JP2020129598A

JP2020129598A - 平面トランス

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Publication number: JP2020129598A
Application number: JP2019021293A
Authority: JP
Inventors: 勉水野; Tsutomu Mizuno; 穎剛卜; Yinggang Bu
Original assignee: Shinshu University NUC
Current assignee: Shinshu University NUC
Priority date: 2019-02-08
Filing date: 2019-02-08
Publication date: 2020-08-27
Anticipated expiration: 2039-02-08
Also published as: JP7288651B2

Abstract

【課題】小型で高効率な平面トランスを提供する。【解決手段】平板状または薄膜状の一次コイル導体２１と一次コイル導体２１に積層する二次コイル導体２２とを有する平面トランス１であって、一次コイル導体２１と二次コイル導体２２の間に非磁性絶縁層３４と、一次コイル導体２１の非磁性絶縁層３４と反対側の面内に第１の非磁性絶縁体３１と、二次コイル導体２２の非磁性絶縁層３４と反対側の面内に第２の非磁性絶縁体３２とを有し、非磁性絶縁層３４、一次コイル導体２１、二次コイル導体２２、第１の非磁性絶縁体３１および第２の非磁性絶縁体３２を覆う磁性体１１、１２を有する。【選択図】図１

Description

本開示は、ＤＣ−ＤＣコンバーター等におけるスイッチング電源用途の、高効率でしかも小型の平面トランスに関する。

一般にトランスは、スイッチング電源を構成する他の素子と比較して体積が大きく、電源の大型化の要因となっている。そこで近年、導体埋め込み平面トランス（以下、埋め込みトランス）が提案されている（特許文献１）。当文献では、トランスを平面状に構成するのみならず、一次コイル導体と二次コイル導体とを、上下位置に重畳して相対向した状態で螺旋状に積層し、且つ一次コイル導体と二次コイル導体との間に、非磁性絶縁体を介在させて、その一部或いは全部を磁性体で囲むことにより、コイルが生成する漏れ磁束のうち磁性体内を鎖交する成分を少なくし、磁性体の比透磁率の損失成分による実効抵抗を小さくしている。

また、同じく導体埋め込み平面トランスであって、非磁性基板両側にそれぞれ薄膜状の一次コイル導体と二次コイル導体を設け、各コイルを磁性膜で覆いかつ基板両側の磁性膜がビアを通して結合する構成としたことにより、交流損失を低減する技術も提案されている（特許文献２）

トランスに限らず、平面コイルの表面の一部または全面を、コイル線間隔に対する所定の厚み比の非磁性絶縁層で被覆し、さらに全体を磁性体で覆うことにより、インダクタンスやＱ値の減少を招くことなしに、コイルの許容電流を向上させる技術も既に開示されている（特許文献３）

特開平５−２５８９５８号公報特開平１０−７４６２６号公報特開２００２−２９９１２１号公報

しかし、前記従来の平面トランスはコイルの占有率を高めるため、断面形状が長方形にならざるを得ず、その結果、表皮効果が顕著に現れる。さらに、コイルの占積率の増加に伴って巻線間の距離が近くなるため、近接効果に起因する交流抵抗も増加する

本開示の平面トランスは、平板状または薄膜状の一次コイル導体と前記一次コイル導体に積層する二次コイル導体とを有する平面トランスであって、前記一次コイル導体と前記二次コイル導体の間に非磁性絶縁層と、前記一次コイル導体の前記非磁性絶縁層と反対側の面内に第１の非磁性絶縁体と、前記二次コイル導体の前記非磁性絶縁層と反対側の面内に第２の非磁性絶縁体とを有し、前記非磁性絶縁層、前記一次コイル導体、前記二次コイル導体、前記第１の非磁性絶縁体、および前記第２の非磁性絶縁体を覆う磁性体を有する。

前記第１の非磁性絶縁体の前記一次コイル導体の面に垂直な方向の厚みは、前記一次コイル導体の幅の０．８倍以上であってもよく、前記第２の非磁性絶縁体の前記二次コイル導体の面に垂直な方向の厚みは、前記二次コイル導体の幅の０．８倍以上であってもよい。

