプの一方入
力に接続されるコンデンサを含むCR回路と、ともにオペ
アンプの他方入力に接続される２つの抵抗を含むバイア
ス回路とを含み、バイアス回路に含まれる２つの抵抗値
を等しくかつその抵抗値を1.8kΩ〜4.5kΩにしたことを
特徴とする、オールパスフィルタである。
この発明の上述の目的およびその他の目的と特徴は図
面を参照しておこなう以下の詳細な説明から一層明らか
となろう。
面を参照しておこなう以下の詳細な説明から一層明らか
となろう。
（実施例の説明） 第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図
である。この発明は、従来のローパスフィルタLPFにオ
ールパスフィルタAPFを接続するものである。なお、ロ
ーパスフィルタLPFは、第１図に示すような連立チェビ
シェフローパスフィルタであってもよいが、その他例え
ばバターワース形ローパスフィルタであってもよい。さ
らにはそれらのローパスフィルタがLCで構成されていて
もよい。そして、オールパスフィルタAPFは、ローパス
フィルタLPFの前段に接続されているが、これは後段に
接続されても同じである。そして、オールパスフィルタ
APFとローパスフィルタLPFとのそれぞれの群遅延特性を
適当に設計し、入力端子INから出力端子OUTまでの群遅
延特性を第２図の線Ｂに示すように、少なくとも可聴周
波数範囲内では平坦にしようとするものである。この発
明は、このように群遅延特性を平坦にする着想それ自体
で新規なものである。
である。この発明は、従来のローパスフィルタLPFにオ
ールパスフィルタAPFを接続するものである。なお、ロ
ーパスフィルタLPFは、第１図に示すような連立チェビ
シェフローパスフィルタであってもよいが、その他例え
ばバターワース形ローパスフィルタであってもよい。さ
らにはそれらのローパスフィルタがLCで構成されていて
もよい。そして、オールパスフィルタAPFは、ローパス
フィルタLPFの前段に接続されているが、これは後段に
接続されても同じである。そして、オールパスフィルタ
APFとローパスフィルタLPFとのそれぞれの群遅延特性を
適当に設計し、入力端子INから出力端子OUTまでの群遅
延特性を第２図の線Ｂに示すように、少なくとも可聴周
波数範囲内では平坦にしようとするものである。この発
明は、このように群遅延特性を平坦にする着想それ自体
で新規なものである。
第４図は第３図に示すオールパスフィルタの一例を示
す回路図である。入力端子INはオペアンプOP11の（＋）
端子に接続され、このオペアンプOP11の（−）端子はそ
の出力に接続される。このオペアンプOP11はボルテージ
フォロワ回路として構成され、この回路の接続される種
々のインピーダンスによって群遅延特性が変化するのを
防ぐために用いられる。ボルテージフォロワ回路OP11の
出力は第１のオールパス回路APC1に接続され、この第１
のオールパス回路APC1の出力は第２図のオールパス回路
APC2に接続され、第２のオールパス回路APC2の出力OU
T′がローパスフィルタLPF（第３図）の入力に接続され
る。
す回路図である。入力端子INはオペアンプOP11の（＋）
端子に接続され、このオペアンプOP11の（−）端子はそ
の出力に接続される。このオペアンプOP11はボルテージ
フォロワ回路として構成され、この回路の接続される種
々のインピーダンスによって群遅延特性が変化するのを
防ぐために用いられる。ボルテージフォロワ回路OP11の
出力は第１のオールパス回路APC1に接続され、この第１
のオールパス回路APC1の出力は第２図のオールパス回路
APC2に接続され、第２のオールパス回路APC2の出力OU
T′がローパスフィルタLPF（第３図）の入力に接続され
る。
第１のオールパス回路APC1は、オペアンプOP12を含
む。オペアンプOP12の（＋）端子には、コンデンサC11
と抵抗R13とで構成されたCR回路が接続され、オペアン
プOP12の（−）端子には抵抗R11とR12とで構成されたバ
イアス回路が接続される。この第１のオールパス回路AP
C1は、１つのCR回路を含み、次式（１）で示すような１
次の伝達関数を有する。
む。オペアンプOP12の（＋）端子には、コンデンサC11
と抵抗R13とで構成されたCR回路が接続され、オペアン
プOP12の（−）端子には抵抗R11とR12とで構成されたバ
イアス回路が接続される。この第１のオールパス回路AP
C1は、１つのCR回路を含み、次式（１）で示すような１
次の伝達関数を有する。
ここで、Eoutは出力電圧、Einは入力電圧、ｓは複素変
数を示す。
数を示す。
