JP2020148587A - 光コヒーレントセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】アクティブノイズキャンセラーの技術を用いることで、連続光光源の位相雑音を除去可能にする。【解決手段】干渉信号生成部と、位相変動信号生成部と、信号処理部とを備えて構成される。干渉信号生成部は、連続光を生成し、連続光をプローブ光と参照光に２分岐し、参照光を第１の参照光及び第２の参照光に２分岐し、及び、プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光と、第１の参照光とをコヒーレント検波することにより干渉信号を生成する。位相変動信号生成部は、第２の参照光の位相変動を示す位相変動信号を生成する。信号処理部は、干渉信号と、位相変動信号から、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて連続光の位相雑音を相殺することにより、散乱光の位相変化を検出する。【選択図】図１

Description

この発明は、光コヒーレントセンサに関する。

光通信や光センシングで用いられるレーザーには、位相雑音が重畳されている。

例えば、位相変調信号を用いる光コヒーレント通信の場合、信号光と局発光の位相雑音の大きさに比例して復調性能が悪化する。このため、レーザー光源として、低位相雑音の光源を用いることが望ましい。

同様の現象が、光のコヒーレンス性を用いる光センサ（以下、光コヒーレントセンサとも称する。）にも当てはまる。光コヒーレントセンサとして、例えば、レーザードップラー振動計がある（例えば、特許文献１参照）。

図４を参照して、レーザードップラー振動計の従来例を説明する。図４は、レーザードップラー振動計の従来例を説明するための模式図である。

連続光光源（レーザー光源）１０から出力された、直線偏光状態の連続光は、第１の偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２１で、直線偏光状態のプローブ光と参照光に２分岐される。プローブ光と参照光の偏光方向は互いに直交している。プローブ光は、第２のＰＢＳ２２を経て、λ／４板３０に送られる。プローブ光は、λ／４板３０において、直線偏光から円偏光に変換される。円偏光に変換されたプローブ光は、測定対象物に照射される。

プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光は、λ／４板３０に入射される。散乱光は、λ／４板３０において、円偏光から直線偏光に変換される。ここで、λ／４板３０に入力されたプローブ光の偏光方向と、λ／４板３０から出力される散乱光の偏光方向は、互いに直交する。直線偏光に変換された散乱光は、第２のＰＢＳ２２を経て、第３のＰＢＳ２３に送られる。

参照光は、偏光状態を維持したまま、ミラー４０で反射され、周波数シフタ５０に送られる。参照光は、周波数シフタ５０で、発振器３１０で生成された発振信号を用いて、発振周波数Δｆの周波数シフトを受けた後、第３のＰＢＳ２３に送られる。

第３のＰＢＳ２３では、散乱光と参照光が、同じ偏光状態で干渉して干渉光を生成する。干渉光は、光電変換器６０で干渉電気信号に変換される。干渉電気信号は、増幅器７０で所定のレベルまで増幅された後、周波数弁別器８０で位相の瞬時微分値、すなわち、瞬時周波数に変換される。この瞬時周波数からドップラーシフトによる周波数シフトが検出され、測定対象物の速度が得られる。

特開平４−２１８７３１号公報

https://www.ljmu.ac.uk/~/media/files/ljmu/about-us /faculties-and-schools/tae/geri/onedimensionalphaseunwrapping_finalpdf http://www.cs.cmu.edu/~aarti/pubs/ANC.pdf

ここで、レーザードップラー振動計では、測定対象物までの距離が大きいほど、散乱光と参照光とが干渉するまでの両者の時間差が大きくなる。このため、連続光光源として位相雑音が大きいレーザー光源を用いると、干渉信号から位相情報を検出するのが難しくなる。