前記第１の非磁性絶縁体の幅は前記一次コイル導体の幅の０．６〜０．８倍であってもよく、前記第２の非磁性絶縁体の幅は前記二次コイル導体の幅の０．６〜０．８倍であってもよい。

前記非磁性絶縁層と前記第１の非磁性絶縁体と前記第２の非磁性絶縁体の組成は空気であってもよい。

本開示の一実施形態の上面図および断面図本開示の一実施形態の動作説明図本開示の実施例１のシミュレーション条件を示す構成図本開示の実施例１のシミュレーション結果を示すグラフ本開示の実施例２および比較例のシミュレーション条件を示す構成図本開示の実施例２および比較例のシミュレーション結果を示す濃淡図本開示の実施例２および比較例のシミュレーション結果を示すグラフ本開示の実施例３の全体図、回路図、および断面図本開示の実施例３の外観図および断面図本開示の実施例４の全体図、回路図、および断面図本開示の実施例４の外観図および断面図本開示の実施例５の全体図、回路図、および断面図本開示の実施例５の外観図および断面図本開示の実施例６の全体図、回路図、および断面図本開示の実施例６の外観図および断面図

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。図１に本実施形態における平面トランス（１）の上面図（上）およびＡ−Ａ‘における半断面図（下）を示す。なお、図１における平面トランス（１）は円筒形状を成す。図１において、１１、１２は磁性体である。磁性体１１、１２は、後述のように予め成型された固体をそれぞれ貼り合わせたものであってもよく、流動性のある磁性コンポジット材料等を固めて一体に成型したものであってもよい。

２１、２２はそれぞれ一次コイル導体と二次コイル導体であり、例えばスパイラル状に形成された平板状または薄膜状の導体より成る。３４は一次コイル導体２１と二次コイル導体２２の間に設けられた非磁性絶縁層である。材質としては使用される電圧において十分な絶縁性が維持できるものであれば特には限定されず、油紙、樹脂、セラミック、空気、等であってもよい。また本実施の形態においては、非磁性絶縁層３４は一次コイル導体２１および二次コイル導体２２と同一の幅であり、一次コイル導体２１および二次コイル導体２２に沿って設けられている。

さらに、図１において、３１および３２は非磁性絶縁体であり、それぞれ一次コイ
ル導体２１および二次コイル導体２２のそれぞれの表面の、非磁性絶縁層３４と反対の面内に設けられている。非磁性絶縁体３１、３２の材質は特に限定されず、例えば、樹脂、セラミック、空気（空隙）であってもよい。コイル導体表面の「面内に設けられ」とは、言い換えれば、非磁性絶縁体３１および３２の幅は一次コイル導体２１および二次コイル導体２２の幅よりも狭く形成されていることを意味する。ただ狭すぎると効果が出ないので、具体的寸法については、後述の実施例で示されるように、コイル導体の０．６〜０．８倍程度が好ましい。また、非磁性絶縁体３１および３２の厚み（一次コイル導体２１および二次コイル導体２２の表面に対する垂線方向の長さ）は平面コイル１の形状寸法の制約内であれば、できるだけ大きい方が良い。好ましくは、後述の実施例に示されるように、一次コイル２１および二次コイル２２の幅の０．８倍以上がよい。

さらに、一次コイル導体２１、二次コイル導体２２、非磁性絶縁層３４、非磁性絶縁体３１、非磁性絶縁体３２は磁性体１１、１２で覆われている。磁性体１１、１２は被被覆物の形状を予め型取りして成形されたフェライト等の磁性体であってもよい。また、被被覆物の周囲にコンポジット磁性材料を流し込んで成型したものであってもよい。なお、非磁性絶縁体３１、３２が空気の場合、空隙にコンポジット材料が流れ込まないように、薄い覆いで空隙部を保護するような部材を予め設けても良い。

