JP2021145412A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能な高周波電源装置を提供する。【解決手段】高周波電源装置（１００ａ）は、高周波電力を生成して負荷（ＲＬ）に出力する高周波生成部（１）と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部（２）と、抵抗器（Ｒｄ）及びスイッチ回路（ＳＷ１１）の並列回路を含んでなり高周波生成部及び負荷の間に直列に接続された高周波抑止部（１０ａ）とを備える。制御部は、出力の制御と同期してスイッチ回路をオン／オフするようにしてあり、出力をオフに制御する場合、スイッチ回路をオフする。【選択図】図１

Description

本発明は、生成した高周波電力の負荷への出力をオン／オフする高周波電源装置に関する。

従来、プラズマ処理システムにて、プラズマ状態等の処理条件をいわゆるレシピに従って各処理ステップで順次切り替えることが行われている。例えば、プラズマを間欠的に生成させる場合、高周波電源の出力をパルス変調して高周波をパルス出力する高周波電源が知られている。

プラズマ処理装置では、高周波電源から高周波電力が供給されると放電によりプラズマが発生するが、プラズマ発生の有無に応じてプラズマ処理装置のインピーダンスが変化するため、プラズマ処理装置と高周波電源とでインピーダンスの不整合が発生する。特に、パルス変調によりバースト状の高周波電力がオフされた場合、インピーダンスの不整合により、プラズマ処理装置に供給される高周波電力が徐々に減衰する現象が助長される。このように高周波電力のオフが遅れることは、プラズマ処理装置にとって好ましいことではない。

これに対し、特許文献１には、高周波出力のオフ期間に、高周波給電ラインとグランドとの間に抵抗を接続することにより、高周波給電ラインに残留している進行波及び反射波をグランドに流して残留ＲＦパワーを消費する高周波電源が開示されている。

また、特許文献２には、高周波電力の出力を停止させる場合、直流電力を高周波電力に変換するフルブリッジ回路における２つの上アーム又は下アームのスイッチング素子をオン動作させることにより、高周波電圧及び高周波電流が振動しながら減衰する現象を抑制する高周波電源が開示されている。

更に、特許文献３には、２つの高周波信号生成部からの高周波電圧を合成して高周波出力を制御する高周波電源にて、２つの高周波電圧の位相差を０から１８０°まで漸増させた後に、２つの高周波電圧の振幅を減少させて高周波出力を停止させる技術が開示されている。

特開２０１３−１３５１５９号公報 特開２０１８−８８８１９号公報 特開２０１６−７３１２４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の高周波電源によれば、負荷の状態により、抵抗だけでは残留ＲＦパワーを消費できない場合があった。また、特許文献２に記載の技術を適用するには、フルブリッジで構成されたインバータが不可欠であった。更に、特許文献３に記載の技術を適用するには、２つの高周波信号生成部が不可欠である上に、高周波の位相制御及び振幅制御が煩雑であった。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能な高周波電源装置を提供することにある。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、高周波電力を生成して負荷に出力する高周波生成部と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部とを備える高周波電源装置であって、抵抗器及びスイッチの並列回路を含んでなり前記高周波生成部及び前記負荷の間に直列に接続された高周波抑止部を備え、前記制御部は、前記出力の制御と同期して前記スイッチをオン／オフするようにしてあり、前記出力をオフに制御する場合、前記スイッチをオフする。

本態様にあっては、高周波生成部が生成して負荷に出力する高周波電力を制御部がオフに制御する場合、高周波生成部及び負荷の間に接続された高周波抑止部に含まれるスイッチを制御部がオフする。これにより、スイッチと並列に接続された抵抗器が高周波生成部及び負荷の間に直列的に接続される。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波抑止部は、前記高周波生成部及び前記負荷の間に一次巻線が直列に接続されたトランスを含み、該トランスの二次巻線に前記並列回路が接続されている。

本態様にあっては、高周波抑止部に含まれるトランスの一次巻線が高周波生成部及び負荷の間に直列に接続され、二次巻線に抵抗器及びスイッチの並列回路が接続されている。これにより、スイッチに印加される高周波電圧及びスイッチに流れる高周波電流がトランスの巻数比に応じて変化する。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記スイッチは、逆直列に接続された２つの電界効果トランジスタを含む。

本態様にあっては、ＦＥＴ（Field Effect Transistor ）を突き合わせてスイッチが構成されている。これにより、高周波生成部及び負荷の間に接続された抵抗器をバイパスするスイッチが好適に且つ高速にオン／オフされる。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波生成部を複数備え、複数の前記高周波生成部及び前記高周波抑止部の間に、複数の前記高周波生成部からの高周波電力を合成する合成器を更に備える。

本態様にあっては、複数の高周波生成部からの高周波電力を合成器で合成して高周波抑止部に入力する。これにより、合成器で複数倍に増大させた高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部にて改善することができる。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波生成部は、直流電圧をスイッチングして直流電力を高周波電力に変換するようにしてあり、前記高周波生成部及び前記高周波抑止部の間に、インダクタ及びキャパシタを含んで前記高周波電力の高調波を抑止するフィルタ回路を更に備える。

本態様にあっては、高周波生成回路で生成した高周波のスイッチング信号の高調波をＬＣフィルタで除去して高周波抑止部に入力する。これにより、ＬＣフィルタで処理されて劣化した高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部にて改善することができる。

本発明によれば、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能となる。

実施形態１に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。 実施形態１に係る高周波電源装置の各部の波形を示す波形図である。 高周波抑止部で抵抗器が常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。 抵抗器の抵抗値と、進行波電力等の立ち下がり時間及びスイッチ回路の最大電圧との関係を示す図表である。 実施形態２に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。 実施形態２に係る高周波電源装置の各部の波形を示す波形図である。 実施形態３に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。 実施形態３に係る高周波電源装置の出力波形を示す波形図である。 高周波抑止部で抵抗器が常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。 実施形態４に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。 実施形態４に係る高周波電源装置の出力波形を示す波形図である。 高周波抑止部で抵抗器が常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。

以下、本発明をその実施形態を示す図面に基づいて詳述する。
（実施形態１）
図１は、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの構成例を示す回路図である。高周波電源装置１００ａは、例えば同軸ケーブル及びインピーダンス整合器を介して、プラズマ処理装置のプラズマチャンバに高周波電力を供給するものである。高周波電源装置１００ａは、高周波電力を生成して負荷ＲＬに出力する高周波生成部１と、該高周波生成部１による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部２と、高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に直列に接続された高周波抑止部１０ａとを備える。本実施形態１では、高周波電力の周波数が数ＭＨｚ程度であることを想定しているが、これに限定されるものではなく、例えば１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ、４０．６８ＭＨｚ等の工業用のＲＦ帯（Radio Frequency ）の周波数であってもよい。

高周波電源装置１００ａは、また、高周波生成部１の出力端であるトランジスタＵ１のソース及びトランジスタＵ２のドレインの接続点に直流カット用のキャパシタＣ０２を介して接続されたＬ型のフィルタ回路Ｆ１と、該フィルタ回路Ｆ１の出力側に絶縁トランスＴ１を介して接続されたπ型のフィルタ回路Ｆ２とを備える。絶縁トランスＴ１を削除してフィルタ回路Ｆ１の出力側とフィルタ回路Ｆ２の入力側とを直結してもよい。フィルタ回路Ｆ２の出力側には、高周波抑止部１０ａ、方向性結合器３及び同軸ケーブルＣｘ１を介して負荷ＲＬが接続されている。本実施形態１では、高周波生成部１から負荷ＲＬに至るまでの回路の特性インピーダンスを５０Ωとするが、これに限定されるものではない。

制御部２は、不図示のＣＰＵ（Central Processing Unit ）を有し、予めＲＯＭ（Read Only Memory ）に記憶された制御プログラムに従って、高周波生成部１及び高周波抑止部１０ａに対する制御を行う。ＣＰＵを用いずにＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）又はロジックＩＣによって制御部を構成してもよい。

高周波生成部１は、直流電源ＤＣ１の両端に接続されてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のハーフブリッジを構成するトランジスタＵ１，Ｕ２と、高周波電力の信号源となる高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２とを有する。直流電源ＤＣ１の両端には、バイパスコンデンサＣ０１が接続されている。トランジスタＵ１，Ｕ２は、例えばＳｉ（シリコン）、ＧａＮ（Gallium Nitride ）、ＳｉＣ（Silicon Carbide ）等の半導体材料を含む。トランジスタＵ１，Ｕ２は、Ｎｃｈ型のＦＥＴに限定されず、Ｐｃｈ型のＦＥＴ又はＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor ）であってもよい。

トランジスタＵ１のドレインは、直流電源ＤＣ１のプラス側に接続されている。トランジスタＵ２のソースは、共通電位である直流電源ＤＣ１のマイナス側に接続されている。トランジスタＵ１のゲート・ソース間には、高周波信号発生器Ｓ１から抵抗器Ｒ１を介して高周波信号が印加される。トランジスタＵ２のゲート・ソース間には、高周波信号発生器Ｓ２から抵抗器Ｒ２を介して高周波信号が印加される。

高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２それぞれが出力する高周波信号は、位相が互いに反転している。従って、トランジスタＵ１，Ｕ２それぞれのゲート・ソース間に高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２から高周波信号が印加された場合、トランジスタＵ１，Ｕ２が交互にスイッチングして高周波電力が生成される。本実施形態１では、生成される高周波電力の大きさが約２ｋＷであるがこれに限定されるものではない。

高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２は、制御部２によって高周波信号の出力が周期的にオン／オフされる。制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を周期的にオン／オフすることにより、高周波生成部１による高周波電力の出力が周期的にオン／オフに制御される。ここでは、高周波電力の出力がオンに制御される期間及びオフに制御される期間を共に２０μｓとするが、これに限定されるものではない。

フィルタ回路Ｆ１は、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１をＬ型に接続したローパスフィルタである。フィルタ回路Ｆ２は、キャパシタＣ２，Ｃ３及びインダクタＬ２をπ型に接続したローパスフィルタである。これらのフィルタ回路の構成はＬ型及びπ型に限定されるものでもない。

方向性結合器３は、高周波電源装置１００ａから負荷ＲＬに向けて進行する進行波と、負荷ＲＬにて反射した反射波とを分離するためのものである。方向性結合器３を用いることにより、後述する進行波電力及び進行波電圧を計測することができる。

方向性結合器３に同軸ケーブルＣｘ１を介して接続された負荷ＲＬは、前述のインピーダンス整合器及びプラズマチャンバを模擬しており、抵抗器Ｒo及びキャパシタＣoの直列回路で表した。

同軸ケーブルＣｘ１は、１／８波長に相当する長さを有し、高周波電源装置１００ａから負荷ＲＬ側を見たインピーダンスが５Ωとなるようにしている。この場合の反射係数の位相角は１８０度であり、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio ）は１０である。

本実施形態１では、同軸ケーブルＣｘ１の入力側から上記負荷ＲＬ側を見たインピーダンスが純抵抗の５Ωである場合について説明するが、このインピーダンスが５Ω以外の複素インピーダンスであってもよいし、同軸ケーブルＣｘ１より負荷ＲＬ側の回路を、５Ωの純抵抗又は５Ωと異なる純抵抗に置き換えてもよい。

高周波抑止部１０ａは、フィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間に直列に接続された抵抗器Ｒｄと、Ｎｃｈ型のＦＥＴであるトランジスタＵ１１，Ｕ１２が逆直列に接続されたスイッチ回路ＳＷ１１（スイッチに相当）と、トランジスタＵ１１，Ｕ１２を駆動する駆動信号を発生する駆動信号発生器１１とを有する。スイッチ回路ＳＷ１１は、抵抗器Ｒｄと並列に接続されている。本実施形態１では、抵抗器Ｒｄの抵抗値は１００Ωであるがこれに限定されるものではない。トランジスタＵ１１，Ｕ１２は、Ｓｉ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体材料を含み、Ｐｃｈ型のＦＥＴ等であってもよい。

トランジスタＵ１１，Ｕ１２はゲート同士及びソース同士がそれぞれ接続されている。トランジスタＵ１１，Ｕ１２のゲート・ソース間には、共通の抵抗器Ｒ１２が接続されている。トランジスタＵ１１，Ｕ１２のゲート・ソース間には、駆動信号発生器１１から抵抗器Ｒ１１を介して矩形状の駆動信号が印加される。

駆動信号発生器１１は、絶縁回路１２を介して制御部２と接続されている。絶縁回路１２は、例えばトランス、デジタルアイソレータ等の絶縁部品を用いて共通電位を分離しつつ制御部２からの制御信号を駆動信号発生器１１に通過させる。制御部２からの制御信号の周期的なオン／オフに応じて、駆動信号発生器１１からの駆動信号が周期的にオン／オフした場合、スイッチ回路ＳＷ１１が周期的にオン／オフするようになっている。

上述の構成において、制御部２は、高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を周期的にオン／オフすることによって高周波生成部１による高周波電力の出力を周期的にオン／オフに制御する。この制御と同期して、制御部２は、駆動信号発生器１１に対する制御信号を周期的にオン／オフすることにより、駆動信号発生器１１からの駆動信号を周期的にオン／オフする。この駆動信号が周期的にオン／オフした場合、スイッチ回路ＳＷ１１が周期的にオン／オフする。

即ち、制御部２は、高周波生成部１による高周波電力の出力をオフに制御する場合、駆動信号発生器１１に対する制御信号をオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１がオフするため、フィルタ回路Ｆ２の出力側と方向性結合器３との間に抵抗器Ｒｄが挿入されて、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力が抑止される。

ここで、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力がオン／オフに制御される場合における高周波電源装置１００ａの動作について、シミュレーションの結果を説明する。図２は、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの各部の波形を示す波形図である。図３は、高周波抑止部１０ａで抵抗器Ｒｄが常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。図２に示す５つの波形図は、何れも同一の時間軸を横軸にしてあり、上段から順に、スイッチ回路ＳＷ１１の（両端の）電圧、スイッチ回路ＳＷ１１の電流、進行波電力、進行波電圧、及び高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２の出力状態を示す。図３に示す３つの波形図は、何れも同一の時間軸を横軸にしてあり、上段から順に、進行波電力、進行波電圧、及び高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２の出力状態を示す。

図２に示されるように、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、主にフィルタ回路Ｆ１の過渡特性により、立ち上がりが数μｓ遅延する。この場合、スイッチ回路ＳＷ１１がオンしているため、スイッチ回路ＳＷ１１には進行波電圧に略比例する進行波電流が流れる

一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、１μｓ以内に立ち下がる。この立ち下がり時間が、立ち上がり時間の数μｓより短いのは、高周波抑止部１０ａを通過する進行波電力及び進行波電圧が抵抗器Ｒｄによって抑止されるためである。この場合、スイッチ回路ＳＷ１１がオフしているため、スイッチ回路ＳＷ１１には進行波電流によって抵抗器Ｒｄに生じる電圧が印加される。

図３に移って、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、進行波電力及び進行波電圧の立ち上がりが数μｓ遅延するのは図２の場合と同様である。一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、高周波抑止部１０ａにて抵抗器Ｒｄがバイパスされているため、進行波電力及び進行波電圧の立ち下がりが、立ち上がりと同様に数μｓ遅延する。図２ではこの立ち下がり時間が１μｓ以内に改善されているため、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの効果が顕著に示されていると言える。

次に、抵抗器Ｒｄの抵抗値を変化させた場合の影響について説明する。図４は、抵抗器Ｒｄの抵抗値と、進行波電力等の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧との関係を示す図表である。一般的に言う立ち下がり時間は、振幅が９０％から１０％に低下するまでの時間であるが、ここでは振幅が１００％から略０％に低下するまでの時間とする。図４では、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、１００Ω及び１ｋΩの場合について、進行波電力の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧（ｐ−ｐ）をシミュレーションによって比較した。

図４によれば、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、１００Ω及び１ｋΩと増大するに連れて、進行波電力の立ち下がり時間が４．２μｓ、２．７μｓ、１．７μｓ、０．７μｓ及び０．５μｓと短縮化され、スイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧が３２Ｖ、２６４Ｖ、５４８Ｖ、１３９４Ｖ（図２最上段参照）及び２６４０Ｖと増大する。このように、進行波電力の立ち下がり時間とスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧とはトレードオフの関係にある。

進行波電力の立ち下がり時間とスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧とは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量（Ｃｏｓｓ）にも依存する。即ち、抵抗器Ｒｄに流れるべき進行波電流は、スイッチ回路ＳＷ１１にも分流するから、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量が大きいほど、進行波電力の立ち下がり時間の短縮効果が減殺され、スイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧が低減される。従って、進行波電力の立ち下がり時間を短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を、高周波電力の周波数におけるトランジスタＵ１１，Ｕ２２の出力容量のインピーダンスの絶対値と同等以下にすることが妥当である。

図４に結果を示すシミュレーションでは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量を９０〜２００ｐＦとした。例えばこの出力容量を１５０ｐＦとすると、スイッチ回路ＳＷ１１がオフである場合、進行波電力の周波数におけるスイッチ回路ＳＷ１１のインピーダンスは３３０Ω程度となる。このため、図１に示す回路で進行波電力の立ち下がり時間を短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を３３０Ω以下とすることが妥当であると言える。なお、図４では、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１００Ω以上である場合に、進行波電力の立ち下がり時間の低減効果が薄れることが示されている。

一方、抵抗器Ｒｄの抵抗値が小さ過ぎると進行波電力の立ち下がり時間を短縮する効果が期待できないため、ある程度の大きさの抵抗値が必要である。図４より、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ωである場合の進行波電力の立ち下がり時間の低減効果は、抵抗値が０Ωである図３の場合とほぼ同等である。従って、図４より、例えば進行波電力の立ち下がり時間を６割程度短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を２５Ω以上とすることが好ましい。換言すれば、抵抗器Ｒｄの抵抗値は、回路の特性インピーダンスの半分の値以上とすることが好ましい。