従って、レーザードップラー振動計に用いられるレーザー光源は、狭線幅であり、高いコヒーレンス性を有していることが要求される。

しかし、このような狭線幅光源は、一般的に非常に高価であり、レーザードップラー振動計の光学系が高価となる一因となっている。

上述の課題に鑑みて、この発明に係る発明者らが鋭意検討したところ、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて、レーザー光源の位相雑音を除去することにより、狭線幅光源が不要になることを見出した。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いることで、連続光光源の位相雑音を除去可能な、光コヒーレントセンサを提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の光コヒーレントセンサは、干渉信号生成部と、位相変動信号生成部と、信号処理部とを備えて構成される。干渉信号生成部は、連続光を生成し、連続光をプローブ光と参照光に２分岐し、参照光を第１の参照光及び第２の参照光に２分岐し、及び、プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光と、第１の参照光とをコヒーレント検波することにより干渉信号を生成する。位相変動信号生成部は、第２の参照光の位相変動を示す位相変動信号を生成する。信号処理部は、干渉信号と位相変動信号から、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて連続光の位相雑音を相殺することにより、散乱光の位相変化を検出する。

この発明の光コヒーレントセンサによれば、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて、連続光光源の位相雑音を除去するので、高コストな狭線幅光源が不要となる。

この発明の光コヒーレントセンサを説明するための模式図である。 光コヒーレントセンサが備える位相変動信号生成部を説明するための模式図である。 光コヒーレントセンサが備える信号処理部を説明するための模式図である。 レーザードップラー振動計の従来例を説明するための模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

図１〜３を参照して、この発明の一実施形態に係る光コヒーレントセンサを説明する。図１は、この発明の光コヒーレントセンサを説明するための模式図である。図２は、光コヒーレントセンサが備える位相変動信号生成部を説明するための模式図である。図３は、光コヒーレントセンサが備える信号処理部を説明するための模式図である。

ここでは、光コヒーレントセンサの構成例として、レーザードップラー振動計を説明する。

レーザードップラー振動計は、干渉信号生成部１００と、位相変動信号生成部２００と、発振信号生成部３００と、信号処理部４００とを備えて構成される。

干渉信号生成部１００は、連続光光源１１０、第１〜第３の偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１２１〜１２３、λ／４板１３０、ミラー１４０、周波数シフタ１５０、光電変換器１６０、第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７０、及び、第１のアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１８０を備える。

連続光光源１１０は、コヒーレント光を生成可能な、例えば、任意好適な従来周知のレーザー光源で構成される。連続光光源１１０は、直線偏光状態である連続光を生成する。連続光光源１１０が生成した連続光は、第１のＰＢＳ１２１に送られる。

第１のＰＢＳ１２１は、入力端、第１の出力端、及び、第２の出力端を有する。第１のＰＢＳ１２１は、入力端を経て入力された連続光を２つの直交した直線偏光状態の光に２分岐する。２分岐された一方は第１の出力端から出力されて、プローブ光として、第２のＰＢＳ１２２に送られる。また、２分岐された他方は、第２の出力端から参照光として出力される。

第２のＰＢＳ１２２は、入力端、入出力端、出力端を有する。第２のＰＢＳ１２２は、入力端を経て入力されたプローブ光を、入出力端から出力する。入出力端から出力されたプローブ光は、λ／４板１３０に送られる。

λ／４板１３０は、第２のＰＢＳ１２２から受けた直線偏光状態のプローブ光を、円偏光状態に変換する。円偏光状態に変換されたプローブ光は、測定対象物に照射される。また、λ／４板１３０は、測定対象物から受けた円偏光状態の散乱光を、直線偏光状態に変換する。直線偏光状態に変換された散乱光は、第２のＰＢＳ１２２に送られる。ここで、直線偏光状態のプローブ光は、λ／４板１３０を２回通過して、直線偏光状態の散乱光になる。このため、λ／４板１３０に入力される直線偏光状態のプローブ光と、λ／４板１３０から出力される直線偏光状態の散乱光とは、偏光方向が直交する。

