JP2022038771A - Ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】同期整流トランジスタ（以下、Ｔｒ）のオン抵抗の抵抗値が変動した場合においても、電力変換の効率低下を抑制したＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＮＭＯＳＴｒと、ＮＭＯＳＴｒの両端の電圧に基づき逆電流を検出する逆流検出回路３０Ａを具備するＤＣ－ＤＣコンバータであって、逆流検出回路３０Ａは、ゲートが節点Ｎ３と接続されるＰＭＯＳＴｒ３１１と、ＰＭＯＳＴｒ３１１と直列に接続される抵抗３１５と、ゲートが節点Ｎ１と接続されるＰＭＯＳＴｒ３１２と、ＰＭＯＳＴｒ３１２と直列に接続される抵抗３１６と、抵抗３１５の節点Ｎ４と逆の端に接続されるドレインを含み、ＮＭＯＳＴｒと同じ導電型のＮＭＯＳＴｒ３１３を有する第１段差動入力回路３１０Ａと、ゲートが節点Ｎ４と接続されるＰＭＯＳＴｒ３２１と、ゲートが節点Ｎ５と接続されるＰＭＯＳＴｒ３２２を有する第２段差動入力回路３２０を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ入力電圧から異なるＤＣ出力電圧へ変換する機能を有する装置である。ＤＣ－ＤＣコンバータのうち、同期整流型コンバータは、例えば、スタンバイ時等の軽負荷時において、同期整流器である同期整流トランジスタをオフさせることによって、電力変換の効率を向上させることができる（特許文献１参照）。
同期整流トランジスタをオフさせるタイミングは、コイル電流が０（ゼロ）［Ａ］に近いほど、高い効率を得る観点から有利である。そこで、同期整流型コンバータでは、逆流検出回路が同期整流トランジスタの両端の電圧を検出し、コイル電流が０［Ａ］になるタイミングで同期整流トランジスタをオフさせている。
特開２０１９－１０３１９９号公報
しかしながら、同期整流トランジスタのオン抵抗の抵抗値は、いわゆるＰＶＴ（Process, Voltage, Temperature）バラツキによって変動する。同期整流トランジスタのオン抵抗の抵抗値の変動は、検出されるコイル電流値を変動させる。例えば、同期整流トランジスタのオン抵抗が設計値に対して大きい値に変動すると、同期整流トランジスタがオフするタイミングが遅れてしまう。同期整流トランジスタをオフするタイミングの遅れは、出力コンデンサの電荷を放電させてしまい、電力変換の効率を低下させてしまう。
本発明は、上述した事情を考慮し、同期整流トランジスタのオン抵抗の抵抗値が変動した場合においても、電力変換の効率低下を抑制したＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
本発明の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、同期整流トランジスタと、前記同期整流トランジスタの両端の電圧に基づいて、逆電流を検出する逆流検出回路と、を具備する同期整流型のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記逆流検出回路は、第１の入力端と接続されるゲートを含む第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタと直列に接続される第１の抵抗と、第２の入力端と接続されるゲートを含む第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと直列に接続される第２の抵抗と、を有する第１段差動入力回路と、前記第１のトランジスタと前記第１の抵抗との節点と接続されるゲートを含む第３のトランジスタと、前記第２のトランジスタと前記第２の抵抗との節点と接続されるゲートを含む第４のトランジスタと、を有する第２段差動入力回路と、を備え、前記第１段差動入力回路は、前記第１の抵抗の前記第１のトランジスタと接続される一端に対する他端に接続されるドレインを含み、前記同期整流トランジスタと同じ導電型の第５のトランジスタを、さらに有することを特徴とする。
本発明によれば、同期整流トランジスタのオン抵抗の抵抗値が変動した場合においても、電力変換の効率低下を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。 第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の構成例（第１構成例）を示す回路図である。 第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの動作波形を概略的に示す説明図である。 逆流検出回路内で発生するオフセット電圧を説明する説明図である。 時間に対する、検出電圧、オフセット電圧及び非反転入力端の電圧と、逆流検出回路内の２段目差動入力回路の第１の入力端の電圧及び第２の入力端の電圧と、出力端の電圧の関係を説明する説明図である。 （ａ）温度に対する同期整流トランジスタのオン抵抗及び第１構成例の逆流検出回路におけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。（ｂ）は入力電圧に対する同期整流トランジスタのオン抵抗及び第１構成例の逆流検出回路におけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。 第２の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の構成例（第２構成例）を示す回路図である。 （ａ）温度に対する同期整流トランジスタのオン抵抗及び第２構成例の逆流検出回路におけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。（ｂ）は入力電圧に対する同期整流トランジスタのオン抵抗及び第２構成例の逆流検出回路におけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。 本発明の第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。 第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の構成例（第３構成例）を示す回路図である。 第４の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の構成例（第４構成例）を示す回路図である。
