JPS6411167B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6411167B2 JPS6411167B2 JP56179547A JP17954781A JPS6411167B2 JP S6411167 B2 JPS6411167 B2 JP S6411167B2 JP 56179547 A JP56179547 A JP 56179547A JP 17954781 A JP17954781 A JP 17954781A JP S6411167 B2 JPS6411167 B2 JP S6411167B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- bandpass filter
- voltage
- input
- variable impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は能動フイルタ、特に同調可能な帯域通
過／帯域除去フイルタに関する。
過／帯域除去フイルタに関する。
多重帰還路（以下MFPという）フイルタは帯
域通過及び帯域除去（ノツチ）機能を有し、種々
の能動フイルタ応用技術に使用され、当業者には
周知である。同調可能な能動RCフイルタはMFP
フイルタの一例であり、特にＱが高く且つ広い周
波数範囲で一定であるため広く使用されている。
フイルタのＱは周波数、受動抵抗Ｒ及びキヤパシ
タンスＣの要素の関数で表わされるが、従来はＱ
を一定にするため２個以上の連動する可変素子が
必要であつた。
域通過及び帯域除去（ノツチ）機能を有し、種々
の能動フイルタ応用技術に使用され、当業者には
周知である。同調可能な能動RCフイルタはMFP
フイルタの一例であり、特にＱが高く且つ広い周
波数範囲で一定であるため広く使用されている。
フイルタのＱは周波数、受動抵抗Ｒ及びキヤパシ
タンスＣの要素の関数で表わされるが、従来はＱ
を一定にするため２個以上の連動する可変素子が
必要であつた。
本発明によれば、広い周波数範囲で良好なＱを
示し、単一の可変インピーダンス素子により同調
可能であるMFP帯域通過又は帯域除去フイルタ
が得られる。略一定のＱは可変インピーダンス同
調素子にテブナンの等価電圧源を接続することに
より得られる。ここでテブナンの等価電圧源とは
帯域除去出力電圧の所定の一定分割電圧又はその
等価値である。
示し、単一の可変インピーダンス素子により同調
可能であるMFP帯域通過又は帯域除去フイルタ
が得られる。略一定のＱは可変インピーダンス同
調素子にテブナンの等価電圧源を接続することに
より得られる。ここでテブナンの等価電圧源とは
帯域除去出力電圧の所定の一定分割電圧又はその
等価値である。
本発明の好適な実施例では従来形式の能動RC
フイルタに単一の同調用抵抗器を設け、その一端
を入力信号電圧及び帯域通過フイルタの出力電圧
の結合より得られる電圧源に接続している。
フイルタに単一の同調用抵抗器を設け、その一端
を入力信号電圧及び帯域通過フイルタの出力電圧
の結合より得られる電圧源に接続している。
従つて本発明の目的は帯域通過及び除去フイル
タ機能を有し、所定の周波数範囲全域で略一定の
Ｑを呈し且つ単一の可変インピーダンス素子によ
り同調可能である能動フイルタを提供することで
ある。
タ機能を有し、所定の周波数範囲全域で略一定の
Ｑを呈し且つ単一の可変インピーダンス素子によ
り同調可能である能動フイルタを提供することで
ある。
本発明の他の目的は帯域除去フイルタの出力電
圧の或る一定分割電圧であるテブナンの等価電圧
源に能動RCフイルタの同調用抵抗器の一端を接
続することである。
圧の或る一定分割電圧であるテブナンの等価電圧
源に能動RCフイルタの同調用抵抗器の一端を接
続することである。
本発明の他の目的、特徴及び効果は添付図面を
参照して行なう以下の説明より当業者には明らか
となろう。
参照して行なう以下の説明より当業者には明らか
となろう。
図面を参照すると、第１図は従来の帯域通過／
除去フイルタの詳細なブロツク線図であり、入力
信号VINは入力端子１０を介して帯域通過フイル