なお、CR回路は、第４図に示す遅相（phase lag）型
でなく、コンデンサC11と抵抗R13とを入れ換えた進相
（phase lead）型であってもよい。
でなく、コンデンサC11と抵抗R13とを入れ換えた進相
（phase lead）型であってもよい。
そして、第４図に示す回路においては、オペアンプOP
12としては、例えば、JRC（新日本無線）社製のNJM4560
あるいはナショナルセミコンダクター社製のNE5532など
が用いられる。例えば、コンデンサC11は1800pFが、抵
抗R13は11.961kΩ（抵抗トリミングしているため）が用
いられる。抵抗R11とR12との抵抗値は等しく、後述の理
由で、1.8kΩ〜4.5kΩの範囲内（一例として3.5kΩ）に
設定される。
12としては、例えば、JRC（新日本無線）社製のNJM4560
あるいはナショナルセミコンダクター社製のNE5532など
が用いられる。例えば、コンデンサC11は1800pFが、抵
抗R13は11.961kΩ（抵抗トリミングしているため）が用
いられる。抵抗R11とR12との抵抗値は等しく、後述の理
由で、1.8kΩ〜4.5kΩの範囲内（一例として3.5kΩ）に
設定される。
第２のオールパス回路APC2は２点鎖線で示すバンドパ
ス部分を含み、このバンドパス部分はオペアンプOP13を
含む。オペアンプOP13の（＋）端子は接地され、（−）
端子には、２つのCR回路が接続される。CR回路の１つは
抵抗R15とコンデンサC12とからなり、他の１つはコンデ
ンサC13と抵抗R16とからなる。そして、この（−）端子
は抵抗R14を介して前述のオペアンプOP12の出力に接続
されている。オペアンプOP13の出力は、抵抗R17を介し
てオペアンプOP14の（−）端子に接続される。このオペ
アンプOP14の（−）端子には、抵抗R18とR19とからなる
バイアス回路が接続され、（＋）端子は接地される。バ
ンドパス部分に含まれるオペアンプOP13には、前述のよ
うに、２つのCR回路が接続されているので、この第２の
オールパス回路APC2は、次式（２）で示すような２次の
伝達関数を有する。
ス部分を含み、このバンドパス部分はオペアンプOP13を
含む。オペアンプOP13の（＋）端子は接地され、（−）
端子には、２つのCR回路が接続される。CR回路の１つは
抵抗R15とコンデンサC12とからなり、他の１つはコンデ
ンサC13と抵抗R16とからなる。そして、この（−）端子
は抵抗R14を介して前述のオペアンプOP12の出力に接続
されている。オペアンプOP13の出力は、抵抗R17を介し
てオペアンプOP14の（−）端子に接続される。このオペ
アンプOP14の（−）端子には、抵抗R18とR19とからなる
バイアス回路が接続され、（＋）端子は接地される。バ
ンドパス部分に含まれるオペアンプOP13には、前述のよ
うに、２つのCR回路が接続されているので、この第２の
オールパス回路APC2は、次式（２）で示すような２次の
伝達関数を有する。
ここで、Ｑは回路のクオリティファクタを、ωｒは群遅
延特性のピーク周波数（ωｒ＝２πfr）を示す。
延特性のピーク周波数（ωｒ＝２πfr）を示す。
第４図に示す１次の伝達関数を有するオールパス回路
APC1は、第５図の線Ｃで示すような略フラットは周波数
特性を示し、第５図の線Ｄで示すような低域がやや上が
った群遅延特性を有する。また、２次の伝達関数を有す
るオールパス回路APC2は、第６図の線Ｅで示すような略
フラットな周波数特性を示し、第６図の線Ｆで示すよう
に中域にピークを有する群遅延特性を呈する。このよう
な２つの特性を示す２つのオールパス回路APC1とAPC2と
を縦続接続したオールパスフィルタAPFは、第７図の線
Ｇで示す周波数特性と、線Ｈで示す群遅延特性とを有す
る。この第７図の線Ｈからわかるように、オールパスフ
ィルタAPFの群遅延特性は、低域から中域まで略フラッ
トで高域にかけてやや下がる特性であるため、第２図の
線Ａで示すような群遅延特性のローパスフィルタに接続
することによって、出力端子OUT（第３図）における全
体の群遅延特性を第２図の線Ｂで示すように改善でき
る。すなわち、全体の群遅延特性は、可聴周波数範囲
（20Hz〜15kHz）内では略フラットなものとなり、従っ
て従来のローパスフィルタ単独では改善できなかった位
相歪が有効に除去しない改善されるのである。
APC1は、第５図の線Ｃで示すような略フラットは周波数
特性を示し、第５図の線Ｄで示すような低域がやや上が
った群遅延特性を有する。また、２次の伝達関数を有す
るオールパス回路APC2は、第６図の線Ｅで示すような略