以下、本発明の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータを、図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一例であるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの回路図である。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａは、いわゆる同期整流型の降圧ＤＣ－ＤＣコンバータである。ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａは、ＰＭＯＳトランジスタ１１と、ＮＭＯＳトランジスタ１２と、インダクタ２１と、出力キャパシタ２２と、逆流検出回路３０Ａと、制御回路を構成するインバータ４１及びＮＡＮＤ回路４２と、を具備している。逆流検出回路３０Ａは、オフセット電圧を持つコンパレータ３１によって構成されている。
ＰＭＯＳトランジスタ１１は、制御端子Ｔｃに接続されるゲートと、入力端子Ｔｉに接続されるソースと、ＮＭＯＳトランジスタ１２のドレインとインダクタ２１の第１端との節点Ｎ１と接続されるドレインと、を含んでいる。
同期整流トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１２は、ＮＡＮＤ回路４２の出力端と接続されるゲートと、節点Ｎ１と接続されるドレインと、接地端子４に接続されるソースと、を含んでいる。
インダクタ２１は、ＮＭＯＳトランジスタ１２のドレインと接続される第１端と、出力端子Ｔｏと接続される第２端と、を含んでいる。出力キャパシタ２２は、インダクタ２１の第２端と出力端子Ｔｏとの節点Ｎ２と接地端子４との間に接続されている。出力端子Ｔｏからは、出力端子Ｔｏに接続される外部回路（図示省略）へ出力電圧Ｖoutが出力される。
逆流検出回路３０Ａは、等価的には、コンパレータ３１と、オフセット電圧値Ｖosのオフセット電圧を発生するオフセット電圧源３２と、を有している。コンパレータ３１は、節点Ｎ１と接続される非反転入力端（＋）と、ＮＭＯＳトランジスタ１２のソースと接地端子４との節点Ｎ３にオフセット電圧源３２を介して接続される反転入力端（－）と、を含んでいる。オフセット電圧源３２は、節点Ｎ３に接続される正極と、反転入力端（－）に接続される負極と、を含んでいる。
コンパレータ３１は、正側電源端が電源端子３に接続され、負側電源端が接地端子４に接続されている。電源供給端子としての電源端子３は、電源電圧としての電圧ＶＤＤを供給する。電源供給端子としての接地端子４は、電源電圧としての接地電圧ＧＮＤを供給する。電圧ＶＤＤは、接地電圧ＧＮＤよりも高い電圧である。
図２は、第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の第１構成例である逆流検出回路３０Ａを示す回路図である。
逆流検出回路３０Ａは、例えば２段等の多段の差動入力回路を構成する第１，２段差動入力回路３１０Ａ，３２０と、ＮＭＯＳトランジスタ３３１と、インバータ３３２と、ＮＭＯＳトランジスタ３３１へ定電流を供給する定電流源３３９と、を備えている。
第１段差動入力回路３１０Ａは、第１のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ３１１と、第２のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ３１２と、第１の抵抗としての抵抗３１５と、第２の抵抗としての抵抗３１６と、を有している。ＰＭＯＳトランジスタ３１１，３１２の各ソースと電源端子３との間には、各ＰＭＯＳトランジスタ３１１，３１２へ定電流を供給する定電流源３１９が接続されている。また、第１段差動入力回路３１０Ａは、ＮＭＯＳトランジスタ１２と同じ導電型であるｎ型の第５のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ３１３を、さらに有している。
ＰＭＯＳトランジスタ３１１は、第１の入力端としての節点Ｎ３と接続されるゲートを含んでいる。ＰＭＯＳトランジスタ３１２は、第２の入力端としての節点Ｎ１と接続されるゲートを含んでいる。
抵抗３１５，３１６は、第１段差動入力回路３１０Ａにおける負荷抵抗である。抵抗３１５，３１６は、それぞれ、ＰＭＯＳトランジスタ３１１，３１２とそれぞれ直列に接続されている。ここで、抵抗３１５とＰＭＯＳトランジスタ３１１のドレインとの接続点を節点Ｎ４と呼称し、抵抗３１６とＰＭＯＳトランジスタ３１２のドレインとの接続点を節点Ｎ５と呼称する。
抵抗３１５は、ＰＭＯＳトランジスタ３１１のドレインと接続される一端としての第１端と、上記一端に対する他端であってＮＭＯＳトランジスタ３１３のドレインと接続される第２端と、を含んでいる。抵抗３１６は、ＰＭＯＳトランジスタ３１２のドレインと接続される第１端と、接地端子４と接続される第２端と、を含んでいる。抵抗３１５，３１６の抵抗値については、同じ値でもよいし、異なる値でもよい。
ＮＭＯＳトランジスタ３１３は、バイアス電圧ＶBIASを供給するバイアス回路３４０と接続されるゲートと、抵抗３１５の第２端に接続されるドレインと、接地端子４と接続されるソースと、を含んでいる。
第２段差動入力回路３２０は、第３のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ３２１と、第４のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ３２２と、を有している。ＰＭＯＳトランジスタ３２１のドレインには、ＮＭＯＳトランジスタ３２３のドレインが接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ３２２のドレインには、ＮＭＯＳトランジスタ３２４のドレインが接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ３２１，３２２の各ソースと電源端子３との間には、各ＰＭＯＳトランジスタ３２１，３２２へ定電流を供給する定電流源３２９が接続されている。