トランジスタＵ１１，Ｕ１２それぞれには、スイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧（ｐ−ｐ）の略半分の最大電圧が印加されるから、例えば抵抗器Ｒｄの抵抗値が１００Ωである場合は、１３９４Ｖの半分の印加電圧に十分耐える最大定格電圧（Ｖｄｓｓ）を有するトランジスタを用いればよい。なお、トランジスタＵ１１，Ｕ１２のドレイン電流の最大定格は、進行波電力に略比例する進行波電流より十分大きい値である必要がある。

以上のように本実施形態１によれば、高周波生成部１が生成して負荷ＲＬに出力する高周波電力を制御部２がオフに制御する場合、高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に接続された高周波抑止部１０ａに含まれるスイッチ回路ＳＷ１１を制御部２がオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１と並列に接続された抵抗器Ｒｄが高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に直列的に接続される。従って、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能となる。

また、実施形態１によれば、ＦＥＴであるトランジスタＵ１１，Ｕ２２を突き合わせてスイッチ回路ＳＷ１１が構成されている。これにより、高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に接続された抵抗器Ｒｄをバイパスするスイッチ回路ＳＷ１１を好適に且つ高速にオン／オフすることができる。

更に、実施形態１によれば、高周波生成部１で生成した高周波のスイッチング信号を、ＬＣフィルタであるフィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で高調波を抑止して高周波抑止部１０ａに入力する。従って、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ２で処理されて劣化した高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部１０ａにて改善することができる。

（実施形態２）
実施形態１は、フィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間に抵抗器Ｒｄが直列に接続される形態であるのに対し、実施形態２は、フィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間に抵抗器ＲｄがトランスＴ１１を介して接続される形態である。図５は、実施形態２に係る高周波電源装置１００ｂの構成例を示す回路図である。

高周波電源装置１００ｂは、高周波生成部１と、制御部２と、フィルタ回路Ｆ１と、絶縁トランスＴ１と、フィルタ回路Ｆ２と、該フィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間に直列に接続された高周波抑止部１０ｂとを備える。即ち、高周波電源装置１００ｂは、高周波電源装置１００ａにおける高周波抑止部１０ａを高周波抑止部１０ｂに置き換えたものである。高周波抑止部１０ｂは、高周波抑止部１０ａにトランスＴ１１を加え、絶縁回路１２を削除したものである。

高周波抑止部１０ｂが有するトランスＴ１１は、一次巻線がフィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間に直列に接続されており、二次巻線が抵抗器Ｒｄの両端に接続されている。また、駆動信号発生器１１は、直接的に制御部２と接続されている。これは、制御部２と駆動信号発生器１１とで共通電位を分離する必要がないからである。本実施形態２におけるトランスＴ１１の巻数比は２であり、抵抗器Ｒｄの抵抗値は２５Ωであるが、これらに限定されるものではない。その他、実施形態１に対応する箇所には同様の符号を付してその説明を省略する。

トランスＴ１１の巻数比が２であるから、抵抗器Ｒｄを一次側（即ちフィルタ回路Ｆ２及び方向性結合器３の間の伝送路側）から見たインピーダンスは、実際の抵抗値の４倍である１００Ωとなって、実施形態１の場合と同等になる。一方、抵抗器Ｒｄの両端の電圧、即ちトランスＴ１１の二次側の電圧は、一次側の電圧の半分となるから、スイッチ回路ＳＷ１１がオフである場合にスイッチ回路ＳＷ１１に印加される電圧は、実施形態１の場合の半分になる。但し、スイッチ回路ＳＷ１１がオンである場合にスイッチ回路ＳＷ１１に流れる電流は、実施形態１の場合の２倍になるから、トランジスタＵ１１，Ｕ１２のドレイン電流の最大定格に、電流の増加分だけの余裕が必要となる。

ここで、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力がオン／オフに制御される場合における高周波電源装置１００ｂの動作について、シミュレーションの結果を説明する。図６は、実施形態２に係る高周波電源装置１００ｂの各部の波形を示す波形図である。図６に示す５つの波形図は、何れも同一の時間軸を横軸にしてあり、上段から順に、スイッチ回路ＳＷ１１の電圧、スイッチ回路ＳＷ１１の電流、進行波電力、進行波電圧、及び高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２の出力状態を示す。

図６に示す波形と、実施形態１の図２に示す波形とを比較すると、進行波電力及び進行波電圧の波形は、何れも高周波抑止部１０ｂの外側における物理量の波形であるため、概ね同等である。これに対し、スイッチ回路ＳＷ１１の電圧及びスイッチ回路ＳＷ１１の電流の波形は、トランスＴ１１を介した高周波抑止部１０ｂの内部の物理量の波形であるため、図６と図２とで振幅が異なっている。具体的に実施形態１の図２に示す場合と比較して、スイッチ回路ＳＷ１１の電圧は１／２に低減されており、スイッチ回路ＳＷ１１の電流は２倍に増大している。