フラットな周波数特性を示し、第６図の線Ｆで示すよう
に中域にピークを有する群遅延特性を呈する。このよう
な２つの特性を示す２つのオールパス回路APC1とAPC2と
を縦続接続したオールパスフィルタAPFは、第７図の線
Ｇで示す周波数特性と、線Ｈで示す群遅延特性とを有す
る。この第７図の線Ｈからわかるように、オールパスフ
ィルタAPFの群遅延特性は、低域から中域まで略フラッ
トで高域にかけてやや下がる特性であるため、第２図の
線Ａで示すような群遅延特性のローパスフィルタに接続
することによって、出力端子OUT（第３図）における全
体の群遅延特性を第２図の線Ｂで示すように改善でき
る。すなわち、全体の群遅延特性は、可聴周波数範囲
（20Hz〜15kHz）内では略フラットなものとなり、従っ
て従来のローパスフィルタ単独では改善できなかった位
相歪が有効に除去しない改善されるのである。
なお、第４図の実施例において、１次の伝達関数を有
する第１のオールパス回路APC1では、R11＝R12とし、C1
1を固定値に選び、R13を変化させることによって群遅延
特性（第５図の線Ｄ）を調整することができる。また、
２次の伝達関数を有する第２のオールパス回路APC2にお
いては、C12＝C13とし、R14〜R16を変えることによっ
て、その群遅延特性（第６図の線Ｆ）を調整することが
できる。すなわち、オールパス回路APC2においては、R1
6,R14およびR15はそれぞれ次式（３）で与えられる。
する第１のオールパス回路APC1では、R11＝R12とし、C1
1を固定値に選び、R13を変化させることによって群遅延
特性（第５図の線Ｄ）を調整することができる。また、
２次の伝達関数を有する第２のオールパス回路APC2にお
いては、C12＝C13とし、R14〜R16を変えることによっ
て、その群遅延特性（第６図の線Ｆ）を調整することが
できる。すなわち、オールパス回路APC2においては、R1
6,R14およびR15はそれぞれ次式（３）で与えられる。
ここで、Ｑはこの回路のクオリティファクタ、ｆは群遅
延特性のピーク周波数、そしてＣはC12（＝C13）の値を
示す。従って、これらの抵抗R14〜R16を変えることによ
ってオールパス回路APC2の群遅延特性のピーク周波数を
変えることができる。
延特性のピーク周波数、そしてＣはC12（＝C13）の値を
示す。従って、これらの抵抗R14〜R16を変えることによ
ってオールパス回路APC2の群遅延特性のピーク周波数を
変えることができる。
そして、必要に応じて２次の伝達関数を有するオール
パス回路を２個以上用いて、全体の群遅延特性をより高
い周波数までフラットにするようにしてもよい。そのた
めには、上述の方法で、複数の２次伝達関数を有するオ
ールパス回路の群遅延特性のピークの周波数を少しずつ
ずらせればよい。
パス回路を２個以上用いて、全体の群遅延特性をより高
い周波数までフラットにするようにしてもよい。そのた
めには、上述の方法で、複数の２次伝達関数を有するオ
ールパス回路の群遅延特性のピークの周波数を少しずつ
ずらせればよい。
なお、１次の伝達関数を有するオールパス回路も、必
要に応じて、２個以上用いてもよいことは勿論である。
そしてこの場合であればR13（第４図）を調整して所望
の群遅延特性を得るようにすればよい。
要に応じて、２個以上用いてもよいことは勿論である。
そしてこの場合であればR13（第４図）を調整して所望
の群遅延特性を得るようにすればよい。
次に、第８図を参照して、第４図実施例のもう１つの
特徴について説明する。第８図の点線Ｉは従来のローパ
スフィルタの歪率特性を示すものである。従来のローパ
スフィルタ、特に連立キェビシェフローパスフィルタで
は、カットオフ周波数fcutの1/2の周波数すなわち（fcu
t/2）では歪率が悪化している。ここで、歪率とは、正
弦波信号を入力した時に出力される信号のうち元の正弦
波信号以外の成分がどれだけの割合で入っているかを表
わすもので、正弦波信号以外の成分とは、元の正弦波の
高周波（基本波の２倍、３倍…波形）とノイズをいう。
そして、フィルタ全体の特性として、数KHzから徐々に
高調波の量が増えてくるが、10KHzを超えるとその歪み
の成分（11KHzなら22KHz、33KHz、…）がフィルタによ
り減衰させられるためで、歪率が低下するものである。
そこで、このような歪率の悪化を改善するために本件発
生者等は、１次の伝達関数を有するオールパス回路APC1
のバイアス抵抗R11およびR12を（R11＝R12）としその抵
抗値を1.8kΩ〜4.5kΩに設定することを着想した。そし
て、第４図の実施例では、R11＝R12＝3.5kΩに設定した