ＰＭＯＳトランジスタ３２１は、節点Ｎ４と接続されるゲートを含んでいる。ＰＭＯＳトランジスタ３２２は、節点Ｎ５と接続されるゲートを含んでいる。
ＮＭＯＳトランジスタ３２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３２１のドレインと接続されるドレインと、自己のドレインと接続（短絡）されるゲートと、接地端子４に接続されるソースと、を含んでいる。ＮＭＯＳトランジスタ３２４は、ＮＭＯＳトランジスタ３２３のゲート及びドレインと接続されるゲートと、ＰＭＯＳトランジスタ３２２のドレインに接続されるドレインと、接地端子４に接続されるソースと、を含んでいる。ＮＭＯＳトランジスタ３２３，３２４は、カレントミラー回路３２５を構成している。
出力トランジスタであるＮＭＯＳトランジスタ３３１は、ＰＭＯＳトランジスタ３２２及びＮＭＯＳトランジスタ３２４の節点に接続されるゲートと、定電流源３３９を介して電源端子３に接続されるドレインと、接地端子４に接続されるソースと、を含んでいる。インバータ３３２は、定電流源３３９とＮＭＯＳトランジスタ３３１との節点に接続される入力端と、出力端３１ｏと接続される出力端と、を含んでいる。
続いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの作用について説明する。
図３は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの動作波形として、制御端子Ｔｃの電圧Ｖｃ、出力端３１ｏの電圧ＶCMP、節点Ｎ１の電圧Ｖsw及びインダクタ２１を流れるコイル電流ＩLを概略的に示す説明図である。なお、図３では、図の簡略化の観点から、ＰＭＯＳトランジスタ１１とＮＭＯＳトランジスタ１２とが同時にオフするデッドタイム期間が省略されている。また、図３に示されるアッパーバー付きのＰＷＭは、電圧ＶｃがＰＭＯＳトランジスタ１１をオンさせるタイミングがロー（Ｌ）レベルであることを示している。
電圧Ｖｃ、電圧ＶCMP、電圧Ｖsw及びコイル電流ＩLは、何れも周期Ｔで周期的に変化する。電圧Ｖｃは、時刻０以降時刻ｔ１前まではＬレベルを維持し、時刻ｔ１でハイ（Ｈ）レベルへ遷移し、時刻ｔ１以降時刻ｔ３前まではＨレベルを維持し、時刻ｔ３でＬレベルへ遷移する。従って、ＰＭＯＳトランジスタ１１は、時刻０以降時刻ｔ１前まではオン状態、時刻ｔ１でオフし、時刻ｔ１以降時刻ｔ３前まではオフ状態を維持し、時刻ｔ３でオンする。
電圧ＶCMPは、時刻０以降時刻ｔ１前まではＨレベルを維持し、時刻ｔ１でＬレベルへ遷移し、時刻ｔ１以降時刻ｔ２前ではＬレベルを維持し、時刻ｔ２でＨレベルへ遷移し、時刻ｔ２以降時刻ｔ３ではＨレベルを維持する。従って、ＮＭＯＳトランジスタ１２は、時刻０以降時刻ｔ１前まではオフ状態、時刻ｔ１でオンし、オン状態を維持した後、時刻ｔ３でオフする。
コイル電流ＩLは、時刻０以降時刻ｔ１までは一定割合で増加する。時刻ｔ１に達すると、ＰＭＯＳトランジスタ１１のオフとＮＭＯＳトランジスタ１２のオンに伴い、コイル電流ＩLは、一定割合で減少する。時刻ｔ２に達すると、コイル電流ＩLは０［Ａ］になり、時刻ｔ３前まではコイル電流ＩL＝０［Ａ］が維持される。
電圧Ｖswは、時刻０以降時刻ｔ１前までは入力電圧Ｖinから一定割合で減少し、時刻ｔ１ではＰＭＯＳトランジスタ１１のオフとＮＭＯＳトランジスタ１２のオンに伴い、負電圧に落ち、その後、０［Ｖ］へ向けて一定割合で増加していく。時刻ｔ２ではコイル電流ＩLは０［Ａ］となり、コイル電流ＩLの変化が止まる。従って、インダクタ２１の両端間の電圧差が０［Ｖ］になり、節点Ｎ１と節点Ｎ２との電圧がバランスし、入力電圧Ｖinよりも低い所定の正電圧へ上昇する。時刻ｔ２以降時刻ｔ３前は上記正電圧を維持し、時刻ｔ３で、ＰＭＯＳトランジスタ１１のオン及びＮＭＯＳトランジスタ１２のオフに伴い、電圧Ｖswは、入力電圧Ｖinと等しい電圧へ上昇する。
図４は、逆流検出回路３０Ａ内で発生するオフセット電圧を説明する説明図である。実線Ｌ１は節点Ｎ１に発生する電圧Ｖswの特性を示し、破線Ｌ２は、何らかの原因でＮＭＯＳトランジスタ１２のオン抵抗値Ｒon12が大きくなった後の電圧Ｖswの特性を示している。
逆流検出回路３０Ａは、検出電圧Ｖｄにオフセット電圧を持つ。すなわち、逆流検出回路３０Ａでは、コンパレータ３１の応答の遅延時間ｔｄ１が考慮されたオフセット電圧値Ｖosが設定される。オフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon12とインダクタ２１のコイル電流ＩLとの積で表すことができる。すなわち、オフセット電圧値Ｖos（＝Ｒon12・ＩL）が検出電圧Ｖｄの電圧値と等しくなる。オフセット電圧値Ｖosは、検出電圧Ｖｄの電圧値が負（Ｖｄ＜０）となるように設定される（点Ｐ１）。
節点Ｎ１に発生する電圧Ｖswは、実線Ｌ１で示されている。実線Ｌ１は、点Ｐ１，Ｐ０を通る直線であって、オン抵抗値Ｒon12とインダクタ２１のコイル電流ＩLとの積で求まる。従って、電圧Ｖswの電圧値は、オフセット電圧値Ｖos及び検出電圧Ｖｄの電圧値と等しい。逆流検出回路３０Ａが電圧を検出するタイミングは、実線Ｌ１と検出電圧Ｖｄとの交点である点Ｐ１である。逆流検出回路３０Ａが電圧を検出すると、コンパレータ３１の応答の遅延時間ｔｄ１遅れたタイミング、すなわち０［Ｖ］との交点である点Ｐ０で電圧ＶCMPが反転し、ＮＭＯＳトランジスタ１２をオフさせてコイル電流ＩLの逆流を防いでいる。
続いて、何らかの原因でオン抵抗値Ｒon12が大きくなった場合（破線Ｌ２）について説明する。ここで、オン抵抗値Ｒon12の変化に伴い、オフセット電圧値Ｖos及び遅延時間ｔｄ２に変化はないものとする。すなわち、コンパレータ３１の応答の遅延時間に関して、遅延時間ｔｄ２は遅延時間ｔｄ１と等しいものとする。
オン抵抗値Ｒon12が大きくなった場合の電圧Ｖswは、破線Ｌ２で示されている。破線Ｌ２は、点Ｐ３，Ｐ０を通る直線である。コイル電流ＩLが同じでも、ＮＭＯＳトランジスタ１２のオン抵抗及びコイル電流ＩLによって生じる電圧Ｖswの絶対値｜Ｖsw｜は大きくなるため、オフセット電圧値Ｖosが同じであれば、検出するコイル電流ＩLの電流値は小さくなる。コイル電流ＩLの電流値が減少するときの傾きは、出力電圧Ｖoutとインダクタ２１のインダクタンスＬの逆数との積、すなわちＶout／Ｌで表される。オン抵抗値Ｒon12が変化した場合でも、コイル電流ＩLの傾きであるＶout／Ｌは、ほぼ変化しないが、電圧Ｖswの絶対値｜Ｖsw｜は大きくなる。
ここで、オフセット電圧値Ｖosが変化しない場合、検出電圧Ｖｄが同じでも、電圧Ｖswの変化が急峻のため、電圧が検出される点Ｐ３からの遅延時間ｔｄ２経過後の点Ｐ４では、ΔＩLだけコイル電流ＩLの逆流、すなわち節点Ｎ２から節点Ｎ１への方向の電流である逆電流が発生する。ΔＩLは出力キャパシタ２２からの放電動作のため、電力変換の効率が低下する。逆にオン抵抗値Ｒon12が小さくなったときは、電圧Ｖswが０［Ｖ］に到達する前に電圧ＶCMPが反転するため理想的な動作からズレやすくなり、電力変換の効率が低下しやすくなる。
そこで、逆流検出回路３０Ａでは、同期整流トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１２（図１参照）と同じ導電型のＮＭＯＳトランジスタ３１３のオン抵抗でコンパレータ３１（図１参照）のオフセット電圧を発生させる。
ＮＭＯＳトランジスタ１２とＮＭＯＳトランジスタ３１３とは同じ導電型であるため、オン抵抗値Ｒon12が温度、入力電圧又は製造バラツキ（ＰＶＴバラツキ）によって変化したとしても、ＮＭＯＳトランジスタ３１３のオン抵抗値Ｒon313が同様に変化する。これは、図４に示される例を用いて概念的に説明すれば、オン抵抗値Ｒon12が変化した場合、オフセット電圧値Ｖosが点Ｐ１から点Ｐ２へ自動的に移動することを意味する。従って、オフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon12の変化に応じて、電力変換の効率が低下しにくい方向に、自動的に変化するため、電力変換の効率を低下しにくくすることができる。
図５は、時間に対する、検出電圧Ｖｄ、オフセット電圧値Ｖos及び非反転入力端（＋）の電圧Ｖswと、第２段差動入力回路３２０の第１入力電圧及び第２入力電圧である電圧ＶN4及びＶN5と、出力端３１ｏの電圧ＶCMPの関係を説明する説明図である。
電圧Ｖswは、オン抵抗値Ｒon12とインダクタ２１のコイル電流ＩLとの積である。検出電圧Ｖｄ、オフセット電圧値Ｖos、点Ｐ０，Ｐ１及び遅延時間は、図３と同じである。電圧Ｖswが点Ｐ１から点Ｐ０へ、すなわち負電圧（Ｖsw＜０）から０［Ｖ］へ近づくに従って、第２段差動入力回路３２０の第１入力電圧である電圧ＶN4は上昇していき、第２段差動入力回路３２０の第２入力電圧である電圧ＶN5は下降していく。
逆流検出回路３０Ａでは、抵抗３１５にＮＭＯＳトランジスタ３１３のオン抵抗値Ｒon313が加算されるので、電圧ＶN4が増加し、オフセット電圧値Ｖosが発生する。発生するオフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon313の他、ＰＭＯＳトランジスタ３１１，３１２の各ゲート・ソース間電圧及び各閾値電圧並びに抵抗３１５，３１６の抵抗値に基づいて決定される。出力端３１ｏの電圧ＶCMPは、電圧Ｖswが０［Ｖ］へ到達する前の電圧ＶN4＝電圧ＶN5となるタイミングから遅延時間ｔｄ１経過した後に、ＬレベルからＨレベルへ反転する。
図６（ａ）は、温度に対するＮＭＯＳトランジスタ１２（図１参照）のオン抵抗及び逆流検出回路３０Ａにおけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。ここで、実線Ｌ３は、オン抵抗値Ｒon12を示している。破線Ｌ４は、コンパレータ３１（図１参照）のオフセット電圧値Ｖosを示している。
実線Ｌ３及び破線Ｌ４は、何れも同じ傾きを有する右上がりの直線である。これは、オン抵抗値Ｒon12及びオフセット電圧値Ｖosは、何方も温度に対して比例することを示している。具体的には、温度が上昇すれば、オン抵抗値Ｒon12とともにオフセット電圧値Ｖosの電圧が上昇する。すなわち、オフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon12の温度変化に対して効率が低下しにくい方向に自動的に調整され、遅延時間ｔｄ１経過後にコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍を検出可能になる。
図６（ｂ）は、入力電圧Ｖinに対するＮＭＯＳトランジスタ１２（図１参照）のオン抵抗及び逆流検出回路３０Ａにおけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。ここで、実線Ｌ５は、オン抵抗値Ｒon12を示している。破線Ｌ６は、コンパレータ３１（図１参照）のオフセット電圧値Ｖosを示している。
実線Ｌ５と破線Ｌ６は、何れも入力電圧Ｖinに対して一定（傾きゼロ）の直線である。これは、オン抵抗値Ｒon12及びオフセット電圧値Ｖosは、何方も入力電圧Ｖinに対して変動しない、すなわち一定値を維持することを示している。これは、ＮＭＯＳトランジスタ３１３のゲートに印加される電圧がバイアス電圧ＶBIASで固定されているためである。
このように構成されるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａによれば、温度又は電源電圧などの環境変化に対して、効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。また、製造プロセスのバラツキに対しても、効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。従って、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａにおいて、ＮＭＯＳトランジスタ１２をオフさせるタイミングを、例えば、高い効率を得られるコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍にコイル電流ＩLを設定しておけば、オン抵抗値Ｒon12の変化に伴うＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの効率低下を抑制することができる。
また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａによれば、消費電流が増加しないので、電力消費を増加させることなく、オン抵抗値Ｒon12の変化に対して電力変換の効率を安定化させることができる。
さらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａによれば、オフセット電圧を発生させるＮＭＯＳトランジスタ３１３のゲートに印加される電圧がバイアス電圧ＶBIASで固定されているため、入力電圧Ｖinに依存しない。
［第２の実施形態］
図７は、第２の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一例であるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂにおける逆流検出回路３０Ｂの構成例（第２構成例）の回路図である。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａに対して、逆流検出回路３０Ａの代わりに逆流検出回路３０Ｂを備える点で相違するが、その他の点は実質的に相違しない。そこで、本実施形態では、逆流検出回路３０Ｂを中心に説明するとともに、第１の実施形態と重複する説明を省略する。
逆流検出回路３０Ｂは、逆流検出回路３０Ａに対して、第１段差動入力回路３１０ＡのＮＭＯＳトランジスタ３１３の代わりにＮＭＯＳトランジスタ３１４を有する第１段差動入力回路３１０Ｂを備えている点で相違するが、その他の点は実質的に相違しない。
第５のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ３１４は、ＮＭＯＳトランジスタ３１３に対して、ゲートの接続先が相違するが、その他の点は実質的に相違しない。ＮＭＯＳトランジスタ３１４は、電圧ＶＤＤを供給する電源供給端子としての電源端子３に接続されるゲートを含んでいる。
図８（ａ）は、温度に対するＮＭＯＳトランジスタ１２（図１参照）のオン抵抗及び逆流検出回路３０Ｂにおけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。ここで、実線Ｌ７は、オン抵抗値Ｒon12を示している。破線Ｌ８は、コンパレータ３１（図１参照）のオフセット電圧値Ｖosを示している。
実線Ｌ７及び破線Ｌ８は、何れも同じ傾きを有する右上がりの直線である。これは、オン抵抗値Ｒon12及びオフセット電圧値Ｖosは、何方も温度に対して比例することを示している。具体的には、温度が上昇すれば、オン抵抗値Ｒon12とともにオフセット電圧値Ｖosが上昇する。すなわち、オフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon12の温度変化に対して効率が低下しにくい方向に自動的に調整され、遅延時間ｔｄ１経過後にコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍を検出可能になる。
図８（ｂ）は、入力電圧Ｖinに対するＮＭＯＳトランジスタ１２（図１参照）のオン抵抗値Ｒon12及び逆流検出回路３０Ｂにおけるオフセット電圧の関係を示す関係図である。ここで、実線Ｃ１は、オン抵抗値Ｒon12を示している。破線Ｃ２は、コンパレータ３１（図１参照）のオフセット電圧値Ｖosを示している。
実線Ｃ１と破線Ｃ２は、反比例を示す曲線である。ＮＭＯＳトランジスタ３１３のゲートに印加される電圧は、電圧ＶＤＤである。オフセット電圧値Ｖosは、電圧ＶＤＤに反比例し、入力電圧Ｖinが電圧ＶＤＤの場合、入力電圧Ｖinの変化に対して、オン抵抗値Ｒon12と同期して変化する。すなわち、オフセット電圧値Ｖosは、入力電圧Ｖinの変化に対して、オン抵抗値Ｒon12の変化と同期して自動的に調整される。
このように構成されるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂによれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａと同様の作用及び効果を得ることができる。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂによれば、温度又は電源電圧などの環境変化に対して、効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。また、製造プロセスのバラツキに対しても、効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。
従って、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂにおいて、ＮＭＯＳトランジスタ１２をオフさせるタイミングを、例えば、高い効率を得られるコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍にコイル電流ＩLを設定しておけば、オン抵抗値Ｒon12の変化に伴う電力変換の効率低下を抑制することができる。
また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂによれば、消費電流が増加しないので、電力消費を増加させることなく、オン抵抗値Ｒon12の変化に対して電力変換の効率を安定化させることができる。
さらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂによれば、オフセット電圧値Ｖosを発生させるＮＭＯＳトランジスタ３１３のゲートに印加される電圧が電圧ＶＤＤのため、オフセット電圧値Ｖosは、入力電圧Ｖinの変化に対してオン抵抗値Ｒon12と同期して変化する。従って、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂは、入力電圧Ｖinの変化に対して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａよりも影響を受けにくい利点がある。
［第３の実施形態］
図９は、第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一例であるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃの回路図である。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａに対して、ＰＭＯＳトランジスタ１１、ＮＭＯＳトランジスタ１２、逆流検出回路３０Ａ並びにインバータ４１及びＮＡＮＤ回路４２の代わりに、それぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ６１、ＰＭＯＳトランジスタ６２、逆流検出回路３０Ｃ及びＯＲ回路８１を備える点とインダクタ２１の配置が相違するが、その他の点は実質的に相違しない。そこで、本実施形態では、第１，２の実施形態と重複する説明を省略する。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃは、いわゆる同期整流型の昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータである。ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃは、ＮＭＯＳトランジスタ６１と、ＰＭＯＳトランジスタ６２と、インダクタ２１と、出力キャパシタ２２と、逆流検出回路３０Ｃと、制御回路を構成するＯＲ回路８１と、を具備している。逆流検出回路３０Ｃは、オフセット電圧を持つコンパレータ３１によって構成されている。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃにおいて、インダクタ２１は、入力端子Ｔｉに接続される第１端と、ＮＭＯＳトランジスタ６１と、ＰＭＯＳトランジスタ６２と、逆流検出回路３０Ｃとの節点Ｎ１１に接続される第２端と、を含んでいる。
ＮＭＯＳトランジスタ６１は、制御端子Ｔｃに接続されるゲートと、節点Ｎ１１に接続されるドレインと、接地端子４に接続されるソースと、を含んでいる。
同期整流トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ６２は、ＯＲ回路８１の出力端と接続されるゲートと、節点Ｎ１１と接続されるドレインと、出力端子Ｔｏに接続されるソースと、を含んでいる。
ＯＲ回路８１は、制御端子Ｔｃ及びＮＭＯＳトランジスタ６１のゲートに接続される第１の入力端と、出力端３１ｏと接続される第２の入力端と、ＰＭＯＳトランジスタ６２のゲートと接続されている。
逆流検出回路３０Ｃは、等価的には、コンパレータ３１と、オフセット電圧値Ｖosのオフセット電圧を発生するオフセット電圧源３２と、を有している。コンパレータ３１は、節点Ｎ１１と接続される反転入力端（－）と、オフセット電圧源３２を介して節点Ｎ１３と接続される非反転入力端（＋）と、を含んでいる。オフセット電圧源３２は、非反転入力端（＋）に接続される正極と、節点Ｎ１３に接続される負極と、を含んでいる。
コンパレータ３１は、正側電源端が電源端子３に接続され、負側電源端が接地端子４に接続されている。電源供給端子としての電源端子３は、電源電圧としての電圧ＶＤＤを供給する。電源供給端子としての接地端子４は、電源電圧としての接地電圧ＧＮＤを供給する。電圧ＶＤＤは、接地電圧ＧＮＤよりも高い電圧である。
図１０は、第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにおける逆流検出回路の第３構成例である逆流検出回路３０Ｃを示す回路図である。
逆流検出回路３０Ｃは、例えば２段等の多段の差動入力回路を構成する第１，２段差動入力回路４１０Ｃ，４２０と、ＰＭＯＳトランジスタ４３１と、インバータ４３２と、ＰＭＯＳトランジスタ４３１から定電流を接地端子４へシンクする定電流源４３９と、を備えている。
第１段差動入力回路４１０Ｃは、第１のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１と、第２のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１２と、第１の抵抗としての抵抗４１５と、第２の抵抗としての抵抗４１６と、を有している。ＮＭＯＳトランジスタ４１１，４１２の各ソースと接地端子４との間には、定電流を接地端子４へシンクする定電流源４１９が接続されている。また、第１段差動入力回路４１０Ｃは、ＰＭＯＳトランジスタ６２と同じ導電型であるｐ型の第５のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ４１３を、さらに有している。
ＮＭＯＳトランジスタ４１１は、第１の入力端としての節点Ｎ１１と接続されるゲートを含んでいる。ＮＭＯＳトランジスタ４１２は、第２の入力端としての節点Ｎ１３と接続されるゲートを含んでいる。
抵抗４１５，４１６は、第１段差動入力回路４１０Ｃにおける負荷抵抗である。抵抗４１５，４１６は、それぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ４１１，４１２とそれぞれ直列に接続されている。ここで、抵抗４１５とＮＭＯＳトランジスタ４１１のドレインとの接続点を節点Ｎ１４と呼称し、抵抗４１６とＮＭＯＳトランジスタ４１２のドレインとの接続点を節点Ｎ１５と呼称する。
抵抗４１５は、ＮＭＯＳトランジスタ４１１のドレインと接続される第１端と、電源端子３と接続される第２端と、を含んでいる。抵抗４１６は、ＮＭＯＳトランジスタ４１２のドレインと接続される一端としての第１端と、上記一端に対する他端であってＰＭＯＳトランジスタ４１３のドレインと接続される第２端と、を含んでいる。なお、抵抗４１５，４１６の抵抗値については、同じ値でもよいし、異なる値でもよい。
ＰＭＯＳトランジスタ４１３は、バイアス電圧ＶBIASを供給するバイアス回路４４０と接続されるゲートと、抵抗４１６の第２端に接続されるドレインと、電源端子３と接続されるソースと、を含んでいる。
第２段差動入力回路４２０は、第３のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４２１と、第４のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４２２と、を有している。ＮＭＯＳトランジスタ４２１，４２２の各ソースと接地端子４との間には、定電流を接地端子４へシンクする定電流源４２９が接続されている。
ＮＭＯＳトランジスタ４２１のドレインには、ＰＭＯＳトランジスタ４２３のドレインが接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ４２２のドレインには、ＮＭＯＳトランジスタ４２４のドレインが接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ４２１，４２２の各ソースと接地端子４との間には、定電流を接地端子４へシンクする定電流源４２９が接続されている。
ＮＭＯＳトランジスタ４２１は、節点Ｎ１４と接続されるゲートを含んでいる。ＮＭＯＳトランジスタ４２２は、節点Ｎ１５と接続されるゲートを含んでいる。
ＰＭＯＳトランジスタ４２３は、ＮＭＯＳトランジスタ４２１のドレインと接続されるドレインと、自己のドレインと接続（短絡）されるゲートと、電源端子３に接続されるソースと、を含んでいる。ＰＭＯＳトランジスタ４２４は、ＰＭＯＳトランジスタ４２３のゲート及びドレインと接続されるゲートと、ＮＭＯＳトランジスタ４２２のドレインに接続されるドレインと、電源端子３に接続されるソースと、を含んでいる。ＰＭＯＳトランジスタ４２３，４２４は、カレントミラー回路４２５を構成している。
出力トランジスタであるＰＭＯＳトランジスタ４３１は、ＮＭＯＳトランジスタ４２２及びＰＭＯＳトランジスタ４２４の節点に接続されるゲートと、電源端子３に接続されるソースと、定電流源４３９を介して接地端子４に接続されるドレインと、を含んでいる。インバータ４３２は、定電流源４３９とＰＭＯＳトランジスタ４３１との節点に接続される入力端と、出力端３１ｏと接続される出力端と、を含んでいる。
このように構成されるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃによれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａと同様の作用及び効果を得ることができる。すなわち、同期整流トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ６２と同じ導電型のＰＭＯＳトランジスタ４１３のオン抵抗でオフセット電圧を発生させる。ＰＭＯＳトランジスタ６２とＰＭＯＳトランジスタ４１３とは同じ導電型であるため、ＰＭＯＳトランジスタ６２のオン抵抗値Ｒon62が温度、入力電圧又は製造バラツキ（ＰＶＴバラツキ）によって変化したとしても、ＰＭＯＳトランジスタ４１３のオン抵抗値Ｒon413が同様に変化する。従って、オフセット電圧値Ｖosは、オン抵抗値Ｒon62の変化に応じて、電力変換の効率が低下しにくい方向に、自動的に変化するため、電力変換の効率を低下しにくくすることができる。
上述したように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃによれば、昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータに対しても、温度又は電源電圧などの環境変化に対して、効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。また、製造プロセスのバラツキに対しても、電力変換の効率が低下しにくい方向にオフセット電圧値Ｖosが自動的に調整される。従って、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃにおいて、ＰＭＯＳトランジスタ６２をオフさせるタイミングを、例えば、高い効率を得られるコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍にコイル電流ＩLを設定しておけば、ＰＭＯＳトランジスタ６２のオン抵抗の変化に伴うＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃの効率低下を抑制することができる。
また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃによれば、消費電流が増加しないので、電力消費を増加させることなく、オン抵抗値Ｒon62の変化に対して電力変換の効率を安定化させることができる。
さらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃによれば、オフセット電圧を発生させるＰＭＯＳトランジスタ４１３のゲートに印加される電圧がバイアス電圧ＶBIASで固定されているため、入力電圧Ｖinに依存しない。
［第４の実施形態］
図１１は、第４の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの一例であるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄにおける逆流検出回路３０Ｄの構成例（第４構成例）を示す回路図である。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃに対して、逆流検出回路３０Ｃの代わりに逆流検出回路３０Ｄを備える点で相違するが、その他の点は実質的に相違しない。そこで、本実施形態では、逆流検出回路３０Ｄを中心に説明するとともに、第１の実施形態から第３の実施形態と重複する説明を省略する。
逆流検出回路３０Ｄは、逆流検出回路３０Ｃに対して、第１段差動入力回路４１０ＣのＰＭＯＳトランジスタ４１３の代わりにＰＭＯＳトランジスタ４１４を有する第１段差動入力回路４１０Ｄを備えている点で相違するが、その他の点は実質的に相違しない。
第５のトランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ４１４は、ＰＭＯＳトランジスタ４１３に対して、ゲートの接続先が相違するが、その他の点は実質的に相違しない。ＰＭＯＳトランジスタ４１４は、接地電圧ＧＮＤを供給する電源供給端子としての接地端子４に接続されるゲートを含んでいる。
このように構成されるＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄによれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂと同様の作用及び効果を得ることができる。従って、ＰＭＯＳトランジスタ６２をオフさせるタイミングを、例えば、高い効率を得られるコイル電流ＩL＝０［Ａ］近傍にコイル電流ＩLを設定しておけば、ＰＭＯＳトランジスタ６２のオン抵抗の変化に伴うＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄの電力変換の効率低下を抑制することができる。
また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄによれば、消費電流が増加しないので、電力消費を増加させることなく、ＰＭＯＳトランジスタ６２のオン抵抗の変化に対して電力変換の効率を安定化させることができる。さらに、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄによれば、オフセット電圧を発生させるＰＭＯＳトランジスタ４１３のゲートに印加される電圧が接地電圧ＧＮＤのため、オフセット電圧値Ｖosは、入力電圧Ｖinに対してオン抵抗値Ｒon62と同期して変化する。従って、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｄは、入力する電圧の変動に対して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃよりも影響を受けにくい利点がある。
上述したように、本実施形態の何れかによれば、同期整流トランジスタのオン抵抗の抵抗値が変動した場合においても、消費電流を増加させることなく、電力変換の効率の低下を抑制することができる。
なお、本発明は、上述した実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階では、上述した例以外にも様々な形態で実施することが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更をすることができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１Ａ～１Ｄ ＤＣ－ＤＣコンバータ
３ 電源端子（電源供給端子）
４ 接地端子（電源供給端子）
１２ ＮＭＯＳトランジスタ（同期整流トランジスタ）
３０Ａ～３０Ｄ 逆流検出回路
３１０Ａ，３１０Ｂ，４１０Ｃ，４１０Ｄ １段目差動入力回路
３１１ ＰＭＯＳトランジスタ（第１のトランジスタ）
３１２ ＰＭＯＳトランジスタ（第２のトランジスタ）
３１３，３１４ ＮＭＯＳトランジスタ（第５のトランジスタ）
４１１ ＮＭＯＳトランジスタ（第１のトランジスタ）
４１２ ＮＭＯＳトランジスタ（第２のトランジスタ）
４１３，４１４ ＰＭＯＳトランジスタ（第５のトランジスタ）
３２０，４２０ ２段目差動入力回路
３２１ ＰＭＯＳトランジスタ（第３のトランジスタ）
３２２ ＰＭＯＳトランジスタ（第４のトランジスタ）
４２１ ＮＭＯＳトランジスタ（第３のトランジスタ）
４２２ ＮＭＯＳトランジスタ（第４のトランジスタ）
３４０，４４０ バイアス回路
６２ ＰＭＯＳトランジスタ（同期整流トランジスタ）
ＶＤＤ 電圧（電源電圧）
ＧＮＤ 接地電圧（電源電圧）
ＶBIAS バイアス電圧
Ｎ１，Ｎ１１ 節点（第１の入力端）
Ｎ３，Ｎ１３ 節点（第２の入力端）
Ｎ４，Ｎ５，Ｎ１４，Ｎ１５ 節点

Claims (5)

  1. 同期整流トランジスタと、前記同期整流トランジスタの両端の電圧に基づいて、逆電流を検出する逆流検出回路と、を具備する同期整流型のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    前記逆流検出回路は、第１の入力端と接続されるゲートを含む第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタと直列に接続される第１の抵抗と、第２の入力端と接続されるゲートを含む第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタと直列に接続される第２の抵抗と、を有する第１段差動入力回路と、
    前記第１のトランジスタと前記第１の抵抗との節点と接続されるゲートを含む第３のトランジスタと、前記第２のトランジスタと前記第２の抵抗との節点と接続されるゲートを含む第４のトランジスタと、を有する第２段差動入力回路と、を備え、
    前記第１段差動入力回路は、前記第１の抵抗の前記第１のトランジスタと接続される一端に対する他端に接続されるドレインを含み、前記同期整流トランジスタと同じ導電型の第５のトランジスタを、さらに有することを特徴とするＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 前記第５のトランジスタは、所定のバイアス電圧を供給するバイアス回路に接続されるゲートを含む請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 前記第５のトランジスタは、電源電圧を供給する電源供給端子に接続されるゲートを含む請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 前記第５のトランジスタは、接地電圧よりも高い電圧を前記電源電圧として供給する電源端子に接続されるゲートを含むＮＭＯＳトランジスタである請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 前記第５のトランジスタは、接地電圧を前記電源電圧として供給する接地端子に接続されるゲートを含むＰＭＯＳトランジスタである請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
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