第２のＰＢＳ１２２は、入出力端から入力された散乱光を、出力端から出力する。出力端から出力された散乱光は、第３のＰＢＳ１２３に送られる。

第１のＰＢＳ１２１の第２の出力端から出力された参照光は第１の参照光と第２の参照光とに２分岐される。第１の参照光は、ミラー１４０に送られ、第２の参照光は、位相変動信号生成部２００に送られる。

ミラー１４０に送られた第１の参照光は、偏光状態を維持したまま反射され、周波数シフタ１５０に送られる。周波数シフタ１５０は、例えば、ＡＯＭ（Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｏｐｔｉｃ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）で構成される。周波数シフタ１５０は、発振信号生成部３００で生成された周波数Δｆの発振信号を用いて、周波数シフタ１５０を伝播する光に対して、周波数Δｆの周波数シフトを与える。周波数シフタ１５０で周波数Δｆの周波数シフトを受けた第１の参照光は、第３のＰＢＳ１２３に送られる。

第３のＰＢＳ１２３は、第１の入力端、第２の入力端、及び、出力端を有する。第３のＰＢＳ１２３の第１の入力端には、第２のＰＢＳ１２２から送られた散乱光が入力される。また、第３のＰＢＳ１２３の第２の入力端には、周波数シフタ１５０から送られた第１の参照光が入力される。

第３のＰＢＳ１２３は、第１の入力端及び第２の入力端を経て入力された、同じ偏光状態の散乱光及び第１の参照光を干渉させて、干渉光を生成する。干渉光は、光電変換器１６０に送られる。

光電変換器１６０は、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成される。光電変換器１６０は、干渉光を干渉電気信号に変換する。干渉電気信号は、周波数Δｆを中心としたビート信号である。干渉電気信号は、周波数Δｆ近傍に、ドップラーシフトによる位相変調成分を含む。

干渉電気信号は、第１のＢＰＦ１７０に送られる。第１のＢＰＦ１７０は、アンチエイリアシングフィルタとして機能する。第１のＢＰＦ１７０は、干渉電気信号の、ドップラーシフトによる位相変調成分を含む、Δｆ近傍の周波数成分を抽出する。第１のＢＰＦ１７０で抽出された周波数成分を含む干渉電気信号は、第１のＡＤＣ１８０に送られる。

第１のＡＤＣ１８０は、第１のＢＰＦ１７０から送られた干渉電気信号をディジタル信号に変換して干渉信号を得る。このディジタル信号である干渉信号は、信号処理部４００に送られる。

図２を参照して、位相変動信号生成部について説明する。位相変動信号生成部は、第２の参照光の位相変動を示す位相変動信号を生成する。

位相変動信号生成部２００は、分岐部２１０、周波数シフタ２３０、遅延部２４０、合波部２５０、光電変換器２６０、第２のＢＰＦ２７０、及び、第２のＡＤＣ２８０を備える。

分岐部２１０は、第２の参照光を第１光路及び第２光路に２分岐する。

周波数シフタ２３０は、第１光路に設けられている。周波数シフタ２３０は、例えば、ＡＯＭで構成される。周波数シフタ２３０は、発振信号生成部３００で生成された周波数Δｆの発振信号を用いて、周波数シフタ２３０を伝播する光に対して、発振周波数Δｆの周波数シフトを与える。周波数シフタ２３０で発振周波数Δｆの周波数シフトを受けた光は、合波部２５０に送られる。

遅延部２４０は、第２光路に設けられている。遅延部２４０は、第２光路を伝播する光に対して、時間τの遅延を与える。遅延部２４０で遅延を受けた光は、合波部２５０に送られる。

合波部２５０は、第１光路及び第２光路を伝播する光を合波して合波光を生成する。合波部２５０に入射される、第１光路を伝播する光信号及び第２光路を伝播する光信号は、それぞれ、以下の式（１）及び（２）で表される。

ここで、ｐ_１及びｐ_２は、それぞれ第１及び第２光路を伝播する光信号のパワーである。ｆ_０は、連続光の周波数、φ_ｎは第２の参照光、すなわち、連続光の位相雑音である。