タ１２及び加算器１４に印加される。帯域通過フ
イルタ１２は、MFPを有する反転型演算増幅器
を含む能動RCフイルタであり、信号を反転させ、
周波数f0を中心とした周辺周波数を通過させる。
説明上、帯域通過フイルタ出力信号をVBPとす
る。帯域通過フイルタの出力信号VBPは加算器１
４で入力信号VINと代数的に加算され、帯域除去
出力信号VBRを出力端子１６より得る。
除去フイルタの詳細なブロツク線図であり、入力
信号VINは入力端子１０を介して帯域通過フイル
タ１２及び加算器１４に印加される。帯域通過フ
イルタ１２は、MFPを有する反転型演算増幅器
を含む能動RCフイルタであり、信号を反転させ、
周波数f0を中心とした周辺周波数を通過させる。
説明上、帯域通過フイルタ出力信号をVBPとす
る。帯域通過フイルタの出力信号VBPは加算器１
４で入力信号VINと代数的に加算され、帯域除去
出力信号VBRを出力端子１６より得る。
フイルタ理論は周知であり、周波数f0を中心と
する通過帯域幅であるフイルタ選択度は、MFP
における周波数、受動抵抗Ｒ及びキヤパシタンス
Ｃのインピーダンス素子の関数であるＱに依存す
る。フイルタ１２は加算点及び接地間に接続され
た可変抵抗器１８の如き単一の可変インピーダン
ス同調素子の調整により任意の特定中心周波数f0
が得られる。抵抗器１８の調節により中心周波数
f0を変化させた場合のＱの変化が第２図に両対数
グラフで示され、ここで接地された抵抗器１８に
よるＱの変化はｍ＝０で表わされた略直線とな
る。図から解る様に、中心周波数がf0からKf0に
調整されると、Ｑはそれに比例して増加する。
する通過帯域幅であるフイルタ選択度は、MFP
における周波数、受動抵抗Ｒ及びキヤパシタンス
Ｃのインピーダンス素子の関数であるＱに依存す
る。フイルタ１２は加算点及び接地間に接続され
た可変抵抗器１８の如き単一の可変インピーダン
ス同調素子の調整により任意の特定中心周波数f0
が得られる。抵抗器１８の調節により中心周波数
f0を変化させた場合のＱの変化が第２図に両対数
グラフで示され、ここで接地された抵抗器１８に
よるＱの変化はｍ＝０で表わされた略直線とな
る。図から解る様に、中心周波数がf0からKf0に
調整されると、Ｑはそれに比例して増加する。
可変インピーダンス同調素子にテブナンの等価
電圧源を接続することにより略一定のＱが得られ
ることが判明した。ここでテブナンの等価電圧源
とは帯域除去出力信号の所定の一定分割電圧、又
はその等価値である。このことは第３Ａ図に示さ
れ、図中、MFPフイルタ２０は第１図の帯域通
過フイルタ１２と略同じものである。MFPフイ
ルタ２０は、適当な電圧VTHの電圧源２４に直列
に接続された単一の可変インピーダンス同調素子
２２を有する。帯域除去出力電圧VBRは入力信号
電圧VIN及び帯域通過フイルタの反転出力電圧
VBPの和であるので、テブナンの等価電圧源VTH
は入力端子２６及び出力端子２８の信号から得ら
れ、VTH＝mVBR＝ｍ（VIN＋VBP）として表わせ
る。ここで係数ｍは使用する特定のフイルタの正
確な性質、フイルタの当初の設計及び特性に依存
し、第２図の曲線に示す様に特定の周波数範囲に
対して定性的に決定し得る。ｍ＜０の値について
はm4＜０で表わされる曲線まで減少するにつれ
て、Ｑの変化が少なくなる。
電圧源を接続することにより略一定のＱが得られ
ることが判明した。ここでテブナンの等価電圧源
とは帯域除去出力信号の所定の一定分割電圧、又
はその等価値である。このことは第３Ａ図に示さ
れ、図中、MFPフイルタ２０は第１図の帯域通
過フイルタ１２と略同じものである。MFPフイ
ルタ２０は、適当な電圧VTHの電圧源２４に直列
に接続された単一の可変インピーダンス同調素子
２２を有する。帯域除去出力電圧VBRは入力信号
電圧VIN及び帯域通過フイルタの反転出力電圧
VBPの和であるので、テブナンの等価電圧源VTH
は入力端子２６及び出力端子２８の信号から得ら
れ、VTH＝mVBR＝ｍ（VIN＋VBP）として表わせ
る。ここで係数ｍは使用する特定のフイルタの正
確な性質、フイルタの当初の設計及び特性に依存
し、第２図の曲線に示す様に特定の周波数範囲に