のである。従来、抵抗R11およびR12はバイアス抵抗であ
り、R11＝R12の条件さえ満たせばその抵抗値は特性に何
等の影響も与えないと考えられていた。しかしながら、
本件発明者等はこの抵抗R11およびR12の抵抗値が歪率に
影響を及ぼすことを見い出し、それを最適に選択した結
果、全体として第８図の線Ｊで示すような歪率特性を得
ることができた。この第８図の線Ｊを見れば判るよう
に、R11およびR12の抵抗値を上述の値に選ぶことによ
り、（fcut/2）における歪率の悪化を改善することがで
きた。ここで、第12図に、抵抗R11、R12の抵抗値を1.8K
Ω、3.5KΩ4.5KΩにした倍の歪率特性を示す。第12図に
示すように、抵抗R11、R12の抵抗値を1.8KΩにした場
合、低域（10Hz〜5KHz）での歪率が高く、9KHzにおける
ピークでも0.005％となる。そして、抵抗値を上げてい
くと、3.5KΩで最適の歪率を示し、さらに上げていく
と、抵抗での歪率が下がるが、9KHzでの歪率は再び上昇
し、抵抗値を4.5KΩとした場合、9KHzでの歪率は0.005
％となるもので、この結果、抵抗値を1.8KΩ〜4.5KΩの
範囲内で調整することで、（fcut/2）における歪率の悪
化を改善することができた。従って、従来のローパスフ
ィルタに第４図実施例のようなオールパスフィルタを接
続することによって、全体として群遅延特性のみならず
その歪率特性も改善できるのである。
特徴について説明する。第８図の点線Ｉは従来のローパ
スフィルタの歪率特性を示すものである。従来のローパ
スフィルタ、特に連立キェビシェフローパスフィルタで
は、カットオフ周波数fcutの1/2の周波数すなわち（fcu
t/2）では歪率が悪化している。ここで、歪率とは、正
弦波信号を入力した時に出力される信号のうち元の正弦
波信号以外の成分がどれだけの割合で入っているかを表
わすもので、正弦波信号以外の成分とは、元の正弦波の
高周波（基本波の２倍、３倍…波形）とノイズをいう。
そして、フィルタ全体の特性として、数KHzから徐々に
高調波の量が増えてくるが、10KHzを超えるとその歪み
の成分（11KHzなら22KHz、33KHz、…）がフィルタによ
り減衰させられるためで、歪率が低下するものである。
そこで、このような歪率の悪化を改善するために本件発
生者等は、１次の伝達関数を有するオールパス回路APC1
のバイアス抵抗R11およびR12を（R11＝R12）としその抵
抗値を1.8kΩ〜4.5kΩに設定することを着想した。そし
て、第４図の実施例では、R11＝R12＝3.5kΩに設定した
のである。従来、抵抗R11およびR12はバイアス抵抗であ
り、R11＝R12の条件さえ満たせばその抵抗値は特性に何
等の影響も与えないと考えられていた。しかしながら、
本件発明者等はこの抵抗R11およびR12の抵抗値が歪率に
影響を及ぼすことを見い出し、それを最適に選択した結
果、全体として第８図の線Ｊで示すような歪率特性を得
ることができた。この第８図の線Ｊを見れば判るよう
に、R11およびR12の抵抗値を上述の値に選ぶことによ
り、（fcut/2）における歪率の悪化を改善することがで
きた。ここで、第12図に、抵抗R11、R12の抵抗値を1.8K
Ω、3.5KΩ4.5KΩにした倍の歪率特性を示す。第12図に
示すように、抵抗R11、R12の抵抗値を1.8KΩにした場
合、低域（10Hz〜5KHz）での歪率が高く、9KHzにおける
ピークでも0.005％となる。そして、抵抗値を上げてい
くと、3.5KΩで最適の歪率を示し、さらに上げていく
と、抵抗での歪率が下がるが、9KHzでの歪率は再び上昇
し、抵抗値を4.5KΩとした場合、9KHzでの歪率は0.005
％となるもので、この結果、抵抗値を1.8KΩ〜4.5KΩの
範囲内で調整することで、（fcut/2）における歪率の悪
化を改善することができた。従って、従来のローパスフ
ィルタに第４図実施例のようなオールパスフィルタを接
続することによって、全体として群遅延特性のみならず
その歪率特性も改善できるのである。
第９図ないし第11図はそれぞれ第４図に示す第２のオ
ールパス回路APC2の変形例を示すものであり、それぞれ
の図において２点鎖線で囲んだ部分がバンドパス部分を
構成している。そしてこのような回路構成は例えば1981
年McGraw-Hill Book Company発行の“ELECTRONIC FILTE
R DESIGN HANDBOOK"に説明されている。従って、ここで
はその詳細な説明は省略するが、いずれにしてもこれら
第９図ないし第11図の実施例においても第４図の実施例
