JP2022072838A

JP2022072838A - モータ制御装置

Info

Publication number: JP2022072838A
Application number: JP2020182494A
Authority: JP
Inventors: 敏一木; Satoshi Ichiki; 直樹川口; Naoki Kawaguchi
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2020-10-30
Filing date: 2020-10-30
Publication date: 2022-05-17

Abstract

【課題】実用的なモータ制御装置を実現すること。【解決手段】回転座標と固定座標とを用いてモータＭの駆動を制御するモータ制御装置１０において、位相算出部１４は、電流位相とモータＭの誘起電圧位相との間の位相差βを算出し、電圧制御部１６は、固定座標でのモータＭの相電圧を変化させることにより位相差βを目標位相差β＊に制御する。また、位相算出部１４は、相電圧と、固定座標でのモータＭの相電流と、相電圧の位相と相電流の位相との間の位相差（α－β）とに基づいて位相差βを算出する。【選択図】図１

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。また、モータを駆動するための技術としてベクトル制御が知られている。ベクトル制御とは、ロータの永久磁石が作る磁束の方向にｄ軸を、ｄ軸と直交する方向にｑ軸をそれぞれ定め、モータ駆動電圧およびモータ電流を、ｄｑ座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとしてとらえて制御する制御方法である。さらに、位置センサレス方式とベクトル制御とを組み合わせてモータを駆動する技術（以下では「位置センサレスベクトル制御」と呼ぶことがある）も知られている。

位置センサレスベクトル制御を行うモータ制御装置の一つに、モータ駆動電圧とモータ電流との間の位相差と、モータ誘起電圧（以下では「ＥＭＦ」と呼ぶことがある）を基準としたときのモータ駆動電圧の電圧位相（以下では「電圧－ＥＭＦ位相差」と呼ぶことがある）とから、モータ電流の電流位相（以下では「電流－ＥＭＦ位相差」と呼ぶことがある）を推定し、推定した電流－ＥＭＦ位相差が０（ゼロ）になる（モータトルクが最大となる）ようにモータ駆動電圧を制御するものがある（特許文献１）。

特開２０１２－１８６９１１号公報

しかし、上述したモータ制御装置では、電圧・電流方程式の“R+jωL”において虚数項“jωL”が実数項“R”に対して無視できるという近似の下でモータ駆動電圧の電圧位相（電圧－ＥＭＦ位相差）を推定している。この近似は、抵抗Ｒに対して巻線インダクタンスＬを無視する近似であり、例えば巻線部に鉄心を持たないコアレスモータ等でなければ成立しない近似である。このようなモータの用途は限定的であると考えられるため、上述したモータ制御装置は実用的でない。

そこで、本開示では、実用的なモータ制御装置を実現できる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、モータの駆動を制御し、算出部と、制御部とを有する。前記算出部は、前記モータのモータ電流と前記モータの誘起電圧との位相差である第一位相差を算出する。前記制御部は、固定座標での前記モータの相電圧を変化させることにより前記第一位相差を目標値に制御する。また、前記算出部は、前記相電圧と、固定座標での前記モータの相電流と、前記相電圧と前記相電流との位相差である第二位相差とに基づいて、前記第一位相差を算出する。

開示の技術によれば、実用的なモータ制御装置を実現できる。

図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図２は、本開示の実施例のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。図３は、本開示の実施例のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

［実施例］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１０は、位置センサレスベクトル制御によりモータＭの駆動を制御するモータ制御装置であり、電圧算出部１１と、インバータ１２と、電流測定部１３と、位相算出部１４と、メモリ１５と、電圧制御部１６とを有する。電圧算出部１１、電流測定部１３、位相算出部１４及び電圧制御部１６は、ハードウェアとして、例えばＭＣＵ（Micro Control Unit）により実現される。モータ制御装置１０によって制御されるモータＭの一例として、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））が挙げられる。インバータ１２の一例として、電圧型インバータが挙げられる。

＜モータ制御装置の動作＞
図２及び図３は、本開示の実施例のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

図２には、モータＭの駆動時にモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相へ印加される電圧（以下では「相電圧」と呼ぶことがある）と、相電圧の印加によってモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に発生する電流（以下では「相電流」と呼ぶことがある）と、無負荷時のモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の誘起電圧（以下では「モータ誘起電圧」又は「ＥＭＦ」と呼ぶことがある）との関係を示す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの何れか１相における関係を示し、残りの２相については、図２に示す１相における関係と同様の関係になるため図示を省略する。