合波光は、光電変換器２６０に送られる。光電変換器２６０は、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成される。光電変換器２６０から出力される電気信号は、以下の式（３）及び（４）で表される。

ここで、ｐ_４は、電気信号の振幅である。

光電変換器２６０から出力された電気信号は、第２のＢＰＦ２７０に送られる。第２のＢＰＦ２７０は、アンチエイリアシングフィルタとして機能する。第２のＢＰＦ２７０は、電気信号から、第２の参照光の位相変調成分、すなわち、連続光光源１１０の位相雑音を含む、Δｆ近傍の周波数成分を抽出する。第２のＢＰＦ２７０で抽出された周波数成分を示す電気信号は、第２のＡＤＣ２８０に送られる。

第２のＡＤＣ２８０は、第２のＢＰＦ２７０から送られた電気信号をディジタル信号に変換して位相変動信号を得る。このディジタル信号である位相変動信号は、信号処理部４００に送られる。

発振信号生成部３００は、発振器３１０、第３のＢＰＦ３７０、及び、第３のＡＤＣ３８０を備える。

発振器３１０は、周波数Δｆの正弦波である、発振信号を生成する。発振信号は、３分岐され、それぞれ、干渉信号生成部１００、位相変動信号生成部２００、及び第３のＢＰＦ３７０に送られる。

第３のＢＰＦ３７０は、アンチエイリアシングフィルタとして機能する。第３のＢＰＦ３７０は、発振周波数Δｆ近傍の周波数成分を抽出する。第３のＢＰＦ３７０で抽出された周波数成分を示す電気信号は、第３のＡＤＣ３８０に送られる。

第３のＡＤＣ３８０は、第３のＢＰＦ３７０から送られた電気信号をディジタル信号に変換して発振周波数信号を得る。このディジタル信号である発振周波数信号は、信号処理部４００に送られる。

図３を参照して、信号処理部について説明する。信号処理部は、ディジタル信号を処理する部分である。信号処理部では、例えば、ＣＰＵがソフトウェアを実行することにより、所望の機能が実現される。なお、上述した第１〜第３のＡＤＣは、同期しているものとする。信号処理部は、干渉信号と位相変動信号から、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて連続光の位相雑音を相殺することにより、散乱光の位相変化を検出する。

信号処理部４００は、第１の位相抽出部４１０、第２の位相抽出部４２０、第１の微分器４３２、可変フィルタ４４０、加算器４３０、第２の微分器４３４、乗算器４６０、第３のローパスフィルタ（ＬＰＦ）４７０及び速度検出部４８０を備えて構成される。

第１の位相抽出部４１０は、第１のヒルベルト変換器４１２と、第１のミキサー４１４、第１のＬＰＦ４１６、第１のアンラッパー４１８を備えている。また、第２の位相抽出部４２０は、第２のヒルベルト変換器４２２と、第２のミキサー４２４、第２のＬＰＦ４２６、第２のアンラッパー４２８を備えている。

信号処理部４００は、さらに、第３のヒルベルト変換器４８２を備えている。

干渉信号は、Δｆの周波数成分と、ドップラーシフトによる位相成分φ_ｄと、第１の参照光の位相変動成分、すなわち、連続光光源の位相雑音による位相成分φ_ｎを有している。干渉信号は、第１の位相抽出部４１０に送られる。

位相変動信号は、Δｆの周波数成分と、第２の参照光の位相変動成分、すなわち、連続光光源の位相雑音による位相成分φ_ｎを有している。位相変動信号は、第２の位相抽出部４２０に送られる。

発振周波数信号は、Δｆの周波数成分を有している。ここでは、発振周波数信号の位相成分を０とする。発振周波数信号は、第３のヒルベルト変換器４８２に送られる。

第１のヒルベルト変換器４１２は、第１の位相抽出部４１０に送られた干渉信号を複素数の信号である第１の複素数信号に変換する。第２のヒルベルト変換器４２２は、第２の位相抽出部４２０に送られた位相変動信号を複素数の信号である第２の複素数信号に変換する。第３のヒルベルト変換器４８２は、発振周波数信号を複素数の信号である第３の複素数信号に変換する。これら第１〜第３のヒルベルト変換器は、実数の三角関数の信号から、直交する成分を生成し、三角関数の信号を複素数の信号に変換する機能を有する。