と同様にその伝達関数が２次特性を呈するものである。
ールパス回路APC2の変形例を示すものであり、それぞれ
の図において２点鎖線で囲んだ部分がバンドパス部分を
構成している。そしてこのような回路構成は例えば1981
年McGraw-Hill Book Company発行の“ELECTRONIC FILTE
R DESIGN HANDBOOK"に説明されている。従って、ここで
はその詳細な説明は省略するが、いずれにしてもこれら
第９図ないし第11図の実施例においても第４図の実施例
と同様にその伝達関数が２次特性を呈するものである。
（発明の効果） 以上のように、この発明によれば、従来のローパスフ
ィルタの群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオ
ールパスフィルタが得られ、それによってオールパスフ
ィルタとローパスフィルタとを接続した回路全体の群遅
延特性を有効に改善できる。
ィルタの群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオ
ールパスフィルタが得られ、それによってオールパスフ
ィルタとローパスフィルタとを接続した回路全体の群遅
延特性を有効に改善できる。
さらに、１次の伝達関数を有するオールパスフィルタ
回路の２つのバイアス抵抗の抵抗値を等しくかつその抵
抗値を1.8kΩ〜4.5kΩに設定しているので、（fuct/2）
における歪率の悪化を改善することができる。
回路の２つのバイアス抵抗の抵抗値を等しくかつその抵
抗値を1.8kΩ〜4.5kΩに設定しているので、（fuct/2）
における歪率の悪化を改善することができる。
第１図はこの発明の背景となる従来の連立チェビシェフ
ローパスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はイン
ピーダンススケーリングにより変換した回路を示し、
（Ｂ）はこの回路に用いるFDNR回路図である。 第２図は従来のローパスフィルタの群遅延特性を本願発
明に係る全体回路の群遅延特性とを対比的に示すグラフ
である。 第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図で
ある。 第４図はこの発明の一実施例を示す回路図である。 第５図は１次の伝達関数を有するオールパス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第６図は２次の伝達関数を有するオールパス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第７図は第４図のオールパスフィルタの周波数特性およ
び群遅延特性を示すグラフである。 第８図は従来のローパスフィルタの歪率特性と、第４図
のオールパスフィルタを用いた全体の歪率特性とを対比
的に示すグラフである。 第９図ないし第11図は、それぞれ、２次の伝達関数を有
するオールパス回路の変形例を示す回路面である。第12
図は、第４図のオールパスフィルタの抵抗R11、R12の抵
抗値を変化させた場合の臨界値を表わす歪率特性であ
る。 図において、APFはオールパスフィルタ、LPFはローパス
フィルタ、APC1は１次の伝達関数を有するオールパス回
路、APC2は２次の伝達関数を有するオールパス回路、OP
11〜OP14はオペアンプ、R11〜R19は抵抗、C11〜C13はコ
ンデンサ、INは入力端子、OUTは出力端子を示す。
ローパスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はイン
ピーダンススケーリングにより変換した回路を示し、
（Ｂ）はこの回路に用いるFDNR回路図である。 第２図は従来のローパスフィルタの群遅延特性を本願発
明に係る全体回路の群遅延特性とを対比的に示すグラフ
である。 第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図で
ある。 第４図はこの発明の一実施例を示す回路図である。 第５図は１次の伝達関数を有するオールパス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第６図は２次の伝達関数を有するオールパス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第７図は第４図のオールパスフィルタの周波数特性およ
び群遅延特性を示すグラフである。 第８図は従来のローパスフィルタの歪率特性と、第４図
のオールパスフィルタを用いた全体の歪率特性とを対比
的に示すグラフである。 第９図ないし第11図は、それぞれ、２次の伝達関数を有