以上のように本実施形態２によれば、高周波抑止部１０ｂに含まれるトランスＴ１１の一次巻線が高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に直列に接続され、二次巻線に抵抗器Ｒｄ及びスイッチ回路ＳＷ１１の並列回路が接続されている。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１に印加される高周波電圧がトランスＴ１１の「１／巻数比」に低減され。スイッチ回路ＳＷ１１に流れる高周波電流がトランスＴ１１の「巻数比」倍に増大する。従って、進行波電力の立ち下がり特性を損なうことなしに、トランジスタＵ１１，Ｕ１２に印加される電圧を「１／巻数比」に低減することが可能となる。また、高周波抑止部１０ｂと制御部２とで共通電位を分離する必要がないため、制御部２による高周波抑止部１０ｂの制御が容易となる。

（実施形態３）
実施形態１は、高周波生成部１が１つであって電力合成が不要な形態であるのに対し、実施形態３は、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を合成する形態である。図７は、実施形態３に係る高周波電源装置１００ｃの構成例を示す回路図である。

高周波電源装置１００ｃは、２つの高周波生成部１，１と、制御部２と、高周波生成部１，１それぞれの出力端にキャパシタＣ０２，Ｃ０２を介して接続された２つのフィルタ回路Ｆ１，Ｆ１と、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ１の出力側にて高周波電力を合成する電力合成器４と、フィルタ回路Ｆ２と、高周波抑止部１０ａとを備える。即ち、高周波電源装置１００ｃは、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａに、もう１組の高周波生成部１及びフィルタ回路Ｆ１と、電力合成器４とを加えたものである。電力合成器の構成を変えることにより、２ｎ個（ｎは２以上の整数）の高周波生成部１からの高周波電力が合成されるようにしてもよい。

電力合成器４は、巻数比が１のトランスＴ４と、該トランスＴ４の一方の巻線及び他方の巻線の一端（巻初め記号側）同士及び他端同士にそれぞれ接続されたキャパシタＣ４１及びＣ４２と、トランスＴ４の他方の巻線の一端及び共通電位の間に接続された抵抗器Ｒ４とを有する。電力合成器４は、クワドラチャ合成器と称されるものである。

トランスＴ４の一方の巻線の一端は、一方の高周波生成部１に対応する一方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ４の他方の巻線の他端は、他方の高周波生成部１に対応する他方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ４の一方の巻線の他端は、直流カット用のキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２の入力側に接続されている。

電力合成器４は、上記の構成により、一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力と、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力とを合成し、合成した電力をキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２に出力する。一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力に対して、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力の位相が９０度遅れている場合は、抵抗器Ｒ４で消費される電力がゼロとなり、理想的にはフィルタ回路Ｆ１及びＦ２それぞれからの電力が無損失で合成される。このような無損失の合成を行うために、一方の高周波生成部１が有する高周波信号発生器Ｓ１からの高周波信号に対して、他方の高周波生成部１が有する高周波信号発生器Ｓ１からの高周波信号の位相が９０度だけ遅れるようになっている。本実施形態１では、合成された高周波電力の大きさが約２．５ｋＷであるがこれに限定されるものではない。

上述の構成において、制御部２は、２組の高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を同時的に且つ周期的にオン／オフすることによって高周波生成部１，１による高周波電力の出力を周期的にオン／オフに制御する。この制御と同期して、制御部２は、駆動信号発生器１１に対する制御信号を周期的にオン／オフすることにより、駆動信号発生器１１からの駆動信号を周期的にオン／オフする。ここでは、高周波電力の出力がオンに制御される期間及びオフに制御される期間を共に３μｓとするが、これに限定されるものではない。

即ち、制御部２は、高周波生成部１，１による高周波電力の出力をオフに制御する場合、駆動信号発生器１１に対する制御信号をオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１がオフするため、フィルタ回路Ｆ２の出力側と方向性結合器３との間に抵抗器Ｒｄが挿入されて、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力が抑止されるのは、実施形態１の場合と同様である。本実施形態３にあっては、抵抗器Ｒｄの抵抗値が２００Ωであるがこれに限定されるものではない。

ここで、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力がオン／オフに制御される場合における高周波電源装置１００ｃの動作について、シミュレーションの結果を説明する。図８は、実施形態３に係る高周波電源装置１００ｃの出力波形を示す波形図である。図９は、高周波抑止部１０ａで抵抗器Ｒｄが常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。図８及び９に示す３つの波形図は、何れも同一の時間軸を横軸にしてあり、上段から順に、進行波電力、進行波電圧、及び高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２の出力状態を示す。