第１の複素数信号と第３の複素数信号は第１のミキサー４１４に送られ、互いに乗算される。第１のミキサー４１４で乗算された信号は、２Δｆの周波数成分と、直流成分を含む。第１のミキサー４１４の出力は、第１のＬＰＦ４１６に送られる。

第２の複素数信号と第３の複素数信号は第２のミキサー４２４に送られ、互いに乗算される。第２のミキサー４２４で乗算された信号は、２Δｆの周波数成分と、直流成分を含む。第２のミキサー４２４の出力は、第２のＬＰＦ４２６に送られる。

第１のＬＰＦ４１６は、第１のミキサー４１４の出力から、２Δｆ近傍の周波数成分を除去し、直流成分近傍を出力する。第１のＬＰＦ４１６の出力は、第１のアンラッパー４１８に送られる。

同様に、第２のＬＰＦ４２６は、第２のミキサー４２４の出力から、２Δｆ近傍の周波数成分を除去し、直流成分近傍を出力する。第２のＬＰＦ４２６の出力は、第２のアンラッパー４２８に送られる。

第１のアンラッパー４１８は、第１のＬＰＦ４１６の出力から位相成分を抽出して、第１の位相信号として出力する。第１の位相信号には、散乱光の位相成分と、第１の参照光の位相成分が含まれる。第２のアンラッパー４２８は、第２のＬＰＦ４２６の出力から位相成分を抽出して、第２の位相信号として出力する。第２の位相信号には、第２の参照光の位相成分が含まれる。なお、第１の参照光及び第２の参照光の位相成分は、いずれも、連続光光源１１０の位相雑音に起因する。ここで、アンラッパーは、複素数信号から位相成分を抽出する機能を有する。第１のアンラッパー４１８及び第２のアンラッパー４２８は、従来公知の構成にすることができる（例えば、非特許文献１参照）。

このように、第１の位相抽出部４１０は、干渉信号から散乱光の位相成分及び第１の参照光の位相成分を抽出して、第１の位相信号を生成する。また、第２の位相抽出部４２０は、位相変動信号から第２の参照光の位相成分を抽出して、第２の位相信号を生成する。

第１の位相信号は、以下の式（５）及び（６）で表される。

ここで、ｋ、ｐは整数であり、式（５）及び（６）は、時間の関数である。なお、括弧内のｋは、サンプリング周期の何倍であるかを示している。また、ｐは、散乱光と参照光の時間差を示している。ここでは、サンプリング周期は十分小さく、全ての時間は、最も近い、サンプリング周波数の整数倍の値に近似できるとする。

また、ｇ_ｋは、φ_ｎ（ｋ）を入力とし、ｎ（ｋ）を出力とみなした場合の、インパルス応答である。

第１の位相信号は、加算器４３０に送られる。

第２の位相信号は、以下の式（７）で表される。

ここで、ｍ、ｑは整数であり、式（７）は、時間の関数である。なお、括弧内のｍは、サンプリング周期の何倍であるかを示している。また、ｑは、遅延部２４０での遅延を示している。ここでは、サンプリング周期は十分小さく、全ての時間は、最も近い、サンプリング周波数の整数倍の値に近似できるとする。μは、上式（３）の２πｆ_０τに相当する定数であり、より正確には２πｆ_０τを２πラジアンの整数倍で除した剰余である。

ｍは、ｋと同一ではなく、ｋに対して遅延させた量である。従って、ｍは、ｋと整数Δを用いてｍ＝ｋ−Δで表すことができる。

第２の位相信号は、第１の微分器４３２に送られる。第１の微分器４３２は、入力された第２の位相信号を１サンプリング周期分遅延させて、その次に入力された第２の位相信号との差分を取る機能を有する。第１の微分器４３２の出力である第１の微分信号は、以下の式（８）で表され、この第１の微分信号によってμが相殺される。