図１に示された本実施の形態の動作および効果を図２に示す。図２は最内周部の巻における一次コイル導体２１および２２、非磁性絶縁層３４、非磁性絶縁体３１および３２の断面を表す。併せて図２に、コイルの内周側に生じる磁力線の例を示す（図中、実曲線）。任意の巻のコイルに電流が流れると磁力線が発生するが、従来は、この磁力線は隣の巻のコイルにより発生する磁力線の影響（近接効果）を受け、特に最内周に位置する巻のコイル（２１、２２）が発する磁力線は、外周側のコイルから、外周側に引き寄せられる力を受けていた（図中、破曲線）。磁力線が外周側に強く引き寄せられると、内周側の一部の磁力線はコイルの導体の中に入り込み、渦電流を発生させる。その結果、交流抵抗が増えることとなる。最外周の巻きでは、これとは反対に、磁力線が内周側に引き寄せられる現象が生じる。

そこで本実施の形態では、磁力線の通り道であるコイル表面上部に非磁性絶縁体３１、３２を設ける。すると、磁力線はこの非磁性絶縁体３１、３２を避けて通ろうと紙面上向きに進もうとする。このため、外周側に引き寄せられても、コイル導体内に入り込む磁力線は圧倒的に少なくなる。その結果、磁性層１１、１２を設けないタイプや、非磁性絶縁体３１、３２を設けずに一次コイル導体２１と二次コイル導体２２を直接磁性体１１、１２で覆ったタイプの従来方式の平面トランスと比べて交流抵抗の少ない、言い換えればコイル間効率が高い、平面トランスを実現することができる。

以下、本開示の実施例について説明する。
（実施例１）
本実施例では非磁性絶縁体３１、３２のパラメータ解析を行う。図３に本実施例の解析モデルを示す。本実施例においては、非磁性絶縁層３４と非磁性絶縁体３１、３２は空気で構成されているとする。すなわち、一次（Ｐｒｉｍａｒｙ）コイル導体と二次（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ）コイル導体の層間に磁性体がなく、一次側コイル導体上部と二次側コイル導体下部にそれぞれ空隙（Ｖｏｉｄ）が設けられている構造を有する。

表１に本実施例における解析条件を示す。

解析にはＪＳＯＬ社のＪＭＡＧ−Ｄｅｓｉｇｎｅｒ（登録商標）ｖｅｒ．１７．０を用いた。解析方法は二次元軸対称周波数応答解析である。ｚ軸を中心としてｚｒ平面をθ方向に回転させた軸対称モデルを解析モデルとした。平面トランスは外半径８．８ｍｍ、高さ２．５ｍｍの円筒形状とした。一次コイル導体、二次コイル導体ともに巻数Ｎ＝６のスパイラルコイルとし、外半径を８．３ｍｍ、銅箔パターンの幅を０．８ｍｍ、銅箔パターンの厚さを０．１ｍｍ、銅箔パターン間の幅を０．５ｍｍとしている。さらに空隙（Ｖｏｉｄ）（非磁性絶縁体３１、３２）の高さをｈ_ｔ、幅をｗ_ａとし、ｈ_ｔ＝０．１〜１ｍｍ、ｗ_ａ＝０．１〜０．８ｍｍとした条件で解析を行った。コアである磁性体１１、１２は高周波で低損失な磁性コンポジット材料を想定し複素比透磁率をμ’＝１０、μ” ＝０．１とした。電流はＩ＝１Ａ_ｍａｘ、周波数はＩＳＭバンドである１３．５６ＭＨｚとし、二次側開放時における鉄損を考慮した抵抗Ｒ_ｐ、インダクタンスＬ_ｐ、および二次側短絡時におけるインダクタンスＬ_ｓｈを解析した。

なお、トランス一次側コイルのＱ値は下式を用いて算出した。
ここに、ω：角周波数（ｒａｄ／ｓ）、Ｌ_ｐ：二次側開放時のインダクタンス（Ｈ）、Ｒ_ｐ：二次側開放時の一次側抵抗（Ω）である。さらに結合係数ｋは下式を用いて算出した。
ここに、Ｌ_ｐ：二次側開放時のインダクタンス（Ｈ）、Ｌ_ｓｈ：二次側短絡時のインダクタンス（Ｈ）である。

以下、解析結果を示す。図４はμ”＝０．１のときの平面トランス１のインピーダンス特性を示したものである。まず、図４（ａ）は二次側開放時の抵抗Ｒ_ｐを示す。空隙が大きくなる（ｈ_ｔ＝０．１→１．０、ｗ_ａ＝０．１→０．７）と磁性体が減り、鉄損に起因する抵抗が減るため、結果としてＲ_ｐは小さくなることが示される。

次に、同図（ｂ）に二次側開放時のインダクタンスＬ_ｐを示す。空隙が大きくなるにしたがい磁性体が減るため、Ｌ_ｐ（二次側開放時のインダクタンス）も小さくなる。

次に、同図（ｃ）は二次側開放時のＱ値を示す。Ｑ値の場合、空隙の大きさに最適値が存在する。本実施例の場合、ｈ_ｔ＝１．０、ｗ_ａ＝０．７において、Ｑは最大値１２０．６を示す。

同図（ｄ）は二次側短絡時のインダクタンス（Ｌａｅｋａｇｅｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）Ｌ_ｓｈを示す。この場合、空隙のパラメータ変化に対しＬ_ｓｈは０．０３％程度しか変動しなかった。

同図（ｅ）は結合係数ｋを示す。結合係数ｋは空隙が大きくなるほど低下する傾向にはあるが、本実施例のパラメータの範囲において０．９６以上は確保できている。全体的に見れば、ｈ_ｔ＝１．０、ｗ_ａ＝０．７においてＱ値は最大となり、ｈ_ｔ＝１．０、ｗ_ａ＝０．８またはｈ_ｔ＝１．０、ｗ_ａ＝０．６では却ってＱ値は低下する。そこで、ｗ_ａ＝０．６〜０．８の範囲で空隙を設けることでコイル間効率は向上すると考えられる。

以上、本実施例によれば、ｈ_ｔ＝１、ｗ_ａ＝０．６〜０．８の範囲で空隙（非磁性絶縁体）を設けることにより、交流抵抗の低減とＱ値の向上が実現でき、全体としてコイル間効率を向上させることができる。

以下、本開示の実施例２について説明する。
（実施例２）
図５（ａ）に従来の平面トランス（比較例）を、図５（ｂ）に本実施の形態における平面トランスの解析モデルを示す。比較例の平面トランスは一次コイル導体も二次コイル導体も磁性材料に完全に埋め込まれている。本実施の形態に係る埋め込みトランスは一次コイル導体と二次コイル導体の層間に磁性体が設けられず、さらに一次コイル導体上部と二次コイル導体下部に高さ１ｍｍ、幅０．７ｍｍの空隙が設けられている。さらに、巻線両端に幅０．０５ｍｍの磁性キャップ構造が形成されている。

表２に二次側開放時の抵抗Ｒ_ｐ、インダクタンスＬ_ｐ、二次側短絡時の抵抗Ｒ_ｓｈおよびインダクタンスＬ_ｓｈの解析結果を示す。なお、表２において、上段（Ｅｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は比較例を、下段（ＥｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈＭＰＣ）は本実施例の解析結果である。ここでＭＰＣとはＭａｇｎｅｔｉｃＦｌｕｘＰａｔｈＣｏｎｔｒｏｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙの略称であり、磁性体を適切に配置することにより磁力線を制御する技術を意味する。本実施の形態において、非磁性絶縁体を空気とした場合（要所に磁性体を設けない場合）と等価である。解析には、実施例１と同様、ＪＳＯＬ社のＪＭＡＧ−Ｄｅｓｉｇｎｅｒ（登録商標）ｖｅｒ．１７．０を用いた。

図６に実動状態に近い二次側短絡時の埋め込みトランスの電流密度分布を示す。比較例（同図（ａ））では、コイルの端部、特に最内周内周側に電流密度が偏っている。しかし、非磁性絶縁体である空隙を設けた本実施例では、導線内の電流密度分布がほぼ一様となっている。これは、空隙を設けて磁性キャップ構造をとることにより、平角線の端部に鎖交する磁束が減少したためである。

本実施例においては、二次側開放時の抵抗Ｒ_ｐは０．３２Ωと計算され、従来の０．９６Ωより６６．７％も低減した。これは、空隙を設けることにより磁性キャップ構造になり、銅線端部に鎖交する磁束が減少したためである。また空隙を開けた分の鉄損に起因する抵抗の減少も考えられる。

また、本実施例においては二次側開放時のインダクタンスＬ_ｐは０．４５μＨとなり、比較例の１．０４μＨの５６．９％に低下する。これは空隙を設けたことにより、磁性体の総量が減ったためと考えられる。さらに、本実施例では二次側短絡時のインダクタンス、つまり漏れインダクタンスＬ_ｓｈは０．０３μＨになり、比較例の０．２１μＨの８５．２％に低下する。これは一次側巻線と二次側巻線の線間に空隙を設けたことにより、閉磁路が塞がったためと考えられる。

以下、本実施例におけるコイル間効率を求める。コイル間効率η_ｃは、結合係数ｋとＱ値の積を用いて以下のように求められる。
図７に（３）式よりコイル間効率η_ｃを算出した結果を示す。本実施例（ＥｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈＭＰＣ）ではη_ｃ＝９８．３％になり、比較例（Ｅｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）の９７．６％よりも０．７％向上した。

以上、実施例１と実施例２をまとめると、ｈ_ｔ＝１、ｗ_ａ＝０．７においてＱ値は最高値１２０．６となった。このとき、銅線内部の電流密度の偏りは減っているため交流抵抗は低減した。また、従来の埋め込み型の比較例と比較して、コイル導体の端部に鎖交する磁束が減少し、開放抵抗Ｒ_ｐが６６．７％低減した。また漏れインダクタンスＬ_ｓｈが８５．２％低減したことにより結合係数ｋは７．６％向上し、最終的に０．９６５となった。

結合係数ｋとＱ値からコイル間効率η_ｃを求めると、上記実施例（ＥｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈＭＰＣ）では比較例（Ｅｍｂｅｄｄｅｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）よりも０．７％向上し、損失は３０％減少した。以上の実施例において、結合係数ｋとＱ値を増加させコイル間効率を向上させることができることが実証された。

以下、形状を変えた平面トランス１の他の実施例について説明する。
（実施例３）
図８に実施例３の平面トランス１の全体図（ａ）、回路図（ｂ）、断面図（ｃ）を示す。本実施例は一時側と二次側で巻線比を変え、昇圧機能を持たせたものである。一次側と二次側のコイル導体が同じ巻数で対向している場合、昇圧比は１：１となるが、本実施例は、図８（ｃ）に示されているように一次コイル導体２１が巻数（Ｎ＝）４であるのに対し、二次側は二次コイル導体２２と二次コイル導体２３を直列に接続（回路図上は同図（ｂ）に示す通り）して、巻数（Ｎ）を実質８としたものであり、昇圧比を１：２とすることができる。

本実施例における平面トランスの外観および、一次コイル導体と二次コイル導体の平面形状（それぞれＢ−Ｂ‘断面、Ｃ−Ｃ’断面）を図９に示す。なお、二次側のコイルは同図右下のコイルを２枚重ねたものになるが、直列接続のための配線については省略する。

（実施例４）
図１０に実施例４に係る平面トランス１の実施例の全体図（ａ）、回路図（ｂ）、断面図（ｃ）を、図１１にその外観と一次コイル導体と二次コイル導体の平面図（それぞれＢ−Ｂ‘断面、Ｃ−Ｃ’断面）を示す。本実施例においては一次側の巻数は（Ｎ＝）３、二次側の巻数は（Ｎ＝）２であるので、昇圧比は３：２となる（図１０（ｂ）参照）。一次側と二次側でコイル導体のピッチは異なるが、一次コイル導体の上部と二次コイル導体の下部には空隙（非磁性絶縁体）が設けられている。

（実施例５）
図１２に実施例５に係る平面トランス１の実施例の全体図（ａ）、回路図（ｂ）、断面図（ｃ）を、図１３にその外観と一次コイル導体と二次コイル導体の平面図を示す。本実施例はスパイラルでも同心円でもなく、ミアンダ（九十九折）形状のコイル導体を有することを特徴とする。コイルをミアンダ状にすることにより、それぞれのコイルの２端を並べて配置することができる。

（実施例６）
図１４に実施例６に係る平面トランス１の実施例の全体図（ａ）、回路図（ｂ）、断面図（ｃ）を、図１５にその外観と一次コイル導体と二次コイル導体の平面図を示す。本実施例は一次側と二次側とで巻線数を変えたミアンダ形状コイル型の平面トランスに係る。本実施例において、一次側の巻数は（Ｎ＝）２、二次側の巻数は（Ｎ＝）１であるので、昇圧比は２：１となる（図１４（ｂ）参照）。一次側と二次側でコイル導体のピッチは異なるが、一次コイル導体の上部と二次コイル導体の下部には空隙（非磁性絶縁体）が設けられている。

以上、本実施の形態によれば、平板状の一次コイル導体２１と二次コイル導体２２とを、非磁性絶縁層（空隙）３４を介在させて積層し、一次コイル導体２１の非磁性絶縁層３４と反対側に非磁性絶縁体（空隙）３１を、二次コイル導体２２の非磁性絶縁層３４と反対側に非磁性絶縁体（空隙）３２を設け、非磁性絶縁層３４、一次コイル導体２１、二次コイル導体２２、非磁性絶縁体３１、３２をすべて覆う磁性体を設けたことにより、小型でコイル間効率が高い平面トランスを実現することができる。

なお、本実施形態において、非磁性絶縁体は空隙としたが、これに限定されず、例えばエポキシ等の樹脂やセラミック等、非磁性で絶縁性が保証できるものであれば、他の材質を用いてもよい。

本発明は、スイッチング電源のトランスに応用することにより、機器の小型化と高効率化を図ることができる。特に精密なコイル導体が強固な磁性体で覆われていることから、構造的にも頑丈であり人工衛星搭載機器など過酷な状況下での用途に向いている。

１平面トランス
１１、１２磁性体
２１一次コイル導体
２２、２３二次コイル導体
３１、３２非磁性絶縁体
３４非磁性絶縁層

Claims

平板状または薄膜状の一次コイル導体と前記一次コイル導体に積層する二次コイル導体とを有する平面トランスであって、
前記一次コイル導体と前記二次コイル導体の間に非磁性絶縁層と、
前記一次コイル導体の前記非磁性絶縁層と反対側の面内に第１の非磁性絶縁体と、
前記二次コイル導体の前記非磁性絶縁層と反対側の面内に第２の非磁性絶縁体とを有し、
前記非磁性絶縁層、前記一次コイル導体、前記二次コイル導体、前記第１の非磁性絶縁体、および前記第２の非磁性絶縁体を覆う磁性体を有する、平面トランス。
前記第１の非磁性絶縁体の前記一次コイル導体の面に垂直な方向の厚みは、前記一次コイル導体の幅の０．８倍以上であり、前記第２の非磁性絶縁体の前記二次コイル導体の面に垂直な方向の厚みは、前記二次コイル導体の幅の０．８倍以上であることを特徴とする、請求項１に記載の平面トランス。
前記第１の非磁性絶縁体の幅は前記一次コイル導体の幅の０．６〜０．８倍であり、前記第２の非磁性絶縁体の幅は前記二次コイル導体の幅の０．６〜０．８倍であることを特徴とする、請求項１に記載の平面トランス。
前記非磁性絶縁層と前記第１の非磁性絶縁体と前記第２の非磁性絶縁体の組成は空気であることを特徴とする請求項１に記載の平面トランス。