図８に示すように、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、立ち上がりが約１μｓ遅延する。この遅延時間が、実施形態１の図１及び２に示す場合の遅延時間より短いのは、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ１の過渡特性が、電力合成器４によって改善されるためであると考えられる。実際、シミュレーションによれば、方向性結合器３の出力側における進行波電力がオン／オフに切り換わる場合、電力合成器４に含まれる抵抗器Ｒ４に電流が流れて、立ち上がり特性及び立ち下がり特性が改善される効果を奏することが推測される。

一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、約０．３μｓで立ち下がる。この立ち下がり時間が、立ち上がり時間の１μｓより短いのは、高周波抑止部１０ａを通過する進行波電力及び進行波電圧が抵抗器Ｒｄによって抑止されるためである。

図９に移って、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、進行波電力及び進行波電圧の立ち上がりが約１μｓ遅延するのは図８の場合と同様である。一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、高周波抑止部１０ａにて抵抗器Ｒｄがバイパスされているため、進行波電力及び進行波電圧の立ち下がりが、約０．６μｓ遅延する。図８ではこの立ち下がり時間が約０．３μｓに改善されているため、実施形態３に係る高周波電源装置１００ｃの効果が示されていると言える。

以上のように本実施形態３によれば、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を電力合成器４で合成して高周波抑止部１０ａに入力する。従って、２倍に増大させた高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部１０ａにて改善することができる。

（実施形態４）
実施形態３は、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を電力合成器４で合成する形態であるのに対し、実施形態４は、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を他の電力合成器５で合成する形態である。図１０は、実施形態４に係る高周波電源装置１００ｄの構成例を示す回路図である。

高周波電源装置１００ｄは、２つの高周波生成部１，１と、制御部２と、高周波生成部１，１それぞれの出力端にキャパシタＣ０２，Ｃ０２を介して接続された２つのフィルタ回路Ｆ１，Ｆ１と、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ１の出力側にて高周波電力を合成する電力合成器５と、フィルタ回路Ｆ２と、高周波抑止部１０ａとを備える。即ち、高周波電源装置１００ｃは、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａに、もう１組の高周波生成部１及びフィルタ回路Ｆ１と、電力合成器５とを加えたものである。なお、負荷ＲＬは同軸ケーブルＣｘ１を含めて５Ωの抵抗器Ｒｏｏに置き換えてあるが、方向性結合器３よりも負荷ＲＬ側の構成を図１，５，７と同様にしてもよい。

電力合成器５は、巻数比が１のトランスＴ５と、該トランスＴ５の一方の巻線の一端（巻初め記号側）及び他方の巻線の一端（巻初め記号側の反対側）の間に接続された抵抗器Ｒ５とを有する。抵抗器Ｒ４の抵抗値は、特性インピーダンスの２倍にあたる１００Ωである。トランスＴ５は、一方の巻線の他端と、他方の巻線の他端とが接続されている。

トランスＴ５の一方の巻線の一端は、一方の高周波生成部１に対応する一方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ５の他方の巻線の一端は、他方の高周波生成部１に対応する他方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ５の一方の巻線の他端及び他方の巻線の他端の接続点は、直流カット用のキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２の入力側に接続されている。電力合成器５による電力の合成については、特許文献３に詳しい。

電力合成器５は、上記の構成により、一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力と、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力とを合成し、合成した電力をキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２に出力する。一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力と、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力とで位相差が０度である場合は、抵抗器Ｒ５で消費される電力がゼロとなり、理想的にはフィルタ回路Ｆ１及びＦ２それぞれからの電力が無損失で合成される。このような無損失の合成を行うために、一方の高周波生成部１が有する高周波信号発生器Ｓ１からの高周波信号と、他方の高周波生成部１が有する高周波信号発生器Ｓ１からの高周波信号とで位相差が０度となるようにしてある。

上述の構成において、制御部２は、２組の高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を同時的に且つ周期的にオン／オフすることによって高周波生成部１，１による高周波電力の出力を周期的にオン／オフに制御する。この制御と同期して、制御部２は、駆動信号発生器１１に対する制御信号を周期的にオン／オフすることにより、駆動信号発生器１１からの駆動信号を周期的にオン／オフする。ここでは、高周波電力の出力がオンに制御される期間及びオフに制御される期間をそれぞれ４μｓ及び６μｓとするが、これに限定されるものではない。

即ち、制御部２は、高周波生成部１，１による高周波電力の出力をオフに制御する場合、駆動信号発生器１１に対する制御信号をオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１がオフするため、フィルタ回路Ｆ２の出力側と方向性結合器３との間に抵抗器Ｒｄが挿入されて、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力が抑止されるのは、実施形態１及び３の場合と同様である。抵抗器Ｒｄの抵抗値は、実施形態３の場合と同様に２００Ωである。

ここで、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力がオン／オフに制御される場合における高周波電源装置１００ｄの動作について、シミュレーションの結果を説明する。図１１は、実施形態４に係る高周波電源装置１００ｄの出力波形を示す波形図である。図１２は、高周波抑止部１０ａで抵抗器Ｒｄが常時バイパスされた場合の出力波形を示す波形図である。図１１及び１２に示す３つの波形図は、何れも同一の時間軸を横軸にしてあり、上段から順に、進行波電力、進行波電圧、及び高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２の出力状態を示す。

図１１に示すように、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、立ち上がりが約２〜４μｓ遅延する。この遅延時間が、実施形態３の図８及び９に示す場合の遅延時間より長いのは、電力合成器４を用いた場合よりも、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ１の過渡特性を改善する効果が少ないためであると考えられる。実際、シミュレーションによれば、方向性結合器３の出力側における進行波電力がオン／オフに切り換わる場合、電力合成器５に含まれる抵抗器Ｒ５に流れる電流が、電力合成器４の抵抗器Ｒ４に流れる電流よりも少なく、立ち上がり特性及び立ち下がり特性が改善される効果が少ないことが推測される。

一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、方向性結合器３の出力側における進行波電力及び進行波電圧は、約１μｓで立ち下がる。この立ち下がり時間が、立ち上がり時間の２〜４μｓより短いのは、高周波抑止部１０ａを通過する進行波電力及び進行波電圧が抵抗器Ｒｄによって抑止されるためである。

図１２に移って、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオフからオンにする場合、進行波電力及び進行波電圧の立ち上がりが約２〜４μｓ遅延するのは図１１の場合と同様である。一方、制御部２が高周波信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力をオンからオフにする場合、高周波抑止部１０ａにて抵抗器Ｒｄがバイパスされているため、進行波電力及び進行波電圧の立ち下がりが、約３〜４μｓ遅延する。図１１ではこの立ち下がり時間が約１μｓに改善されているため、実施形態４に係る高周波電源装置１００ｄの効果が示されていると言える。

以上のように本実施形態４によれば、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を電力合成器５で合成して高周波抑止部１０ａに入力する。従って、２倍に増大させた高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部１０ａにて改善することができる。

１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ 高周波電源装置
１ 高周波生成部
ＤＣ１ 直流電源
Ｓ１、Ｓ２ 高周波信号発生器
Ｕ１，Ｕ２ トランジスタ
２ 制御部
３ 方向性結合器
４、５ 電力合成器
１０ａ、１０ｂ 高周波抑止部
１１ 駆動信号発生器
１２ 絶縁回路
ＳＷ１１ スイッチ回路
Ｕ１１，Ｕ１２ トランジスタ
Ｔ１１ トランス
Ｆ１、Ｆ２ フィルタ回路
Ｃｘ１ 同軸ケーブル
ＲＬ 負荷

Claims (5)

1. 高周波電力を生成して負荷に出力する高周波生成部と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部とを備える高周波電源装置であって、
   抵抗器及びスイッチの並列回路を含んでなり前記高周波生成部及び前記負荷の間に直列に接続された高周波抑止部を備え、
   前記制御部は、
   前記出力の制御と同期して前記スイッチをオン／オフするようにしてあり、
   前記出力をオフに制御する場合、前記スイッチをオフする
   高周波電源装置。
2. 前記高周波抑止部は、前記高周波生成部及び前記負荷の間に一次巻線が直列に接続されたトランスを含み、該トランスの二次巻線に前記並列回路が接続されている
   請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記スイッチは、逆直列に接続された２つの電界効果トランジスタを含む
   請求項１又は請求項２に記載の高周波電源装置。
4. 前記高周波生成部を複数備え、複数の前記高周波生成部及び前記高周波抑止部の間に、複数の前記高周波生成部からの高周波電力を合成する合成器を更に備える
   請求項１から請求項３の何れか１項に記載の高周波電源装置。
5. 前記高周波生成部は、直流電圧をスイッチングして直流電力を高周波電力に変換するようにしてあり、
   前記高周波生成部及び前記高周波抑止部の間に、インダクタ及びキャパシタを含んで前記高周波電力の高調波を抑止するフィルタ回路を更に備える
   請求項１から請求項４の何れか１項に記載の高周波電源装置。

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