対して定性的に決定し得る。ｍ＜０の値について
はm4＜０で表わされる曲線まで減少するにつれ
て、Ｑの変化が少なくなる。
これまで、本発明はインピーダンス素子２２と
直列接続したテブナンの等価電圧源を用いて構成
され、試験されたが、第３Ｂ図に示すようにノー
トンの等価電流源３０をインピーダンス素子２２
に並列に接続しても同様の動作をすると考えられ
る。
直列接続したテブナンの等価電圧源を用いて構成
され、試験されたが、第３Ｂ図に示すようにノー
トンの等価電流源３０をインピーダンス素子２２
に並列に接続しても同様の動作をすると考えられ
る。
第４Ａ乃至４Ｃ図はテブナンの等価電圧VTHを
供給するための種々の具体例である。第４Ａ図に
おいては帯域除去電圧VBRは抵抗器４０及び４２
を含む分圧回路網を介して電圧ホロワ増幅器４４
に印加される。この回路では、電圧VTHは正の値
であり、第２図に示すｍ＞０の曲線を生じる。第
４Ｂ図においては、帯域除去電圧VBRが増幅器４
６、入力抵抗器４８及び帰還抵抗器５０を含む反
転演算増幅器に印加される。この回路ではVTHは
所望の負の値となり、その値は使用する入力抵抗
器４８及び帰還抵抗器５０の比によつて決まる。
この場合のＱは第２図に示される曲線m1乃至m4
のいずれによつても表わすことができる。第４Ｃ
図において、入力信号電圧VIN、帯域通過信号電
圧VBP及び接地電位は抵抗器５２，５４及び５６
を含む分圧回路網を介して電圧ホロワ増幅器５８
へ印加され、抵抗値は電圧VTHを負の値にするよ
うに選ばれる。この場合のＱは第２図に示される
曲線m1乃至m4のいずれによつても表わされる。
当然、理想状態はＱが曲線m4で表わされる状態
である。
供給するための種々の具体例である。第４Ａ図に
おいては帯域除去電圧VBRは抵抗器４０及び４２
を含む分圧回路網を介して電圧ホロワ増幅器４４
に印加される。この回路では、電圧VTHは正の値
であり、第２図に示すｍ＞０の曲線を生じる。第
４Ｂ図においては、帯域除去電圧VBRが増幅器４
６、入力抵抗器４８及び帰還抵抗器５０を含む反
転演算増幅器に印加される。この回路ではVTHは
所望の負の値となり、その値は使用する入力抵抗
器４８及び帰還抵抗器５０の比によつて決まる。
この場合のＱは第２図に示される曲線m1乃至m4
のいずれによつても表わすことができる。第４Ｃ
図において、入力信号電圧VIN、帯域通過信号電
圧VBP及び接地電位は抵抗器５２，５４及び５６
を含む分圧回路網を介して電圧ホロワ増幅器５８
へ印加され、抵抗値は電圧VTHを負の値にするよ
うに選ばれる。この場合のＱは第２図に示される
曲線m1乃至m4のいずれによつても表わされる。
当然、理想状態はＱが曲線m4で表わされる状態
である。
本発明によるテブナンの等価電圧源を使用した
帯域通過フイルタの実用的な実施例を第５図に示
す。ｍ（VIN＋VBP）の値を定性的に求めるため、
一例として実際の素子の値を示す。帯域通過フイ
ルタ１２′は増幅器６０、キヤパシタ６２及び６
４、抵抗器６６及び６８を含み、抵抗器７０は単
一の可変インピーダンス同調素子である。帯域除
去、即ちノツチ・フイルタ作用のため、入力電圧
VIN及び帯域通過フイルタの出力信号電圧VBPは
夫々入力抵抗器７４及び７６を介して、増幅器７
８及び帰還抵抗器８０を含む加算器１４′に印加
される。
帯域通過フイルタの実用的な実施例を第５図に示
す。ｍ（VIN＋VBP）の値を定性的に求めるため、
一例として実際の素子の値を示す。帯域通過フイ
ルタ１２′は増幅器６０、キヤパシタ６２及び６
４、抵抗器６６及び６８を含み、抵抗器７０は単
一の可変インピーダンス同調素子である。帯域除
去、即ちノツチ・フイルタ作用のため、入力電圧
VIN及び帯域通過フイルタの出力信号電圧VBPは
夫々入力抵抗器７４及び７６を介して、増幅器７
８及び帰還抵抗器８０を含む加算器１４′に印加
される。
本実施例のテブナンの等価電圧源２４′は第４
Ｃ図に示す型のものであり、分圧抵抗器８２乃至
９２、演算増幅器９４及びその帰還抵抗器９６を
含んでいる。
Ｃ図に示す型のものであり、分圧抵抗器８２乃至
９２、演算増幅器９４及びその帰還抵抗器９６を
含んでいる。