ここで、ｓ_ｍはφ_ｎ（ｍ）を入力とし、ｙ_３（ｍ）を出力とみなした場合のインパルス応答である。

また、ｙ_３（ｋ）とｙ_３（ｍ）の関係は、以下の式（９）で表される。

ここで、ｄ_ｋはｙ_３（ｋ）を入力とし、ｙ_３（ｍ）を出力とみなした場合のインパルス応答である。

第１の微分信号は、可変フィルタ４４０を経て加算器４３０に送られる。

加算器４３０は、第１の位相信号と第１の微分信号の差分を取り、差分信号ｅ（ｋ）を生成する。加算器４３０の出力である差分信号ｅ（ｋ）は、以下の式（１０）及び式（１１）で表される。

ここで、ｆ_ｌ，ｋは、可変フィルタ４４０のインパルス応答である。

可変フィルタ４４０は、差分信号ｅ（ｋ）の分散を参照し、この分散が小さくなるように動的に、ｆ_ｌ，ｋを変更する。このｆ_ｌ，ｋを変更するアルゴリズムとして、任意好適な従来公知の、例えば、最小二乗法（ＬＭＳ：Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）を用いることができる。ここで、ｌはアルゴリズムにおける反復回数を示す。

このアルゴリズムにより収束したインパルス応答ｆ_ｌ，ｋは、ｇ_ｋ＊φ_ｎ（ｋ）の影響を小さくする値となっている。すなわち、差分信号ｅ（ｋ）は、ドップラーシフトによる位相φ_ｄ（ｋ）に近い信号となる。

このように、信号処理部は、従来公知のアクティブノイズキャンセラーと同様に動作する（例えば、非特許文献２参照）。

アクティブノイズキャンセラーの技術を用いた結果、可変フィルタ４４０の出力である差分信号ｅ（ｋ）は、以下の式（１２）で表される。

ここで、ｎ_０（ｋ）は、アクティブノイズキャンセラーの技術により位相雑音が緩和された状態での、残留位相雑音である。

差分信号ｅ（ｋ）は、第２の微分器４３４に送られる。第２の微分器４３４は、入力された差分信号ｅ（ｋ）を１サンプリング周期分遅延させて、その次に入力された差分信号ｅ（ｋ−１）との差分を取る機能を有する。第２の微分器４３４の出力である第２の微分信号は、以下の式（１３）で表される。

第２の微分信号は、乗算器４６０に送られる。乗算器４６０では、第２の微分信号をサンプリング周期で除算する。これにより、差分信号ｅ（ｋ−１）の位相成分の時間変化率が得られる。上式（１３）の右辺の第１項及び第２項から、サンプリング周期間のドップラーシフトによる位相の時間変化率が得られる。また、上式（１３）の右辺の第３項及び第４項から、サンプリング周期間の位相雑音の時間変化率が得られる。この位相雑音の時間変化率は、高周波になるほど増大する。乗算器４６０の出力は、第３のＬＰＦ４７０に送られる。

第３のＬＰＦ４７０は、高周波になるほど増加する位相雑音を減衰させる。この結果、ドップラーシフトによる散乱光の位相変化が強調される。第３のＬＰＦ４７０の出力は、速度検出部４８０に送られる。

速度検出部４８０では、第３のＬＰＦ４７０から送られた信号に含まれる、ドップラーシフトによる散乱光の位相変化から、被測定物の速度を検出する。速度検出部４８０は任意好適な従来公知の構成にすることができる。

このレーザードップラー振動計によれば、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて、連続光光源の位相雑音を除去するので、高コストな狭線幅光源が不要となる。

また、レーザードップラー振動計では、散乱光と参照光が干渉するまでの時間差が大きくなると、位相雑音の揺らぎもこの時間差に比例して大きくなる。このため、測定可能な、レーザードップラー振動計と測定対象物との距離が制限される。これに対し、このレーザードップラー振動計では、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて位相雑音を軽減することができる。すなわち、測定可能な、レーザードップラー振動計と測定対象物との距離を長くできるという副次的な効果も得られる。

ここでは、光コヒーレントセンサとして、レーザードップラー振動計の例を説明したが、これに限定されない。光通信や光センシングとして利用可能な光コヒーレントセンサとして、上述の構成を用いることができる。

１０、１１０ 連続光光源
２１、２２、２３、１２１、１２２、１２３ 偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
３０、１３０ λ／４板
４０、１４０ ミラー
５０、１５０、２３０ 周波数シフタ
６０、１６０、２６０ 光電変換器
７０ 増幅器
８０ 周波数弁別器
１００ 干渉信号生成部
１７０、２７０、３７０ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１８０、２８０、３８０ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）
２００ 位相変動信号生成部
２１０ 分岐部
２４０ 遅延部
２５０ 合波部
３００ 発振信号生成部
３１０ 発振器
４００ 信号処理部
４１０、４２０ 位相抽出部
４１２、４２２、４８２ ヒルベルト変換器
４１４、４２４ ミキサー
４１６、４２６、４７０ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４１８、４２８ アンラッパー
４３０ 加算器
４３２、４３４ 微分器
４４０ 可変フィルタ
４６０ 乗算器
４８０ 速度検出部

Claims (7)

1. 連続光を生成し、
   前記連続光をプローブ光と参照光に２分岐し、
   前記参照光を第１の参照光及び第２の参照光に２分岐し、及び、
   前記プローブ光が測定対象物で散乱した散乱光と、前記第１の参照光とをコヒーレント検波することにより干渉信号を生成する
   干渉信号生成部と、
   前記第２の参照光の位相変動を示す位相変動信号を生成する
   位相変動信号生成部と、
   前記干渉信号と、前記位相変動信号から、アクティブノイズキャンセラーの技術を用いて、前記連続光の位相雑音を相殺することにより、前記散乱光の位相変化を検出する信号処理部と
   を備えることを特徴とする光コヒーレントセンサ。
2. 発振周波数Δｆの発振信号を生成する発振信号生成部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の光コヒーレントセンサ。
3. 前記信号処理部は、
   第１の位相抽出部と、
   第２の位相抽出部と、
   第１の微分器と、
   可変フィルタと、
   加算器と、
   第２の微分器と、
   乗算器と
   ローパスフィルタと
   を備え、
   前記第１の位相抽出部は、前記干渉信号から前記散乱光の位相変化及び前記連続光の位相成分を抽出して、第１の位相信号を生成し、
   前記第２の位相抽出部は、前記位相変動信号から前記連続光の位相成分を抽出して、第２の位相信号を生成し、
   前記第１の微分器は、前記第２の位相信号に含まれる位相成分の時間変化を取得し、
   前記第１の微分器の出力は、前記可変フィルタに送られ、
   前記加算器は、前記第１の位相信号と、前記可変フィルタの出力との差分を差分信号として出力し、
   前記可変フィルタは、前記差分信号の分散を小さくするように動作し、
   前記第２の微分器及び前記乗算器は、前記差分信号の位相成分の時間変化率を取得し、
   前記ローパスフィルタは、前記連続光の位相成分を除去する
   ことを特徴とする請求項２に記載の光コヒーレントセンサ。
4. 前記第１の位相抽出部は、
   前記干渉信号を複素数の信号である第１の複素数信号に変換する第１のヒルベルト変換器と、
   前記第１の複素数信号と、前記発振周波数信号を複素数の信号に変換して得られた第３の複素数信号を乗算する第１のミキサーと、
   前記第１のミキサーの出力から、直流近傍の周波数成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタの出力の位相成分を抽出する第１のアンラッパーと
   を備え、
   前記第２の位相抽出部は、
   前記位相変動信号を複素数の信号である第２の複素数信号に変換する第２のヒルベルト変換器と、
   前記第２の複素数信号と、前記第３の複素数信号を乗算する第２のミキサーと、
   前記第２のミキサーの出力から、直流近傍の周波数成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
   前記第２のローパスフィルタの出力の位相成分を抽出する第２のアンラッパーと
   を備える
   ことを特徴とする請求項３に記載の光コヒーレントセンサ。
5. 前記干渉信号生成部は、
   連続光光源と、
   第１〜第３の偏光ビームスプリッタと、
   λ／４板と、
   周波数シフタと、
   光電変換器と、
   バンドパスフィルタと、
   アナログ・ディジタル変換器と
   を備え、
   前記連続光光源は、前記連続光を生成し、
   前記第１の偏光ビームスプリッタは、前記連続光をプローブ光と参照光に２分岐し、
   前記第２の偏光ビームスプリッタは、前記プローブ光を前記λ／４板を経て前記測定対象物に送り、かつ、前記測定対象物からの散乱光を前記λ／４板を経て受け取り、前記第３の偏光ビームスプリッタに送り、
   前記周波数シフタは、前記第１の参照光に前記発振周波数Δｆの周波数シフトを与えた後、前記第３の偏光ビームスプリッタに送り、
   前記第３の偏光ビームスプリッタは、前記散乱光と周波数シフトを受けた前記第１の参照光を干渉させて干渉光を生成し、
   前記光電変換器は、前記干渉光を光電変換して干渉電気信号を生成し、
   前記バンドパスフィルタは、前記干渉電気信号の前記発振周波数Δｆの近傍の成分を抽出し、
   前記アナログ・ディジタル変換器は、前記バンドパスフィルタの出力をディジタル信号に変換して前記干渉信号を得る
   ことを特徴とする請求項２〜４のいずれか一項に記載の光コヒーレントセンサ。
6. 前記位相変動信号生成部は、
   分岐部と、
   周波数シフタと、
   遅延部と、
   合波部と、
   光電変換器と、
   バンドパスフィルタと、
   アナログ・ディジタル変換器と
   を備え、
   前記分岐部は、前記第２の参照光を第１光路及び第２光路に２分岐し、
   前記位相変動信号生成部の周波数シフタは、前記第１光路に設けられ、前記第１光路を伝播する光に前記発振周波数Δｆの周波数シフトを与え、
   前記遅延部は、前記第２光路に設けられ、前記第２光路を伝播する光に遅延を与え、
   前記合波部は、前記第１光路及び前記第２光路を伝播する光を合波して合波光を生成し、
   前記位相変動信号生成部の光電変換器は、前記合波光を光電変換して電気信号を生成し、
   前記位相変動信号生成部のバンドパスフィルタは、前記電気信号の前記発振周波数Δｆの近傍の成分を抽出し、
   前記位相変動信号生成部のアナログ・ディジタル変換器は、前記バンドパスフィルタの出力をディジタル信号に変換して位相変動信号を得る
   ことを特徴とする請求項２〜５のいずれか一項に記載の光コヒーレントセンサ。
7. 前記発振信号生成部は、
   発振器と、
   バンドパスフィルタと、
   アナログ・ディジタル変換器と
   を備え、
   前記発振器は、周波数Δｆの正弦波である、発振信号を生成し、
   前記発振信号は、３分岐されて、それぞれ、前記干渉信号生成部、前記位相変動信号生成部、及び前記発振信号生成部のバンドパスフィルタに送られ、
   前記発振信号生成部のバンドパスフィルタは、前記発振信号の前記発振周波数Δｆの近傍の成分を抽出し、
   前記発振信号生成部のアナログ・ディジタル変換器は、前記バンドパスフィルタの出力をディジタル信号に変換して発振周波数信号を得る
   ことを特徴とする請求項２〜６のいずれか一項に記載の光コヒーレントセンサ。