するオールパス回路の変形例を示す回路面である。第12
図は、第４図のオールパスフィルタの抵抗R11、R12の抵
抗値を変化させた場合の臨界値を表わす歪率特性であ
る。 図において、APFはオールパスフィルタ、LPFはローパス
フィルタ、APC1は１次の伝達関数を有するオールパス回
路、APC2は２次の伝達関数を有するオールパス回路、OP
11〜OP14はオペアンプ、R11〜R19は抵抗、C11〜C13はコ
ンデンサ、INは入力端子、OUTは出力端子を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−149458（ＪＰ，Ａ) 柳沢 健、全光 磐 著「アクティブ フィルタの設計」1993年株式会社産報発 行122頁表７．13
Claims (1)
- 【請求項１】ローパスフィルタの前段または後段に接続
されて、このローパスフィルタの群遅延特性を補償する
ためのオールパスフィルタであって、 １次の伝達関数を有する第１のオールパスフィルタ回路
と、２次の伝達関数を有する第２のオールパスフィルタ
回路とを縦続接続してなり、 前記第１のオールパスフィルタ回路の群遅延特性と前記
第２のオールパスフィルタ回路の群遅延特性とを組み合
わせて前記ローパスフィルタの群遅延特性を補償し、 前記第１のオールパスフィルタ回路は、オペアンプと、
前記オペアンプの一方入力に接続されるコンデンサを含
むCR回路と、ともに前記オペアンプの他方入力に接続さ
れる２つの抵抗を含むバイアス回路とを含み、前記バイ
アス回路に含まれる前記２つの抵抗の抵抗値を等しくし
たことを特徴とするオールパスフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59025482A JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59025482A JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60169213A JPS60169213A (ja) | 1985-09-02 |
| JP2509165B2 true JP2509165B2 (ja) | 1996-06-19 |
Family
ID=12167266
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59025482A Expired - Lifetime JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2509165B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228466A (ja) * | 1987-03-16 | 1988-09-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 波形等化手段 |
| JPH01137719A (ja) * | 1987-11-24 | 1989-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ回路 |
| JP2671278B2 (ja) * | 1991-03-22 | 1997-10-29 | 東光株式会社 | 遅延等化された低域通過フィルタ |
| GB2509533B (en) * | 2013-01-07 | 2017-08-16 | Meridian Audio Ltd | Group delay correction in acoustic transducer systems |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6048929B2 (ja) * | 1976-06-07 | 1985-10-30 | 松下電器産業株式会社 | 残留側波帯通信方式用濾波器 |
-
1984
- 1984-02-13 JP JP59025482A patent/JP2509165B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 柳沢健、全光磐著「アクティブフィルタの設計」１９９３年株式会社産報発行１２２頁表７．１３ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60169213A (ja) | 1985-09-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |