JP2021090313A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速域で速度特性が悪化することを防ぐ電力変換装置を提供することにある。【解決手段】電力変換装置は、スイッチング素子を有する電力変換器と、誘導モータの電圧情報および電流情報から電力変換器を制御する制御部とを有し、制御部は、誘導モータの電圧情報と電流情報から演算した第１の電力情報を演算し、誘導モータの電気回路定数、電流指令値、出力周波数指令値および磁束推定値から第２の電力情報を演算し、第２の電力情報が、第１の電力情報に追従するように磁束推定値を演算する。【選択図】図１

Description

本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置に関する。

誘導モータの高精度な制御方法としては、特許文献１に記載のように、電力変換部から誘導モータへの出力電圧と電動機の巻線抵抗により生じる電圧降下量の差分に基づいて、誘導モータの固定子磁束ベクトルを推定する技術の記載がある。

特開2016−32364

特許文献１に記載された技術では、静止座標系α、βを使い、磁束ベクトルを推定する。αβの各軸成分では、磁束ベクトルは正弦波の形状に変化する。そのため、高速域では、正弦波の変化を検出するサンプリング周期が十分に短くないと、正弦波の振幅の値を正確に検出できない。しかし、サンプリング周期には限界が有るので、その限界を超える高速域では磁束の推定の精度を高めるのは困難である。

磁束推定の精度が十分ではないことにより、特許文献１では、速度指令値と実際の誘導モータの回転速度にずれが生じ速度特性が悪くなることが考えられる。また、高速域で磁束を推定する場合に、電気回路定数の誤差で速度特性が悪くなるという課題がある。

本発明の目的は、高速域で速度特性が悪化することを防ぐ電力変換装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例としては、スイッチング素子を有する電力変換器と、
誘導モータの電圧情報および電流情報から前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、
前記誘導モータの電圧情報と電流情報から演算した第１の電力情報を演算し、
前記誘導モータの電気回路定数、電流指令値、出力周波数指令値および磁束推定値から第２の電力情報を演算し、
前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するように前記磁束推定値を演算する電力変換装置である。

本発明によれば、高速域で速度特性の悪化を防ぐことができる。

実施例１における電力変換装置の構成図。 実施例１におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 比較例を用いた場合の制御特性を示す図。 実施例１を用いた場合の制御特性を示す図。 実施例１の変形例のｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 実施例１における顕現性を確認するための構成図。 実施例２におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 実施例３におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 実施例４におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 実施例５におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図。 実施例６における電力変換装置の構成図。

以下、図面を用いて実施例を詳細に説明する。

図１は、実施例１における電力変換装置の構成図を示す。誘導モータ１は、磁束軸（ｄ軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸（ｑ軸）成分の電流によりトルクを発生する。

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値を可変する。スイッチング素子としてＩＧＢＴを使うようにしてもよい。

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値であるi_uc、i_vc、i_wcを出力する。また電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、u相とw相の交流電流を検出し、v相の交流電流は、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、i_v=−(i_u＋i_w)として求めてもよい。本実施例では、電流検出器４は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

制御部は、以下に説明する座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸の二次磁束推定演算部７、ベクトル制御演算部８、周波数・位相推定演算部９、座標変換部１０を備える。そして、制御部は、電力変換器２を制御する。

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。

次に、電力変換器２を制御する制御部の各構成要素について、説明する。

座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの交流電流検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相演算値θ_dcからｄ軸の電流検出値i_dcおよびｑ軸の電流検出値i_qcを出力する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*と周波数推定値ω_r ^{^}に基づいて演算したｑ軸の電流指令値i_q ^*を出力する。

ｄ軸の二次磁束推定演算部７は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**、電流検出値i_dc、i_qc、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と出力周波数指令値ω₁ ^*に基づいて演算したｄ軸の磁束推定値φ_2d ^**を出力する。

ベクトル制御演算部８は、ｄ軸の二次磁束推定値φ_2d ^**、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、電流検出値i_dc、i_qcと出力周波数指令値ω₁ ^*に基づいて演算したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**を出力する。

周波数・位相推定演算部９は、ｑ軸の電圧指令値v_qc ^**、ｄ軸の電流指令値i_d ^*、ｑ軸の電流指令値i_q ^*および電流検出値i_qcとｄ軸の二次磁束推定値φ_2d ^**に基づいて演算した周波数推定値ω_r ^{^}、出力周波数指令値ω₁ ^*と位相演算値θ_dcを出力する。

座標変換部１０は、d軸の電圧指令値v_dc ^**とq軸の電圧指令値v_qc ^**と、位相演算値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

最初に、ｄ軸の二次磁束推定演算部７を用いた場合のセンサレスベクトル制御の基本動作について説明する。

速度制御演算部６は、周波数指令値ω_r ^*に周波数推定値ω_r ^{^}が追従するように、比例制御と積分制御により（数１）に従いトルク電流指令であるｑ軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

ここでK_spは速度制御の比例ゲイン、K_siは速度制御の積分ゲインである。

ベクトル制御演算部８では、第１に、ｄ軸の二次磁束推定値φ_2d ^**、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と出力周波数指令値ω₁ ^*を用いて（数２）に従いｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*を出力する。

ここでT_acrは電流制御遅れ相当の時定数、R₁は一次抵抗値、L_σは漏れインダクタンス値、Ｍは相互インダクタンス値、L₂は二次側インダクタンス値である。

第２に、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*に、各成分の電流検出値i_dc、i_qcが追従するよう比例制御と積分制御により、（数３）に従いｄ軸およびｑ軸の電圧補正値Δv_dc、Δv_qcを演算する。

ここでK_pdはｄ軸の電流制御の比例ゲイン、K_idはｄ軸の電流制御の積分ゲイン、K_pqはｑ軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqはｑ軸の電流制御の積分ゲインである。

さらに（数４）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_dc ^**を演算する。

周波数・位相推定演算部９では、q軸の電圧指令値v_qc ^**、ｄ軸の電流指令値i_d ^*、q軸の電流指令値i_q ^*および電流検出値i_qcとｄ軸の二次磁束推定値φ_2d ^**に基づいて、（数５）に従い周波数推定値ω_r ^{^}を、（数６）に従い出力周波数指令値ω₁ ^*を、（数７）に従い位相演算値θ_dcをそれぞれ演算する。

ここでＲ^*は一次抵抗と二次抵抗を加算した設定値、Ｔ_obsは速度推定の時定数である。

図２に本実施例の特徴であるｄ軸の二次磁束推定演算部７のブロックを示す。

L.P.F（Low Pass Filter）７１は、ゲインが相互インダクタンスM、時定数が二次時定数T₂であり、ｄ軸の電流指令値i_d ^*が入力され、d軸の二次磁束指令値φ_2d ^*を演算する。

第１の有効電力演算部７２は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcを用いて、第１の有効電力P_cを（数８）に従い演算する。

力行／回生の両方の運転モードに対応するため、第１の有効電力演算部７２の出力を絶対値演算部７３に通して、第１の有効電力P_cの絶対値|P_c|を演算する。

第２の有効電力演算部７４は、ｄ軸およびq軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、出力周波数指令値ω₁ ^*、誘導モータ１の電気回路定数であるR1、M、L₂と、d軸の二次磁束推定値φ_2d ^**を用いて、第２の有効電力P_c ^{^}を（数９）に従い演算する。

力行／回生の両方の運転モードに対応するため、第２の有効電力演算部７４の出力を絶対値演算部７５に通して、第２の有効電力P_c ^{^}の絶対値| P_c ^{^}|を演算する。

ＰＩ制御部７６は、第２の有効電力P_c ^{^}の絶対値|P_c ^{^}|が、第１の有効電力P_cの絶対値|P_c|に追従するように、P（比例）制御とI（積分）制御を行い、ｄ軸の二次磁束指令補正値Δφ_2d0 ^*を演算する。

L.P.F７７は、時定数がTのゲインを持ち、二次磁束指令補正値Δφ_2d0 ^*が入力され、d軸の二次磁束補正値Δφ_2d ^*を出力する。前記Δφ_2d ^*とd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*を用いて、d軸の二次磁束推定値φ_2d ^**を（数１０）に従い演算する。

つぎに、本実施例が高精度な制御特性となる原理について説明する。

図３は、d軸の二次磁束推定演算部７を用いない（Δφ_2d ^*=0）比較例としての制御特性を示す。（数２）に示すd軸およびq軸の電圧指令値v_dc ^**、v_dc ^**の演算式と、（数５）に示す速度推定値ω_r^の演算式に含まれる漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*に、+２０％の誤差がある場合のシミュレーション結果である。

上段の縦軸は負荷トルクT_L（N・ｍ）、中段の縦軸は周波数推定値ω_r^（Hz）と誘導モータの周波数ω_r（Hz）、下段の縦軸はd軸の二次磁束φ_2d（p.u）とその指令値φ_2d ^*（p.u）を、横軸は時間（秒）を表示している。

ランプ状の負荷トルクT_Lを図中のA点から与え始め、図中のB点で定格トルク（100%）トルクの２倍の大きさとなり、B点より右以降は200％トルクを与えたままの状態である。誘導モータの周波数ω_rが周波数指令値ω_r ^*である30Hzより増速していることがわかる。

一方、周波数推定値ω_r ^{^}は約30Hzであり、（数６）により出力周波数指令値ω₁ ^*を演算するため、周波数の推定誤差はΔω＝（ω_r―ω_r ^{^}）であり、誘導モータのすべり誤差Δω_sは（ω_s―ω_s ^{^}）となる。このすべり誤差Δω_sによりｄ軸の二次磁束φ_2dが増加してしまう。そのようになると漏れインダクタンスの設定値L_σ ^*によっては制御特性（速度ωの特性）が劣化する。つまり誘導モータの回転速度が速度指令値からずれるという速度特性の悪化が生じる問題があった。

本実施例では、誘導モータの電圧情報としてのｄ軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**と、誘導モータの電流情報としてのｄ軸の電流検出値i_dc、q軸の電流検出値i_qcを用いて、電気回路定数である漏れインダクタンスL_σの情報を含まない第１の有効電力P_cを（数８）より演算する。

また、ｄ軸の電流指令値i_d ^*およびｑ軸の電流指令値i_q ^*、出力周波数指令値ω₁ ^*、誘導モータの電気回路定数R₁、M、L₂とｄ軸の二次磁束の推定値φ_2d ^**を用いて、こちらも漏れインダクタンスL_σの情報を含まない第２の有効電力情報P_c ^{^}を（数９）より演算する。

上記のP_c ^{^}の絶対値|P_c ^{^}|が、Pcの絶対値|P_c|に追従するように前記φ_2d ^**を推定し、推定値φ_2d ^{^}をベクトル制御演算部８、周波数・位相推定演算部９に用いることで、制御特性を改善することができる。

実施例１における制御特性を図４に示す。図４は、図３の横軸と縦軸は同じである。ｄ軸の二次磁束推定演算部７を動作させ、図３と同様な負荷トルクT_Lを与えている。ｄ軸の二次磁束φ_2dを高精度に推定する（φ_2d≒φ_2d ^**）ため、周波数推定値ω_r ^{^}は誘導モータの周波数ω_rにほぼ一致しており、本実施例の効果が明白であることがわかる。

また上記の実施例では、d軸の二次磁束推定演算部７において、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を固定値としているが、図５に示すように出力周波数指令値ω₁ ^*やq軸の電流指令値i_q ^*に応じて変化させてもよい。

図５における７ａは図２のｄ軸の二次磁束推定演算部７に相当する。図５における７ａ１、７ａ２、７ａ３、７ａ４、７ａ５、７ａ７は、それぞれ図２のL.P.F７１、第１の有効電力演算部７２、絶対値演算部７３、第２の有効電力演算部７４、絶対値演算部７５、L.P.F７７と同一である。

図５のＰＩ制御部７ａ６において、出力周波数指令値ω₁ ^*の大きさやｑ軸の電流指令値i_q ^*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させることで、第１の有効電力P_cの絶対値|P_c|が、第２の有効電量P_c ^{^}の絶対値|P_c ^{^}|に、周波数や電流値に応じて変化する。つまり低速域から高速域、軽負荷から重負荷においても、より短時間で高精度な制御特性を実現できる。

ここで、図６を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、誘導モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

ベクトル電圧・電流成分の計算部２４には、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc、v_qc、ベクトル電流成分のi_dc、i_qcと、位置θを微分した検出値ω_rを演算する。

各部波形の観測部２５では、（数１１）を用いて、ｄ軸の二次磁束推定値φ_2d ^{^}を演算する。

電力変換器２に設定する漏れインダクタンスL_σ ^*の大きさを変更すると、上記φ_2d ^{^}の大きさが変更され、検出値ω_rがほぼ指令値に一致していれば、本実施例を採用していることが明白となる。

なお、本実施例では周波数推定値ω_r ^{^}を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダを取り付けて、周波数ω_rを検出するようにしてもよい。ｄ軸の二次磁束を高精度に推定できるので、すべり指令値を修正することで高精度な制御特性を実現できる。

図７は、実施例２におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図である。本実施例は、ｄ軸の二次磁束推定演算部以外の構成は実施例１と同じである。実施例１では、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcから、第１の有効電力P_cを演算した。

実施例２では、誘導モータの電圧情報としての三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*と、誘導モータの電流情報としての電流検出の振幅値i₁および位相θ_viの余弦信号を用いて、有効電力P_cを演算する。

図７における７ｂは、図２におけるｄ軸の二次磁束推定演算部７に相当するものである。また図７における７ｂ１、７ｂ３、７ｂ４、７ｂ５、７ｂ６、７ｂ７は、それぞれ図２のL.P.F７１、絶対値演算部７３、第２の有効電力演算部７４、絶対値演算部７５、ＰＩ制御部７６、L.P.F７７と同一である。

図７において、第１の有効電力演算部７ｂ２では三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*を（数１２）、電流検出値の振幅値i₁を（数１３）、および位相θ_viを（数１４）より求め、（数１５）を用いて有効電力P_cを演算する。

本実施例を用いても実施例１と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。

また、実施例２においても、図５と同様に、ＰＩ制御部７ｂ６において、出力周波数指令値ω₁ ^*の大きさやｑ軸の電流指令値i_q ^*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させるようにしてもよい。そのようにすることで、低速域から高速域、軽負荷から重負荷においても、より短時間で高精度な制御特性を実現できる。

図８は、実施例３におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図である。本実施例は、ｄ軸の二次磁束推定演算部以外の構成は実施例１と同じである。実施例１では、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcから、第１の有効電力P_cを演算した。

実施例３では、誘導モータの電圧情報として電力変換器２に直流電圧を供給する直流電源３の直流電圧値E_DCと、誘導モータの電流情報として、直流電源３から供給される直流電流値I_DCを用いて有効電力P_cを演算する。

図８における７ｃは、図２におけるｄ軸の二次磁束推定演算部７に相当するものである。図７における７ｃ１、７ｃ３、７ｃ４、７ｃ５、７ｃ６、７ｃ７は、図２のL.P.F７１、絶対値演算部７３、第２の有効電力演算部７４、絶対値演算部７５、ＰＩ制御部７６、L.P.F７７と同一である。

図７において、７ｃ２では電力変換器の直流電圧検出値E_DC、直流電流検出値I_DCを用いて、有効電力P_cを（数１６）を用いて演算する。

本実施例を用いても、実施例１と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。

実施例３においても、図５と同様に、ＰＩ制御部７ｃ６において、出力周波数指令値ω₁ ^*の大きさやｑ軸の電流指令値i_q ^*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させるようにしてもよい。

図９は、実施例４におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図である。本実施例は、ｄ軸の二次磁束推定演算部以外の構成は実施例１と同じである。実施例１では、２つの有効電力情報を用いたが、本実施例からは、２つの無効電力情報を用いる。

図９における７ｄは、図２におけるｄ軸の二次磁束推定演算部７に相当するものである。また図７における７ｄ１、７ｄ３、７ｄ５、７ｄ６、７ｄ７は、図２のL.P.F７１、絶対値演算部７３、絶対値演算部７５、ＰＩ制御部７６、L.P.F７７と同一である。

第１の無効電力演算部７ｄ２は、誘導モータの電圧情報としてのｄ軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**と、誘導モータの電流情報としての電流検出値i_dc、i_qcを用いて、第１の無効電力Q_cを（数１７）に従い演算する。

力行／回生の両方の運転モードに対応するため、第１の無効電力演算部７ｄ２の出力を絶対値演算部７ｄ３に通して、第１の無効電力Q_cの絶対値|Q_c|を演算する。

第２の無効電力演算部７ｄ４は、ｄ軸およびq軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*、出力周波数指令値ω₁ ^*、誘導モータ１の電気回路定数であるR1、M、L₂と、d軸の磁束推定値φ_2d ^**を用いて、第２の無効電力Q_c ^{^}を（数１８）に従い演算する。

力行／回生の両方の運転モードに対応するため、第２の無効電力演算部７ｄ４の出力を絶対値演算部７ｄ５に通して、第２の無効電力Q_c ^{^}の絶対値|Q_c ^{^}|を演算する。

ＰＩ制御部７ｄ６は、第２の無効電力Q_c ^{^}の絶対値|Q_c ^{^}|が第１の無効電力Q_cの絶対値|Q_c|に追従するように、P（比例）+Ｉ（積分）制御を行い、ｄ軸の二次磁束指令補正値Δφ_2d0 ^*を演算する。

L.P.F７ｄ７は、時定数がTのゲインを持ち、ｄ軸の二次磁束指令補正値Δφ_2d0 ^*が入力され、d軸の二次磁束補正値Δφ_2d ^*を演算する。前記Δφ_2d ^*とｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*を用いて、d軸の二次磁束推定値φ_2d ^**を前記の（数１０）に従い演算する。

本実施例は、第２の無効電力Q_c ^{^}の絶対値|Q_c ^{^}|が、第１の無効電力Q_cの絶対値|Q_c|に追従するように、ｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*を修正することにより、電気回路定数である抵抗の設定値R_１ ^*に誤差があっても、力行／回生の運転モードに係わらず高精度な制御特性を実現することができる。

実施例４においても、図５と同様に、ＰＩ制御部７ｄ６において、出力周波数指令値ω₁ ^*の大きさやｑ軸の電流指令値i_q ^*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させるようにしてもよい。そのようにすることで、低速域から高速域、軽負荷から重負荷においても、より短時間で高精度な制御特性を実現できる。

図１０は、実施例５におけるｄ軸の二次磁束推定演算部の構成図である。本実施例は、ｄ軸の二次磁束推定演算部以外の構成は実施例１と同じである。実施例４では、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^**、v_qc ^**と電流検出値i_dc、i_qcから、第１の無効電力Q_cを演算した。

実施例５では、誘導モータの電圧情報としての三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*と、誘導モータの電流情報としての電流検出の振幅値i₁、および位相θ_viを用いて、無効電力Q_cを演算する。

図１０における７ｅは、図９におけるｄ軸の二次磁束推定演算部７ｄに相当するものである。また図１０における７ｅ１、７ｅ３、７ｅ４、７ｅ５、７ｅ６、７ｅ７は、図９のL.P.F７ｄ１、絶対値演算部７ｄ３、第２の無効電力演算部７ｄ４、絶対値演算部７ｄ５、ＰＩ制御部７ｄ６、L.P.F７ｄ７と同一である。

図１０において、７ｅ２では三相交流の電圧指令の振幅値V₁ ^*を前述の（数１２）、電流検出値の振幅値i₁を前述の（数１３）、および位相θ_viの正弦信号を用いて、無効電力Q_cを（数１９）により演算する。

本実施例を用いても、実施例４と同様に、抵抗の設定値R_１ ^*に誤差があっても、力行／回生の両方のトルクモードに係わらず、高精度な制御特性を実現することができる。

実施例５においても、図５と同様に、ＰＩ制御部７ｅ６において、出力周波数指令値ω₁ ^*の大きさやｑ軸の電流指令値i_q ^*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン（K_p、K_i）を変化させるようにしてもよい。そのようにすることで、低速域から高速域、軽負荷から重負荷においても、より短時間で高精度な制御特性を実現できる。

図１１は、実施例６における電力変換器の構成図である。本実施例は、誘導モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図１１において、誘導モータ１、座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸の二次磁束推定演算部７、ベクトル制御演算部８、周波数・位相推定演算部９は、図１の構成と同一である。

図１の構成要素である誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０は、ソフトウェア２０ａとハードウェアに分かれている。図１の座標変換部５、速度制御演算部６、ｄ軸の二次磁束推定演算部７、ベクトル制御演算部８、周波数・位相推定演算部９がソフトウェア２０ａである。

図１の電力変換器２、直流電源３、電流検出器４がハードウェアとして実装されている。また、電力変換装置２０の操作や表示をするデジタル・オペレータ２０ｂや、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの所定の比例ゲイン３１、所定の積分ゲイン３２を、制御部の記録部に設定するか、記録しておいたゲインの変更をすることができる。

例えば、d軸の二次磁束推定演算部７におけるＰＩ制御部７６の比例ゲインＫｐ１もしくは積分ゲインＫｉ１を、外部から設定するか、もしくは、そのゲインを変更することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、速度センサレスベクトル制御において高精度な制御特性を実現することができる。また所定の比例ゲイン３１、所定の積分ゲイン３２は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定してもよい。

実施例６は実施例１を用いて開示してあるが、実施例２から実施例５のいずれであっても良い。

実施例１から実施例５においては、電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから電圧修正値Δv_dc、Δv_qcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数３）に示す演算を行った。

電流指令値i_d ^*、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcからベクトル制御演算に使用する（数２０）に示す中間的な電流指令値i_d ^**、i_q ^**を作成し、出力周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気回路定数を用いて（数２１）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここでK_pd1はd軸の電流制御の比例ゲイン、K_id1はd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq1はq軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq1はq軸の電流制御の積分ゲイン、T_dはd軸の電気時定数(L_σ/R)、T_qはq軸の電気時定数(L_σ/R)である。

電流指令値i_d ^**、i_q ^*と電流検出値i_dc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{d_p} ^*、ｄ軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{d_i} ^*、ｑ軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{q_p} ^*、ｑ軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{q_i} ^*を（数２２）により作成し、出力周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気回路定数を用いた（数２３）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここでK_pd2はd軸の電流制御の比例ゲイン、K_id2はd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq2：q軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq2：q軸の電流制御の積分ゲインである。

ｄ軸の電流指令値i_d ^*およびｑ軸の電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctd、周波数指令値ω_r ^*と、誘導モータ１の電気回路定数を用いて、（数２４）に示す出力周波数指令値ω₁ ^**と、（数２５）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、i_qctdはi_qcを一次遅れフィルタに通した信号である。

実施例１から実施例５においては、周波数・位相推定演算部９では（数５）に従い周波数推定値を演算していた。ｑ軸電流制御で電流制御と速度推定を併用しても良い。（数２６）に示すように周波数推定値ω_r ^{^^}を演算する。

ここでK_pq3は電流制御の比例ゲイン、K_iq3は電流制御の積分ゲインである。

さらに周波数・位相推定演算部９において、（数５）あるいは（数２６）に従い周波数推定値を演算したが、誘導モータ１にエンコーダを取りつけ、エンコーダ信号から周波数検出値を演算しても良い。

実施例１から実施例６において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…速度制御演算部、７…ｄ軸の二次磁束推定演算部、８…ベクトル制御演算部、９…周波数・位相推定演算部、１０…座標変換部

Claims (12)

1. スイッチング素子を有する電力変換器と、
   誘導モータの電圧情報および電流情報から前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、
   前記誘導モータの電圧情報と電流情報から演算した第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの電気回路定数、電流指令値、出力周波数指令値および磁束推定値から第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するように前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の電力情報および前記第２の電力情報は、有効電力である電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値とｄ軸およびｑ軸の検出電流から前記第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの前記電気回路定数、ｄ軸およびｑ軸の前記電流指令値、前記出力周波数指令値およびｄ軸の前記磁束推定値から前記第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するようにｄ軸の前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
4. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   三相交流の電圧指令値および電流検出値の振幅値から前記第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの電気回路定数、ｄ軸およびｑ軸の前記電流指令値、前記出力周波数指令値およびｄ軸の前記磁束推定値から前記第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するようにｄ軸の前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
5. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記電力変換器の直流電圧値と直流電流値から前記第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの前記電気回路定数、ｄ軸およびｑ軸の前記電流指令値、前記出力周波数指令値およびｄ軸の前記磁束推定値から前記第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するようにｄ軸の前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
6. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の電力情報および前記第２の電力情報は、無効電力である電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値とｄ軸およびｑ軸の検出電流から前記第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの前記電気回路定数、ｄ軸およびｑ軸の前記電流指令値、前記出力周波数指令値およびｄ軸の前記磁束推定値から前記第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するようにｄ軸の前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
8. 請求項６に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   三相交流の電圧指令値および電流検出値の振幅値から前記第１の電力情報を演算し、
   前記誘導モータの前記電気回路定数、ｄ軸およびｑ軸の前記電流指令値、前記出力周波数指令値およびｄ軸の前記磁束推定値から前記第２の電力情報を演算し、
   前記第２の電力情報が、前記第１の電力情報に追従するようにｄ軸の前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
9. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記第１の電力情報と前記第２の電力情報との偏差を零とするように比例制御と積分制御により前記磁束推定値を演算する
   電力変換装置。
10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記誘導モータの前記出力周波数指令値あるいはｑ軸の前記電流指令値の少なくともどちらか一方に基づいて、
    前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを修正する
    電力変換装置。
11. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器から、
    比例制御あるいは積分制御に設定する制御ゲインを、記録部に設定するか、もしくは設定した制御ゲインを変更する
    電力変換装置。
12. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記磁束推定値に基づいて電圧指令値を出力するベクトル制御演算部と、
    前記磁束推定値に基づいて前記出力周波数指令値と周波数推定値を出力する周波数・位相推定演算部とを
    有する電力変換装置。

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