JP2022102662A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能な高周波電源装置を提供する。【解決手段】高周波電源装置（１００ａ）は、高周波電力を生成して負荷（ＲＬ）に出力する高周波生成部（１）と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部（２ａ）と、第１抵抗器（Ｒｄ）及び第１スイッチ（ＳＷ１１）が並列に接続された回路を有し、高周波生成部及び負荷の間に直列に接続されて前記出力を抑止する高周波抑止部（１０ａ）と、第２抵抗器（Ｒｃ）及び第２スイッチ（ＳＷ２１）が直列的に接続された回路を有し、負荷に並列的に接続されて前記出力を消費する高周波消費部（１０ｂ）とを備える。制御部は、出力の制御と同期して第１スイッチ及び第２スイッチをオン／オフするようにしてあり、出力をオフに制御する場合、第１スイッチをオフすると共に、第２スイッチをオンする。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電力をバースト的に生成して負荷に出力する高周波電源装置に関する。

従来、プラズマ処理システムにて、プラズマ状態等の処理条件をいわゆるレシピに従って処理ステップ毎に切り替える制御が行われている。例えば、プラズマを間欠的に生成させる場合、高周波電源の出力をパルス変調して高周波をバースト的に出力させる方法が知られている。

プラズマ処理装置では、高周波電力が供給されると放電によりプラズマが発生するが、プラズマ発生の有無に応じてプラズマ処理装置のインピーダンスが変化するため、プラズマ処理装置と高周波電源とでインピーダンスの不整合が発生する。特に、パルス変調によるバースト的な高周波電力がオフした場合、インピーダンスの不整合により、プラズマ処理装置に供給される高周波電力が徐々に減衰する現象が観測される。このように高周波電力のオフが遅れることは、プラズマの生成にとって好ましいことではない。

これに対し、特許文献１には、高周波出力のオフ期間に、高周波給電ラインとグランドとの間に抵抗を接続することにより、高周波給電ラインに残留している進行波及び反射波をグランドに流して残留ＲＦパワーを消費する高周波電源が開示されている。

また、特許文献２には、高周波電力の出力を停止させる場合、直流電力を高周波電力に変換するフルブリッジ回路における２つの上アーム又は下アームのスイッチング素子をオン動作させることにより、高周波電圧及び高周波電流が振動しながら減衰する現象を抑制する高周波電源が開示されている。

更に、特許文献３には、２つの高周波信号生成部からの高周波電圧を合成して高周波出力を制御する高周波電源にて、２つの高周波電圧の位相差を０から１８０°まで漸増させた後に、２つの高周波電圧の振幅を減少させて高周波出力を停止させる技術が開示されている。

特開２０１３－１３５１５９号公報 特開２０１８－８８８１９号公報 特開２０１６－７３１２４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の高周波電源によれば、負荷の状態により、抵抗だけでは残留ＲＦパワーを消費できない場合があった。また、特許文献２に記載の技術を適用するには、フルブリッジで構成されたインバータが不可欠であった。更に、特許文献３に記載の技術を適用するには、２つの高周波信号生成部が不可欠である上に、高周波の位相制御及び振幅制御が煩雑であった。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能な高周波電源装置を提供することにある。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、高周波電力を生成して負荷に出力する高周波生成部と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部とを備える高周波電源装置であって、第１抵抗器及び第１スイッチが並列に接続されて回路を有し、前記高周波生成部及び前記負荷の間に直列に接続された前記出力を抑止する高周波抑止部と、第２抵抗器及び第２スイッチが直列的に接続された回路を有し、前記負荷に並列的に接続されて前記出力を消費する高周波消費部とを備え、前記制御部は、前記出力の制御と同期して前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオン／オフするようにしてあり、前記出力をオフに制御する場合、前記第１スイッチをオフすると共に、前記第２スイッチをオンする。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波消費部は、前記第２抵抗器に一次巻線が直列に接続された第２トランスを含み、該第２トランスの二次巻線に前記第２スイッチが並列に接続されている。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波消費部は、前記高周波抑止部における前記高周波生成部側又は前記負荷側にて前記負荷に並列的に接続されている。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波抑止部は、前記高周波生成部及び前記負荷の間に一次巻線が直列に接続された第１トランスを含み、該第１トランスの二次巻線に前記第１抵抗器及び前記第１スイッチが並列に接続されている。

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、前記高周波生成部を複数備え、複数の前記高周波生成部と前記高周波抑止部及び前記高周波消費部との間に、複数の前記高周波生成部からの高周波電力を合成する合成器を更に備える。

本発明によれば、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能となる。

実施形態１に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。 実施形態１に係る高周波電源装置の入出力特性を示す波形図である。 高周波消費部が存在しない場合における高周波電源装置の入出力特性を示す波形図である。 抵抗器の抵抗値と進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路の最大電圧との関係を示す図表並びに波形図である。 抵抗器の抵抗値と進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路の最大電圧との関係を示す図表並びに波形図である。 実施形態２に係る高周波電源装置の構成例を示す回路図である。

以下、本発明をその実施形態を示す図面に基づいて詳述する。
（実施形態１）
図１は、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの構成例を示す回路図である。高周波電源装置１００ａは、例えばインピーダンス整合器を介して、プラズマ処理装置のプラズマチャンバに高周波電力を供給するものである。高周波電源装置１００ａは、高周波電力を生成して負荷ＲＬへ出力する高周波生成部１と、該高周波生成部１による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部２ａと、高周波電力のオフ時に出力を抑止する高周波抑止部１０ａと、高周波電力のオフ時に出力の一部を消費する高周波消費部１０ｂとを備える。

本実施形態１では、高周波電力の周波数が３．２ＭＨｚであるが、これに限定されるものではなく、例えば１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ、４０．６８ＭＨｚ等の工業用のＲＦ帯（Radio Frequency ）の周波数であってもよい。本実施形態１では、数百ｋＨｚ程度からいわゆるマイクロ波帯の下限の周波数である３００ＭＨｚ程度までの交流の周波数を高周波という。

高周波電源装置１００ａは、また、高周波生成部１の出力端に直流カット用のキャパシタＣ０２を介して接続されたＬ型のフィルタ回路Ｆ１と、該フィルタ回路Ｆ１の出力側に絶縁トランスＴ１を介して接続されたπ型のフィルタ回路Ｆ２とを備える。絶縁トランスＴ１を備えずに、フィルタ回路Ｆ１の出力側とフィルタ回路Ｆ２の入力側とを直結してもよい。フィルタ回路Ｆ２の出力側には、高周波抑止部１０ａを介して負荷ＲＬが接続されている。高周波抑止部１０ａにおける高周波生成部１側には、高周波消費部１０ｂが負荷ＲＬに並列的に接続されている。本実施形態１では、高周波生成部１から負荷ＲＬに至るまでの回路の特性インピーダンスを５０Ωとするが、これに限定されるものではない。

制御部２ａは、不図示のＣＰＵ（Central Processing Unit ）を有し、予めＲＯＭ（Read Only Memory ）に記憶された制御プログラムに従って、高周波生成部１、高周波抑止部１０ａ及び高周波消費部１０ｂに対する制御を行う。ＣＰＵを用いずにＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）又はロジックＩＣ（Integrated Circuit ）によって制御部を構成してもよい。

高周波生成部１は、直流電源ＤＣ１の両端に接続されてＦＥＴ（Field Effect Transistor）のハーフブリッジを構成するトランジスタＵ１，Ｕ２と、高周波電力の信号源となる信号発生器Ｓ１，Ｓ２とを有する。直流電源ＤＣ１の両端には、バイパスコンデンサＣ０１が接続されている。トランジスタＵ１，Ｕ２は、例えばＳｉ（Silicon ）、ＧａＮ（Gallium Nitride ）、ＳｉＣ（Silicon Carbide ）等の半導体材料を含む。トランジスタＵ１，Ｕ２は、Ｎｃｈ型のＦＥＴに限定されず、Ｐｃｈ型のＦＥＴ又はＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor ）であってもよい。

トランジスタＵ１のドレインは、直流電源ＤＣ１のプラス側に接続されている。トランジスタＵ２のソースは、共通電位である直流電源ＤＣ１のマイナス側に接続されている。トランジスタＵ１のゲート・ソース間には、信号発生器Ｓ１から抵抗器Ｒ１を介して高周波信号が印加される。トランジスタＵ２のゲート・ソース間には、信号発生器Ｓ２から抵抗器Ｒ２を介して高周波信号が印加される。トランジスタＵ１及びＵ２の接続点が、高周波生成部１の出力端となる。

信号発生器Ｓ１，Ｓ２それぞれが出力する高周波信号は、位相が互いに反転している。従って、トランジスタＵ１，Ｕ２それぞれのゲート・ソース間に信号発生器Ｓ１，Ｓ２から高周波信号が印加された場合、トランジスタＵ１，Ｕ２が交互にスイッチングして高周波電力が生成される。制御部２ａが信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を周期的にオン／オフすることにより、高周波生成部１による高周波電力の出力が周期的にオン／オフに制御される。即ち、高周波生成部１から高周波電力が一定周期でバースト的に出力される。

フィルタ回路Ｆ１は、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１をＬ型に接続したローパスフィルタである。フィルタ回路Ｆ２は、キャパシタＣ２，Ｃ３及びインダクタＬ２をπ型に接続したローパスフィルタである。フィルタ回路Ｆ１及びＦ２のカットオフ周波数は略３ＭＨｚである。これらのフィルタ回路の構成はＬ型及びπ型に限定されるものでもない。