モータ誘起電圧はｄ軸と直交する（ｑ軸と同位相となる）。図２に示すように、モータ誘起電圧を基準にし、相電圧Ｖopの位相とモータ誘起電圧の位相の位相差（電圧－ＥＭＦ位相差）を“α”と表し、相電流Ｉopの位相とモータ誘起電圧の位相との間の位相差（電流－ＥＭＦ位相差、または第一位相差）を“β”と表した場合、相電圧Ｖopの位相と相電流Ｉopの位相との間の位相差（電圧－電流位相差、または第二位相差）は“α－β”と表すことができる。

従来の位置センサベクトル制御では、ロータ位置推定のために複雑な演算（３相－２相変換、軸誤差の演算など）を行っており、モータＭの駆動中に高速な演算処理が必要となる。ここで、モータ誘起電圧（ＥＭＦ）はｄ軸と直交する（ｑ軸と同位相となる）。つまり、ロータ位置とモータ誘起電圧の位相とは一対一で対応しているため、モータ誘起電圧の位相を検出することはロータ位置を検出することに相当し、また、電流－ＥＭＦ位相差βはロータ位置と相電流Ｉopの位相差に相当する。よって、電流－ＥＭＦ位相差βが分かれば、ロータ位置を推定する場合と同様にモータ電流をベクトル制御することが可能となる。しかし、位置センサを利用しない位置センサレスベクトル制御においてモータＭの駆動中にモータ誘起電圧の位相を測定することは困難である。一方で、相電圧Ｖop、相電流Ｉop及び電圧－電流位相差（α－β）をモータＭの駆動中に測定することは可能である。

そこで、以下では、測定可能な電圧－電流位相差（α－β）から、測定不可能な電流－ＥＭＦ位相差βを算出する。

三角関数の加法定理を用いると、電圧－電流位相差（α－β）は式（１）及び式（２）のようを表される。
sin(α-β)=sin(α)cos(β)-cos(α)sin(β) …(1)
cos(α-β)=cos(α)cos(β)+sin(α)sin(β) …(2)

また、図３に、回転座標における電圧－ＥＭＦ位相差α及び電流－ＥＭＦ位相差βを用いたベクトル図を示す。図３に示すように、電圧－ＥＭＦ位相差αは、回転座標におけるｑ軸からの電圧Ｖの回転角に相当し、電流－ＥＭＦ位相差βは、回転座標におけるｑ軸からの電流Ｉの回転角に相当する。

よって、式（１）及び式（２）における各要素は、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸電流Ｉｄを用いて、式（３－１）～式（３－４）のように表される。
cos(α)=Vq/V …(3-1)
cos(β)=Iq/I …(3-2)
sin(α)=-Vd/V …(3-3)
sin(β)=-Id/I …(3-4)

式（３－１）～式（３－４）を用いると、式（１）は式（４）のように変形され、式（２）は式（５）のように変形される。
sin(α-β)=(-Vd・Iq+Vq・Id)/(V・I) …(4)
cos(α-β)=(Vq・Iq+Vd・Id)/(V・I) …(5)

また、回転座標でのｄ軸に関する電圧方程式を式（６－１）に示し、回転座標でのｑ軸に関する電圧方程式を式（６－２）及び式（６－３）に示す。実用的には急停止や急加速等の急激な過渡応答はモータＭに必要とされないため、式（６－１）～式（６－３）では電流の微分項が省略されている。式（６－１）～式（６－３）において、“Ｒ”はモータＭの巻線抵抗、“ω”はロータの角速度、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンス、“φ”はモータＭのロータの磁束量、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンスを示す。
Vd=R・Id-ω・Lq・Iq …(6-1)
Vq=ω・Lq・Id+R・Iq+ΔL・ω・Id+ω・φ …(6-2)
ΔL=Ld-Lq …(6-3)

式（４）及び式（５）に式（６－１）及び式（６－２）を代入して整理すると、式（７）及び式（８）が得られる。
Id=(V・I・sin(α-β)-ω・Lq・I²)/(ΔL・ω・Id+ω・φ) …(7)
Iq=(V・I・cos(α-β)-R・I²)/(ΔL・ω・Id+ω・φ) …(8)

式（７）を式（８）によって除算すると式（９）が得られる。
Id/Iq=(V・I・sin(α-β)-ω・Lq・I²)/(V・I・cos(α-β)-R・I²) …(9)

図３より電流－ＥＭＦ位相差βは式（１０）によって表されるため、電流－ＥＭＦ位相差βと電圧－電流位相差（α－β）との関係は式（９）及び式（１０）から式（１１）によって表される。
β=tan^-1(Id/Iq) …(10)
β=tan^-1｛(V・sin(α-β)-ω・Lq・I)/(V・cos(α-β)-R・I)｝ …(11)

式（１１）において、Ｖ，α－β，ω，Ｉは測定可能であり、かつ、Ｌｑ，ＲはモータＭに依存する定数であるため、式（１１）は、モータＭが定常状態にあるという条件の下で近似や仮定を一切含まない式となり、モータＭの回転中は常に成立する。

ここで、式（１１）における電圧Ｖ及び電流Ｉは、図３に示す回転座標における電圧及び電流である。これに対し、式（１１）では、分母及び分子の双方に電圧Ｖの項及び電流Ｉの項が存在するため、回転座標の２相電圧・２相電流を固定座標の３相電圧・３相電流に変換するための変換係数は分母と分子との間で消去される。よって、電流－ＥＭＦ位相差βの算出にあたり、式（１１）における電圧Ｖ及び電流Ｉに代えて、固定座標での３相の相電圧Ｖop及び相電流Ｉopを用いることが可能である。よって、式（１１）を式（１２）のように表すことが可能である。
β=tan^-1｛(Vop・sin(α-β)-ω・Lq・Iop)/(Vop・cos(α-β)-R・Iop)｝ …(12)

そこで、以下では、式（１２）を利用したモータ制御について述べる。まず図１において、電圧算出部１１及び位相算出部１４には、モータ制御装置１０の外部（例えば、上位のコントローラ）から目標角速度ω^＊が入力される。

電圧算出部１１は、目標角速度ω^＊と、電圧制御部１６から入力される電圧Ｖとに基づいて、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相電圧指令値Ｖｗ^＊を算出し、算出した３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をインバータ１２及び位相算出部１４へ出力する。

インバータ１２は、３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づいてスイッチングを行うことにより３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、生成した交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相へ印加する。また、インバータ１２は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成したときのスイッチングの状態を示す情報（以下では「スイッチング情報」と呼ぶことがある）を電流測定部１３へ出力する。

電流測定部１３は、スイッチング情報に基づいて、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ及びＷ相電流値Ｉｗを測定し、測定した３相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを位相算出部１４へ出力する。

ここで、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊、及び、Ｕ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗは、固定座標における３相の電圧及び電流である。

位相算出部１４は、以下のようにして、式（１２）に従って、電流－ＥＭＦ位相差βを算出する。すなわち、位相算出部１４は、メモリ１５に予め記憶されている巻線抵抗Ｒ及びｑ軸インダクタンスＬｑをメモリ１５から取得する。また、位相算出部１４は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊またはＷ相電圧指令値Ｖｗ^＊の何れか一つを相電圧Ｖopとして用いるとともに、Ｕ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値ＩｖまたはＷ相電流値Ｉｗの何れか一つを相電流Ｉopとして用いて、電圧－電流位相差（α－β）を算出する。位相算出部１４は、相電圧ＶopとしてＵ相電圧指令値Ｖｕ^＊を用いたときは相電流ＩopとしてＵ相電流値Ｉｕを用い、相電圧ＶopとしてＶ相電圧指令値Ｖｖ^＊を用いたときは相電流ＩopとしてＶ相電流値Ｉｖを用い、相電圧ＶopとしてＷ相電圧指令値Ｖｗ^＊を用いたときは相電流ＩopとしてＷ相電流値Ｉｗを用いる。また、実用上はモータＭの機械的時定数が支配的となるため、位相算出部１４は、式（１２）における角速度ωとして目標角速度ω^＊を用いる。そして、位相算出部１４は、相電圧Ｖop、電圧－電流位相差（α－β）、目標角速度ω^＊、ｑ軸インダクタンスＬｑ、相電流Ｉop、及び、巻線抵抗Ｒに基づいて、式（１２）に従って、電流－ＥＭＦ位相差βを算出する。位相算出部１４は、算出した電流－ＥＭＦ位相差βを電圧制御部１６へ出力する。

電圧制御部１６は、メモリ１５に予め記憶されている目標位相差β^＊をメモリ１５から取得する。そして、電圧制御部１６は、電流－ＥＭＦ位相差βと目標位相差β^＊とを比較してＰＩ（Proportional Integral）演算を行うことにより、電圧算出部１１へ出力する電圧Ｖを制御する。電圧算出部１１へ出力される電圧Ｖは、図３に示す回転座標における２相の電圧ベクトルの絶対値である。目標位相差β^＊に基づいて電圧Ｖが制御されると電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が変化し、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が変化すると、電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが変化する。その結果、位相算出部１４によって算出される電流－ＥＭＦ位相差βは目標位相差β^＊に到達する。つまり、電圧制御部１６は、モータＭの相電圧に相当する電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を変化させることにより、電流－ＥＭＦ位相差βを目標位相差β^＊に制御する。

ここで、モータＭの特性に応じた目標位相差β^＊を予めメモリ１５に記憶しておくと良い。例えば、モータＭが突極性を有するＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである場合は、モータ電流に対して最も効率的にモータトルクを発生させる「最大トルク／電流制御」の電流－ＥＭＦ位相差βを目標位相差β^＊として予めメモリ１５に記憶しておくと良い。また例えば、モータＭが突極性を有しないＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータである場合は、ｄ軸電流ゼロ制御における電流－ＥＭＦ位相差β（つまり、β＝０）を目標位相差β^＊として予めメモリ１５に記憶しておくと良い。

また、電圧－電流位相差（α－β）は図２に示す相電圧Ｖop及び相電流Ｉopの３相分の各ゼロクロスポイントにおいて算出可能なため、式（１２）に従って算出される電流－ＥＭＦ位相差βは、電気角度６０°毎に離散的に算出される。これに対し、電流－ＥＭＦ位相差βの離散的な算出による時間遅れが問題となる場合は、電圧及び電流を３相から２相に変換し、変換後の電圧及び電流の絶対値を√(2/3)倍することで算出可能なリアルタイムの相電圧Ｖop及び相電流Ｉopを用いて電流－ＥＭＦ位相差βを算出すると良い。

以上、実施例について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１０）は、回転座標と固定座標とを用いてモータ（実施例のモータＭ）の駆動を制御し、算出部（実施例の位相算出部１４）と、制御部（実施例の電圧制御部１６）とを有する。算出部は。電流位相とモータの誘起電圧位相との間の第一位相差（実施例の電流－ＥＭＦ位相差β）を算出する。制御部は、固定座標でのモータの相電圧（実施例の相電圧Ｖop）を変化させることにより第一位相差を目標値（実施例の目標位相差β^＊）に制御する。また、算出部は、相電圧と、固定座標でのモータの相電流（実施例の相電流Ｉop）と、相電圧の位相と相電流の位相との間の第二位相差（実施例の電圧－電流位相差（α－β））とに基づいて第一位相差を算出する。

例えば、算出部は、式（１２）に従って第一位相差を算出する。

こうすることで、固定座標での相電圧及び相電流を用いて電流－ＥＭＦ位相差を直接導出できる。従って、近似を用いずに第一位相差を算出することができるため、多様な用途（例えば空気調和機の圧縮機用モータや送風ファン用モータなど）に用いることができる実用的なモータ制御装置を実現できる。

１０モータ制御装置
１１電圧算出部
１２インバータ
１３電流測定部
１４位相算出部
１５メモリ
１６電圧制御部

Claims

モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
前記モータのモータ電流と前記モータの誘起電圧との位相差である第一位相差を算出する算出部と、
固定座標での前記モータの相電圧を変化させることにより前記第一位相差を目標値に制御する制御部と、を具備し、
前記算出部は、前記相電圧と、固定座標での前記モータの相電流と、前記相電圧と前記相電流との位相差である第二位相差とに基づいて、前記第一位相差を算出する、
モータ制御装置。
前記算出部は、下記式（１）式に従って前記第一位相差を算出する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
β=tan^-1｛(Vop・sin(α-β)-ω・Lq・Iop)/(Vop・cos(α-β)-R・Iop)｝ …(1)
ただし、上記式（１）において、“β”は前記第一位相差、“Vop”は前記相電圧、“Iop”は前記相電流、“α-β”は前記第二位相差、“ω”は前記モータの角速度、“Lq”は前記モータのｑ軸インダクタンス、“R”は前記モータの巻線抵抗である。