この実施例では、周波数の調整は周波数f0乃至
Kf0（Ｋ3.2）の範囲でハーフ・デイーケード
（half−decade）ステツプで行なう。第２図に示
す曲線m4を参照すると、m4はＱの変化が最小に
なる様に最適に選択され、その最大値Qmax及び
最小他Qmin及びＫは数学的に次の様に定義され
る。
Kf0（Ｋ3.2）の範囲でハーフ・デイーケード
（half−decade）ステツプで行なう。第２図に示
す曲線m4を参照すると、m4はＱの変化が最小に
なる様に最適に選択され、その最大値Qmax及び
最小他Qmin及びＫは数学的に次の様に定義され
る。
従つて、この実施例ではＱの最大変化は比
1.174に保たれ、周波数帯域の全域における平均
値に関していえば約±8.7％である。ほとんどの
実際上の用途では、この実施例によるＱは略一定
とみてよい。
1.174に保たれ、周波数帯域の全域における平均
値に関していえば約±8.7％である。ほとんどの
実際上の用途では、この実施例によるＱは略一定
とみてよい。
この回路の他の利点は、ｍを最適な負の値に選
定するときのＱの減少により示唆される様に、増
幅器６０及び同調抵抗器７０による雑音の影響が
充分減少することである。このことは低歪が重要
な場合、最適な信号レベルを確立するために特に
有効である。
定するときのＱの減少により示唆される様に、増
幅器６０及び同調抵抗器７０による雑音の影響が
充分減少することである。このことは低歪が重要
な場合、最適な信号レベルを確立するために特に
有効である。
以上の説明は好適な実施例のみについてのもの
であるが、本発明の要旨を逸脱せずに種々の変更
及び変形をなし得ることは当業者には明らかであ
ろう。
であるが、本発明の要旨を逸脱せずに種々の変更
及び変形をなし得ることは当業者には明らかであ
ろう。
上述せる本発明能動フイルタによれば、所定周
波数範囲内では、帯域通過フイルタの通過周波数
の変更に拘わらず、帯域フイルタのＱがほぼ一定
になるという効果を有する。
波数範囲内では、帯域通過フイルタの通過周波数
の変更に拘わらず、帯域フイルタのＱがほぼ一定
になるという効果を有する。
第１図は従来の帯域通過／帯域除去フイルタの
詳細なブロツク線図、第２図は本発明によるフイ
ルタに関連したＱ対周波数の両対数グラフ、第３
Ａ図及び第３Ｂ図は単一の可変インピーダンス同
調素子を有するMFPフイルタに接続するための
テブナンの等価電圧源及びノートンの等価電流源
を夫々示すブロツク線図、第４Ａ図乃至第４Ｃ図
はテブナンの等価電圧源の代表例、第５図は本発
明による能動フイルタの実用的な実施例を示す回
路図である。 図中において、１２′及び２０は帯域通過フイ
ルタ、２２及び７０は可変インピーダンス同調素
子、２４及び２４′は電圧源である。
詳細なブロツク線図、第２図は本発明によるフイ
ルタに関連したＱ対周波数の両対数グラフ、第３
Ａ図及び第３Ｂ図は単一の可変インピーダンス同
調素子を有するMFPフイルタに接続するための
テブナンの等価電圧源及びノートンの等価電流源
を夫々示すブロツク線図、第４Ａ図乃至第４Ｃ図
はテブナンの等価電圧源の代表例、第５図は本発
明による能動フイルタの実用的な実施例を示す回
路図である。 図中において、１２′及び２０は帯域通過フイ
ルタ、２２及び７０は可変インピーダンス同調素
子、２４及び２４′は電圧源である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号が印加され、入力端及び出力端間に
１個以上のインピーダンス要素を有する多重帰還
路を設けた反転増幅器を含む帯域通過フイルタ
と、 一端が上記反転増幅器の入力側に接続され、上
記帯域通過フイルタの通過周波数を選択する単一
の可変インピーダンス同調素子と、 上記帯域通過フイルタの出力信号及び上記入力
信号の和に応じた電圧を上記可変インピーダンス
同調素子の他端に供給し、所定周波数範囲にわた
つて上記帯域通過フイルタのＱをほぼ一定に調整
する電圧源とを具え、 上記帯域通過フイルタより出力信号を得るよう