高周波抑止部１０ａは、フィルタ回路Ｆ２及び負荷ＲＬの間に一次巻線が直列に接続されたトランスＴ１１と、トランスＴ１１の二次巻線に並列に接続された抵抗器Ｒｄとを有する。高周波抑止部１０ａは、更に、Ｎｃｈ型のＦＥＴであるトランジスタＵ１１，Ｕ１２が逆直列に接続されたスイッチ回路ＳＷ１１（第１スイッチに相当）と、トランジスタＵ１１，Ｕ１２を駆動する駆動信号を発生する信号発生器Ｓ１１とを有する。スイッチ回路ＳＷ１１は、トランスＴ１１の二次巻線及び抵抗器Ｒｄと並列に接続されている。本実施形態１では、例えばトランスＴ１１の巻数比が１であり、抵抗器Ｒｄの抵抗値が５０Ωであるがこれに限定されるものではない。

トランジスタＵ１１，Ｕ１２は、Ｓｉ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体材料を含み、Ｐｃｈ型のＦＥＴ等であってもよい。トランジスタＵ１１，Ｕ１２はゲート同士及びソース同士がそれぞれ接続されている。トランジスタＵ１１，Ｕ１２のゲート・ソース間には、共通の抵抗器Ｒ１２が接続されている。トランジスタＵ１１，Ｕ１２のゲート・ソース間には、信号発生器Ｓ１１から抵抗器Ｒ１１を介して矩形状の駆動信号が印加される。

高周波消費部１０ｂは、フィルタ回路Ｆ２及びトランスＴ１１の一次巻線の接続点に一端が接続された抵抗器Ｒｃと、抵抗器Ｒｃの他端に一次巻線の一端が接続されたトランスＴ２１とを有する。トランスＴ２１の一次巻線の他端は共通電位に接続されている。高周波消費部１０ｂは、更に、ＦＥＴであるトランジスタＵ２１，Ｕ２２が逆直列に接続されたスイッチ回路ＳＷ２１（第２スイッチに相当）と、トランジスタＵ２１，Ｕ２２を駆動する駆動信号を発生する信号発生器Ｓ２１とを有する。スイッチ回路ＳＷ２１は、トランスＴ２１の二次巻線に並列に接続されている。本実施形態１では、例えばトランスＴ２１の巻数比が６であり、抵抗器Ｒｃの抵抗値が２５Ωであるがこれに限定されるものではない。

信号発生器Ｓ１１及びＳ２１は、制御部２ａと接続されている。制御部２ａからの制御信号の周期的なオン／オフに応じて、信号発生器Ｓ１１からの駆動信号が周期的にオン／オフした場合、スイッチ回路ＳＷ１１が周期的にオン／オフする。同様に、制御部２ａからの制御信号の周期的なオフ／オンに応じて、信号発生器Ｓ２１からの駆動信号が周期的にオフ／オンした場合、スイッチ回路ＳＷ２１が周期的にオフ／オンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１及びＳＷ２１が相補的にオン／オフする。

上述の構成において、制御部２ａは、信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を周期的にオン／オフすることによって高周波生成部１による高周波電力の出力を周期的にオン／オフに制御する。この制御と同期して、制御部２ａは、信号発生器Ｓ１１に対する制御信号を周期的にオン／オフすると共に、信号発生器Ｓ２１に対する制御信号を周期的にオフ／オンすることにより、信号発生器Ｓ１１からの駆動信号を周期的にオン／オフし、信号発生器Ｓ２１からの駆動信号を周期的にオフ／オンする。

即ち、制御部２ａは、高周波生成部１による高周波電力の出力をオフに制御する場合、信号発生器Ｓ１１に対する制御信号をオフすると共に、信号発生器Ｓ２１に対する制御信号をオンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１がオフするため、フィルタ回路Ｆ２の出力側と負荷ＲＬとの間に、抵抗器Ｒｄの抵抗値をトランスＴ１１でインピーダンス変換した抵抗値を有する抵抗器が等価的に挿入されて、負荷ＲＬ側に対する出力が抑止される。また、これと同時にスイッチ回路ＳＷ２１がオンしてトランスＴ２１の二次巻線が短絡されるため、抵抗器Ｒｃの他端がトランスＴ２１の一次巻線によって高周波的に共通電位に接続されて、負荷ＲＬ側に対する出力の一部が抵抗器Ｒｃで消費される。

ここで、負荷ＲＬに対する高周波電力の出力がオン／オフに制御される場合における高周波電源装置１００ａの動作について、シミュレーションの結果を説明する。シミュレーション時の負荷ＲＬは５０Ωの純抵抗とした（以下の各シミュレーションにて同様）。図２は、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの入出力特性を示す波形図である。図２Ｂは図２Ａの波形の時間軸を部分的に拡大したものである。図３は、高周波消費部１０ｂが存在しない場合における高周波電源装置１００ａの入出力特性を示す波形図である。図３Ｂは図３Ａの波形の時間軸を部分的に拡大したものである。

図２Ａ及び図２Ｂそれぞれに示す４つの波形図は、何れも時間軸を横軸に、縦軸を電圧にしてあり、各図の上段から順に、負荷ＲＬに向かう進行波電圧、信号発生器Ｓ２の出力電圧、信号発生器Ｓ１１の出力電圧、及び信号発生器Ｓ２１の出力電圧を示す。信号発生器Ｓ１の出力電圧は、信号発生器Ｓ２の出力電圧に対して位相が反転している（不図示）。信号発生器Ｓ１１及びＳ２１の出力電圧は、互いに位相が反転している。

制御部２ａが信号発生器Ｓ１，Ｓ２による高周波信号の出力をオフからオンにした場合、進行波電圧は、主にフィルタ回路Ｆ１及びＦ２の過渡特性によって、略２μｓの間に緩やかに立ち上がる。この場合、信号発生器Ｓ１１の出力電圧により、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオンしてトランスＴ１１の二次巻線が短絡されているため、一次巻線を介して接続されたフィルタ回路Ｆ２と負荷ＲＬとが高周波的に直結されている。また、信号発生器Ｓ２１の出力電圧により、トランジスタＵ２１，Ｕ２２がオフしてトランスＴ２１の二次巻線が開放されているため、一次巻線を介して共通電位に接続された抵抗器Ｒｃは、高周波的に共通電位から絶縁されている。

一方、制御部２ａが信号発生器Ｓ１，Ｓ２による高周波信号の出力をオンからオフにした場合、進行波電圧は立ち上がりのときよりも速やかに立ち下がる。図２Ｂによれば、立ち下がり時間は略１μｓ以内に収まっている。これは、進行波電力が高周波抑止部１０ａによって抑止され、且つ、高周波消費部１０ｂによって一部が消費されるためである。この場合、信号発生器Ｓ１１の出力電圧により、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオフしているため、抵抗器Ｒｄの抵抗値をトランスＴ１１でインピーダンス変換した抵抗値を有する抵抗器が、フィルタ回路Ｆ２及び負荷ＲＬの間に等価的に挿入されている。また、信号発生器Ｓ２１の出力電圧により、トランジスタＵ２１，Ｕ２２がオンしてトランスＴ２１の二次巻線が短絡されているため、抵抗器Ｒｃの他端がトランスＴ２１の一次巻線によって高周波的に共通電位に接続されている。

なお、図１及び図２では、高周波消費部１０ｂが、高周波抑止部１０ａにおける高周波生成部１側に接続されている場合について説明したが、高周波抑止部１０ａにおける負荷ＲＬ側に接続されている場合についても、シミュレーションの結果は同等であった。

図３に移って、図３Ａ及び図３Ｂそれぞれに示す３つの波形図は、何れも時間軸を横軸に、縦軸を電圧にしてあり、上段から順に、負荷ＲＬに向かう進行波電圧、信号発生器Ｓ２の出力電圧、及び信号発生器Ｓ１１の出力電圧を示す。制御部２ａが信号発生器Ｓ１，Ｓ２による高周波信号の出力をオフからオンにする場合、進行波電圧の立ち上がりが略２μｓ遅延するのは図２の場合と同様である。一方、制御部２ａが信号発生器Ｓ１，Ｓ２による高周波信号の出力をオンからオフにする場合、進行波電力が高周波抑止部１０ａによって抑止されるが、高周波消費部１０ｂが無い分だけ、図２の場合よりも進行波電圧の立ち下がりが遅くなる。図３Ｂによれば、立ち下がり時間は１μｓを超えている。図２ではこの立ち下がり時間が略１μｓ以内に改善されているため、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａの効果が顕著に示されていると言える。

次に、抵抗器Ｒｃ及びＲｄの抵抗値を変化させた場合の影響について説明する。図４は、抵抗器Ｒｃの抵抗値と進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ２１の最大電圧との関係を示す図表並びに波形図である。図５は、抵抗器Ｒｄの抵抗値と進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ２１の最大電圧との関係を示す図表並びに波形図である。図４Ａ及び図５Ａそれぞれの図表に示す一部のケースについて、図４Ｂ及び図５Ｂに波形図を示す。各波形図の横軸は時間（ｔ）を表し、縦軸は電圧又はオン／オフ状態を表す。

図４Ａでは、抵抗器Ｒｃの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、５０Ω、１００Ω及び１０００Ωの場合について、進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれの最大電圧（０－ｐ）をシミュレーションによって比較した。抵抗器Ｒｄの抵抗値は５０Ωに固定した。スイッチ回路ＳＷ１１の両端電圧は、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の直列回路の両端電圧（以下、単に両端電圧という）である。スイッチ回路ＳＷ２１の両端電圧は、トランジスタＵ２１，Ｕ２２の直列回路の両端電圧（以下、単に両端電圧という）である。

図４Ｂの上段には、抵抗器Ｒｃの抵抗値が２５Ω及び１０００Ωそれぞれの場合について、太い実線及び細い実線により、スイッチ回路ＳＷ２１の両端電圧であるトランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端電圧のうち、トランジスタＵ２１の両端電圧の波形図を示す。但し、トランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端電圧は、該両端電圧の極性に応じてトランジスタＵ２１又はＵ２２の何れかの寄生ダイオード（不図示）がオンするため、トランジスタＵ２１又はＵ２２の何れか一方の両端電圧と同等となる。トランジスタＵ２２の両端電圧の波形図についても同様である。図４Ｂの下段には、進行波電圧の出力状態をオン／オフで示す。

図４Ａによれば、抵抗器Ｒｃの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、５０Ω、１００Ω及び１０００Ωと増大するに連れて、進行波電圧の立ち下がり時間が１．４μｓ、１．２μｓ、１．０μｓ、１．２μＳ、１．４μｓ及び１．６μｓと、下に凸の曲線を描くように変化する。このうち、立ち下がり時間が最も短くなるのは、抵抗器Ｒｃの抵抗値が２５Ωの場合である。進行波電圧の立ち下がり時間の低減を目的とすれば、抵抗器Ｒｃの抵抗値は２５Ωとすることが好ましい。

スイッチ回路ＳＷ２１に含まれるトランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端電圧が最大となるのは、トランジスタＵ２１，Ｕ２２がオフである期間内、即ち進行波電圧の出力状態がオンである期間内である。図４Ａによれば、トランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端の最大電圧は８１Ｖから５７Ｖまで変化するが、概ね８０Ｖで一定している。これは、トランスＴ２１の巻数比が６であることから、一次巻線に抵抗器Ｒｃを介して印加される進行波電圧（０－ｐで最大４８０Ｖ：図２Ａ参照）が１／６に降圧されてトランジスタＵ２１，Ｕ２２の直列回路の両端に印加されることから説明される。抵抗器Ｒｃの抵抗値が１０００Ωにもなると、トランスＴ２１の一次巻線に印加される高周波電圧が、抵抗器Ｒｃで分圧されるため、トランスＴ２１を介してトランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端に印加される電圧も低下する。

一方、スイッチ回路ＳＷ１１に含まれるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が最大となるのは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオフである期間内、即ち進行波電圧の出力状態がオフである期間内である。図４Ａによれば、この期間内におけるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端の最大電圧は６９Ｖから１８７Ｖまで変化する。これは、トランスＴ１１の巻数比が１であることから、トランスＴ１１の一次巻線を流れる進行波電流と同じ大きさの電流が抵抗器Ｒｄに流れて、抵抗器Ｒｄの両端電圧がトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端に印加されることによるものである。

トランスＴ２１の一次巻線と直列に接続された抵抗器Ｒｃの抵抗値の大／小に応じて、トランスＴ１１の二次巻線に接続されたトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が高／低に変化するのは、抵抗器Ｒｃの抵抗値の大／小に応じて、進行波電圧及び進行波電流が大／小に変化するためである。本実施形態１では、進行波電圧の立ち下がり時間が１．０μｓと最も短くなり、且つトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が１０２Ｖという比較的低い値にできるときの抵抗器Ｒｃの抵抗値として、２５Ωを採用した。

図５に移って、図５Ａでは、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、５０Ω、１００Ω及び１０００Ωの場合について、進行波電圧の立ち下がり時間及びスイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれの最大電圧（０－ｐ）をシミュレーションによって比較した。抵抗器Ｒｃの抵抗値は２５Ωに固定した。ここでも、スイッチ回路ＳＷ１１の両端電圧は、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧であり、トランジスタＵ１１又はＵ１２の両端電圧でもある。また、スイッチ回路ＳＷ２１の両端電圧はトランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端電圧であり、トランジスタＵ２１又はＵ２２の両端電圧でもある。

図５Ｂの上段には、抵抗器Ｒｄの抵抗値が５０Ω及び１０００Ωそれぞれの場合について、太い実線及び細い実線により、スイッチ回路ＳＷ１１の両端電圧であるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧のうち、トランジスタＵ１の両端電圧の波形図を示す。トランジスタＵ１２の両端電圧の波形図についても同様である。図５Ｂの下段には、進行波電圧の出力状態をオン／オフで示す。

図５Ａによれば、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ω、１０Ω、２５Ω、５０Ω、１００Ω及び１０００Ωと増大するに連れて、進行波電圧の立ち下がり時間が１．８μｓ、１．５μｓ、１．２μｓ、１．０μＳ、０．８μｓ及び０．７μｓと短縮化される。これに連れて、スイッチ回路ＳＷ１１に含まれるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端の最大電圧が４Ｖ、３３Ｖ、６８Ｖ、１０２Ｖ、１３７Ｖ及び１９７Ｖと増大する。このように、進行波電圧の立ち下がり時間とスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧とはトレードオフの関係にある。

スイッチ回路ＳＷ２１に含まれるトランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端電圧が最大となるのは、トランジスタＵ２１，Ｕ２２がオフである期間内、即ち進行波電圧の出力状態がオンである期間内である。図５Ａによれば、トランジスタＵ２１，Ｕ２２の両端の最大電圧は、８０Ｖで一定している。この理由は上述したとおりである。

一方、スイッチ回路ＳＷ１１に含まれるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が最大となるのは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオフである期間内、即ち進行波電圧の出力状態がオフである期間内である。図５Ａによれば、この期間内におけるトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端の最大電圧は４Ｖから１９７Ｖまで変化する。これは、トランスＴ１１の巻数比が１であることから、トランスＴ１１の一次巻線を流れる進行波電流と同じ大きさの電流が抵抗器Ｒｄに流れて、抵抗器Ｒｄの両端電圧がトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端に印加されることによるものである。

トランスＴ１１の二次巻線と並列に接続された抵抗器Ｒｄの抵抗値が大／小に変化する割合よりも、トランスＴ１１の二次巻線に接続されたトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が高／低に変化する割合の方が小さいのは、抵抗器Ｒｄの抵抗値の大／小に応じて、進行波電圧及び進行波電流が小／大に変化するためである。本実施形態１では、進行波電圧の立ち下がり時間が１．８μｓから１．０μｓと改善され、且つトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端電圧が１０２Ｖという妥当な値にできるときの抵抗器Ｒｄの抵抗値として、５０Ωを採用した。

トランジスタＵ１１，Ｕ１２の最大定格に応じて、トランスＴ１１の巻数比を変えてもよい。例えば、トランスＴ１１の巻数比をｎにする場合、抵抗器Ｒｄを一次巻線側から見たインピーダンスは、実際の抵抗値のｎの２乗倍となるから、抵抗器Ｒｄの抵抗値を１／（ｎの２乗）にすれば同様の抑止効果が得られる。この場合、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオフである間にトランジスタＵ１１，Ｕ１２の両端に印加される電圧は、実施形態１の場合の１／ｎ倍になる。また、トランジスタＵ１１，Ｕ１２がオンである間にトランジスタＵ１１，Ｕ１２に流れる電流は、実施形態１の場合のｎ倍になる。このような電圧及び電流のトレードオフと、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の最大定格とに応じて、トランスＴ１１の巻数比を決定することができる。

進行波電圧の立ち下がり時間とスイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧とは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量（Ｃｏｓｓ）にも依存する。即ち、抵抗器Ｒｄに流れるべき進行波電流は、スイッチ回路ＳＷ１１にも分流するから、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量が大きいほど、進行波電圧の立ち下がり時間の短縮効果が減殺され、スイッチ回路ＳＷ１１の最大電圧が低減される。従って、進行波電圧の立ち下がり時間を短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を、高周波電力の周波数におけるトランジスタＵ１１，Ｕ２２の出力容量のインピーダンスの絶対値と同等以下にすることが妥当である。

図５に結果を示すシミュレーションでは、トランジスタＵ１１，Ｕ１２の出力容量を９０～２００ｐＦとした。例えばこの出力容量を１５０ｐＦとすると、スイッチ回路ＳＷ１１がオフである場合、進行波電圧の周波数におけるスイッチ回路ＳＷ１１のインピーダンスは３３０Ω程度となる。このため、図１に示す回路で進行波電圧の立ち下がり時間を短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を３３０Ω以下とすることが妥当であると言える。なお、図５Ａによれば、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１００Ω以上である場合に、進行波電圧の立ち下がり時間の更なる低減効果が薄れることが推察される。

一方、抵抗器Ｒｄの抵抗値が小さ過ぎると進行波電圧の立ち下がり時間を短縮する効果が期待できないため、ある程度の大きさの抵抗値が必要である。ここでは、抵抗器Ｒｄの抵抗値が１Ωである場合の進行波電圧の立ち下がり時間の低減効果は、抵抗値が０Ωである場合とほぼ同等であることが分かっている。従って、図５Ａより、例えば進行波電圧の立ち下がり時間を６割程度短縮するには、抵抗器Ｒｄの抵抗値を５０Ω以上とすることが好ましい。換言すれば、抵抗器Ｒｄの抵抗値は、回路の特性インピーダンスの値以上とすることが好ましい。

以上のように本実施形態１によれば、高周波生成部１が生成して負荷ＲＬに出力する高周波電力を制御部２ａがオフに制御する場合、高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に直列に接続された高周波抑止部１０ａが有するスイッチ回路ＳＷ１１を制御部２ａがオフすると共に、負荷ＲＬに並列的に接続された高周波消費部１０ｂが有するスイッチ回路ＳＷ２１を制御部２ａがオンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１と並列に接続された抵抗器Ｒｄが高周波生成部１と負荷ＲＬとの間に高周波的に直列に接続されると共に、スイッチ回路ＳＷ２１と高周波的に直列に接続された抵抗器Ｒｃが負荷ＲＬと並列的に接続される。従って、高周波電力の出力を速やかにオフさせることが可能となる。

また、実施形態１によれば、高周波消費部１０ｂに含まれる抵抗器ＲｃとトランスＴ２１の一次巻線との直列回路が負荷ＲＬに並列的に接続され、トランスＴ２１の二次巻線にスイッチ回路ＳＷ２１が並列に接続されている。即ち、抵抗器Ｒｃとスイッチ回路ＳＷ２１がトランスＴ２１を介して高周波的に直列に接続されている。従って、スイッチ回路ＳＷ２１がオンした場合に、抵抗器Ｒｃが負荷ＲＬに並列的に接続されて高周波電力の一部を消費する。また、スイッチ回路ＳＷ２１がオフの間にスイッチ回路ＳＷ２１に印加される高周波電圧と、スイッチ回路ＳＷ２１がオンの間にスイッチ回路ＳＷ２１に流れる高周波電流とをトランスＴ２１の巻数比に応じて変化させることができる。

更に、実施形態１によれば、高周波生成部１及び負荷ＲＬの間に直列に接続された高周波抑止部１０ａにおける高周波生成部１からの入力側又は負荷ＲＬに対する出力側に、高周波消費部１０ｂが並列に接続されている。高周波抑止部１０ａにおける上記何れの側に高周波消費部１０ｂが接続されている場合であっても、高周波電力の一部を消費する点では同等の効果を奏する。

更に、実施形態１によれば、高周波抑止部１０ａに含まれるトランスＴ１１の一次巻線が高周波生成部１と負荷ＲＬとの間に直列に接続され、二次巻線に抵抗器Ｒｄ及びスイッチ回路ＳＷ１１の並列回路が接続されている。従って、スイッチ回路ＳＷ１１がオフした場合に、抵抗器Ｒｄが高周波生成部１及び負荷ＲＬの間にトランスＴ１１を介して高周波的に直列に接続されて高周波電力の出力を抑止する。また、スイッチ回路ＳＷ１１がオフの間にスイッチ回路ＳＷ１１に印加される高周波電圧と、スイッチ回路ＳＷ１１がオンの間にスイッチ回路ＳＷ１１に流れる高周波電流とをトランスＴ１１の巻数比に応じて変化させることができる。

なお、本実施形態１にあっては、高周波抑止部１０ａにトランスＴ１１を用いたが、トランスＴ１１を用いずに、フィルタ回路Ｆ２及び負荷ＲＬの間に高周波用のスイッチ及び抵抗器Ｒｄの並列回路を接続しても、実施形態１と同様の効果を奏する。また、高周波消費部１０ｂにトランスＴ２１を用いずに、抵抗器Ｒｃ及び共通電位の間に高周波用のスイッチを接続しても、実施形態１と同様の効果を奏する。

（実施形態２）
実施形態１は、高周波生成部１が１つであって電力合成が不要な形態であるのに対し、実施形態２は、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を合成する形態である。図６は、実施形態２に係る高周波電源装置１００ｂの構成例を示す回路図である。

高周波電源装置１００ｂは、２つの高周波生成部１，１と、制御部２ｂと、高周波生成部１，１それぞれの出力端にキャパシタＣ０２，Ｃ０２を介して接続された２つのフィルタ回路Ｆ１，Ｆ１と、フィルタ回路Ｆ１，Ｆ１の出力側にて高周波電力を合成する電力合成器４と、フィルタ回路Ｆ２と、高周波抑止部１０ａと、高周波消費部１０ｂとを備える。即ち、高周波電源装置１００ｂは、実施形態１に係る高周波電源装置１００ａに、もう１組の高周波生成部１及びフィルタ回路Ｆ１と、電力合成器４とを加えたものである。電力合成器４の構成を変えることにより、２ｍ個（ｍは２以上の整数）の高周波生成部１からの高周波電力が合成されるようにしてもよい。

電力合成器４は、巻数比が１のトランスＴ４と、該トランスＴ４の一方の巻線及び他方の巻線の一端（巻初め記号側）同士及び他端同士にそれぞれ接続されたキャパシタＣ４１及びＣ４２と、トランスＴ４の他方の巻線の一端及び共通電位の間に接続された抵抗器Ｒ４とを有する。電力合成器４は、クワドラチャ合成器と称されるものである。

トランスＴ４の一方の巻線の一端は、一方の高周波生成部１に対応する一方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ４の他方の巻線の他端は、他方の高周波生成部１に対応する他方のフィルタ回路Ｆ１の出力側に接続されている。トランスＴ４の一方の巻線の他端は、直流カット用のキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２の入力側に接続されている。

電力合成器４は、上記の構成により、一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力と、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力とを合成し、合成した電力をキャパシタＣ０３を介してフィルタ回路Ｆ２に出力する。一方のフィルタ回路Ｆ１からの電力に対して、他方のフィルタ回路Ｆ１からの電力の位相が９０度遅れている場合は、抵抗器Ｒ４で消費される電力がゼロとなり、理想的にはフィルタ回路Ｆ１及びＦ２それぞれからの電力が無損失で合成される。このような無損失の合成を行うために、一方の高周波生成部１が有する信号発生器Ｓ１からの高周波信号に対して、他方の高周波生成部１が有する信号発生器Ｓ１からの高周波信号の位相が９０度だけ遅れるようになっている。

上述の構成において、制御部２ｂは、２組の信号発生器Ｓ１，Ｓ２からの高周波信号の出力を同時的に且つ周期的にオン／オフすることによって高周波生成部１，１による高周波電力の出力を周期的にオン／オフに制御する。この制御と同期して、制御部２ｂは、信号発生器Ｓ１１に対する制御信号を周期的にオン／オフすると共に、信号発生器Ｓ２１に対する制御信号を周期的にオフ／オンすることにより、信号発生器Ｓ１１からの駆動信号を周期的にオン／オフし、信号発生器Ｓ２１からの駆動信号を周期的にオフ／オンする。

即ち、制御部２ｂは、高周波生成部１，１による高周波電力の出力をオフに制御する場合、信号発生器Ｓ１１に対する制御信号をオフすると共に、信号発生器Ｓ２１に対する制御信号をオンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ１１がオフするため、フィルタ回路Ｆ２の出力側と負荷ＲＬとの間に抵抗器Ｒｄが高周波的に挿入されて、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の出力が抑止される。また、これと同時にスイッチ回路ＳＷ２１がオンするため、高周波抑止部１０ａが有するトランスＴ１１の一次巻線の一端と共通電位との間に抵抗器Ｒｃが高周波的に挿入されて、負荷ＲＬ側に対する高周波電力の一部が消費される。このような作用は、実施形態１の場合と同様である。

以上のように本実施形態２によれば、２つの高周波生成部１，１からの高周波電力を電力合成器４で合成して高周波抑止部１０ａに入力する。従って、２倍に増大させた高周波電力の立ち下がり特性を高周波抑止部１０ａにて改善することができる。

今回開示された実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上述した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。また、各実施形態で記載されている技術的特徴は、お互いに組み合わせることが可能である。

１００ａ，１００ｂ 高周波電源装置、 １ 高周波生成部、 ＤＣ１ 直流電源、 Ｓ１，Ｓ２ 信号発生器、 Ｕ１，Ｕ２ トランジスタ、 ２ａ，２ｂ 制御部、 ４ 電力合成器、 １０ａ 高周波抑止部、 １０ｂ 高周波消費部、 Ｓ１１，Ｓ２１ 信号発生器、ＳＷ１１，ＳＷ２１ スイッチ回路、 Ｕ１１，Ｕ１２，Ｕ２１，Ｕ２２ トランジスタ、 Ｔ１１，Ｔ２１ トランス、 Ｆ１，Ｆ２ フィルタ回路、 Ｒｃ，Ｒｄ 抵抗器、 ＲＬ 負荷

Claims (5)

1. 高周波電力を生成して負荷に出力する高周波生成部と、該高周波生成部による高周波電力の出力をオン／オフに制御する制御部とを備える高周波電源装置であって、
   第１抵抗器及び第１スイッチが並列に接続された回路を有し、前記高周波生成部及び前記負荷の間に直列に接続されて前記出力を抑止する高周波抑止部と、
   第２抵抗器及び第２スイッチが直列的に接続された回路を有し、前記負荷に並列的に接続されて前記出力を消費する高周波消費部と
   を備え、
   前記制御部は、前記出力の制御と同期して前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオン／オフするようにしてあり、前記出力をオフに制御する場合、前記第１スイッチをオフすると共に、前記第２スイッチをオンする高周波電源装置。
2. 前記高周波消費部は、前記第２抵抗器に一次巻線が直列に接続された第２トランスを含み、該第２トランスの二次巻線に前記第２スイッチが並列に接続されている請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記高周波消費部は、前記高周波抑止部における前記高周波生成部側又は前記負荷側にて前記負荷に並列的に接続されている請求項２に記載の高周波電源装置。
4. 前記高周波抑止部は、前記高周波生成部及び前記負荷の間に一次巻線が直列に接続された第１トランスを含み、該第１トランスの二次巻線に前記第１抵抗器及び前記第１スイッチが並列に接続されている請求項１から請求項３の何れか１項に記載の高周波電源装置。
5. 前記高周波生成部を複数備え、複数の前記高周波生成部と前記高周波抑止部及び前記高周波消費部との間に、複数の前記高周波生成部からの高周波電力を合成する合成器を更に備える
   請求項１から請求項４の何れか１項に記載の高周波電源装置。

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