にしたことを特徴とする能動フイルタ。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/206,114 US4382233A (en) | 1980-11-12 | 1980-11-12 | Multiple-feedback path filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57111114A JPS57111114A (en) | 1982-07-10 |
| JPS6411167B2 true JPS6411167B2 (ja) | 1989-02-23 |
Family
ID=22765037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56179547A Granted JPS57111114A (en) | 1980-11-12 | 1981-11-09 | Active filter |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4382233A (ja) |
| JP (1) | JPS57111114A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4521702A (en) * | 1982-10-13 | 1985-06-04 | The United States Of America As Represented By The Administrator, National Aeronautics And Space Administration | Reactanceless synthesized impedance bandpass amplifier |
| JP3676899B2 (ja) * | 1997-03-11 | 2005-07-27 | 三菱電機株式会社 | 内燃機関用のイオン電流検出装置 |
| TWI257767B (en) * | 2005-03-03 | 2006-07-01 | Realtek Semiconductor Corp | Filtering device having multiple inputs and multiple feedback paths |
| DE102010043730A1 (de) * | 2010-11-10 | 2012-05-10 | Intel Mobile Communications GmbH | Strom-Spannungs-Wandler, Empfänger, Verfahren zum Bereitstellen eines Spannungssignals und Verfahren zum Empfangen eines Empfangssignals |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2059728C3 (de) * | 1970-12-04 | 1973-09-20 | Wandel U. Goltermann, 7410 Reutlingen | Spulenloser Dampfungs und Lauf zeitentzerrer |
| JPS5331368A (en) * | 1976-09-02 | 1978-03-24 | Biyoushitsu Nana Yuugen | Method of and apparatus for removing dirt from dress |
-
1980
- 1980-11-12 US US06/206,114 patent/US4382233A/en not_active Expired - Lifetime
-
1981
- 1981-11-09 JP JP56179547A patent/JPS57111114A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4382233A (en) | 1983-05-03 |
| JPS57111114A (en) | 1982-07-10 |
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