JP2019020204A - 回路装置、発振器、物理量測定装置、電子機器及び移動体 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度な温度検出を行うことが可能な回路装置、発振器、物理量測定装置、電子機器及び移動体等を提供すること。
【解決手段】回路装置１００は、温度特性を有する第１の電圧ＶＴと、基準電圧となる第２の電圧ＶＲＦとを出力する温度センサー１０と、第２の電圧ＶＲＦを、第１の電圧ＶＴの温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧である第３の電圧ＶＬＳに変換する電圧変換回路２０と、第１の電圧ＶＴ及び第３の電圧ＶＬＳに対してチョッピングの変調を行い、チョッピングの変調後の第１の出力電圧ＶＣ１及び第２の出力電圧ＶＣ２を出力するチョッピング変調回路３０と、第１の出力電圧ＶＣ１及び第２の出力電圧ＶＣ２に基づく第１の入力電圧ＶＡ１の信号及び第２の入力電圧ＶＡ２の信号が差動信号として入力される差動型のＡ／Ｄ変換回路５０と、を含む。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回路装置、発振器、物理量測定装置、電子機器及び移動体等に関する。

環境温度を測定して温度検出データを取得し、その温度検出データ用いた信号処理を行うために、種々の回路装置において温度センサーが用いられている。例えば特許文献１には、バンドギャップリファレンス回路を用いた温度センサーが開示されている。温度センサーからの温度検出電圧は、例えばＡ／Ｄ変換回路によって温度検出データにＡ／Ｄ変換される。或いは、温度検出電圧は、変換増幅回路等のアナログ回路によって処理され、その処理後の電圧がＡ／Ｄ変換回路によって温度検出データにＡ／Ｄ変換される。

特開２００７−１９２７１８号公報

温度センサーや、その温度検出電圧を処理するアナログ回路では、例えばフリッカーノイズ等の低周波ノイズが発生するため、その低周波ノイズによって温度検出の精度が低下するおそれがある。温度検出の精度が低下すると、その温度検出データを用いた信号処理に影響を与えるおそれがある。例えば、発振子の発振周波数の温度補償に温度センサーが用いられるが、発振周波数を高精度に温度補償するためには、発振子の温度を高精度に測定できることが望ましい。

本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は態様として実現することが可能である。

本発明の一態様は、温度特性を有する第１の電圧と、基準電圧となる第２の電圧とを出力する温度センサーと、前記第２の電圧を、前記第１の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧である第３の電圧に変換する電圧変換回路と、前記第１の電圧及び前記第３の電圧に対してチョッピングの変調を行い、前記チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧を出力するチョッピング変調回路と、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づく第１の入力電圧の信号及び第２の入力電圧の信号が差動信号として入力される差動型のＡ／Ｄ変換回路と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、第１の電圧及び第３の電圧がチョッピング変調回路により変調され、チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧が出力される。これにより、チョッピング変調回路の後段に設けられた回路の低周波ノイズを低減することが可能となり、温度検出の精度を向上できる。また本発明の一態様によれば、第２の電圧が、第１の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧である第３の電圧に変換される。これにより、差動型のＡ／Ｄ変換回路の入力フルスケール電圧を有効に活用できるようになり、温度検出の精度を向上できるようになる。

また本発明の一態様は、温度特性を有する第１の電圧と、基準電圧となる第２の電圧とを出力する温度センサーと、前記第２の電圧が、第３の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧となるように、前記第１の電圧を前記第３の電圧に変換する電圧変換回路と、前記第２の電圧及び前記第３の電圧に対してチョッピングの変調を行い、前記チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧を出力するチョッピング変調回路と、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づく第１の入力電圧の信号及び第２の入力電圧の信号が差動信号として入力される差動型のＡ／Ｄ変換回路と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、第２の電圧及び第３の電圧がチョッピング変調回路により変調され、チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧が出力される。これにより、チョッピング変調回路の後段に設けられた回路の低周波ノイズを低減することが可能となり、温度検出の精度を向上できる。また本発明の一態様によれば、第２の電圧が、第３の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧となるように、第１の電圧が第３の電圧に変換される。これにより、差動型のＡ／Ｄ変換回路の入力フルスケール電圧を有効に活用できるようになり、温度検出の精度を向上できるようになる。

また本発明の一態様では、前記温度センサーは、バンドギャップリファレンス回路であり、前記第２の電圧は、前記バンドギャップリファレンス回路が生成するバンドギャップ電圧であってもよい。

バンドギャップリファレンス回路は、温度依存性を有しない安定した基準電圧を出力するために、温度特性を有しないバンドギャップ電圧を生成する。このバンドギャップ電圧は、温度特性を有する第１の電圧の基準電圧（第２の電圧）として用いることができる。

また本発明の一態様では、前記第１の電圧は、バイポーラートランジスターのベース−エミッター間電圧であってもよい。

バイポーラートランジスターのベース−エミッター間電圧は、負の温度特性を有するので、温度特性を有する第１の電圧として用いることができる。バンドギャップ電圧が、ベース−エミッター間電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧の間でない場合であっても、本発明の一態様では、バンドギャップ電圧を、ベース−エミッター間電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧の間にシフトできる。

また本発明の一態様では、前記第１の出力電圧の信号及び前記第２の出力電圧の信号を差動信号として増幅して、前記増幅された差動信号として前記第１の入力電圧の信号及び前記第２の入力電圧の信号を出力する増幅回路を含んでもよい。

増幅回路は、例えばフリッカーノイズ等の低周波ノイズを発生させる。そのため、温度センサーの検出信号は低周波帯域に低周波ノイズが重畳される。この点、本発明の一態様によれば、チョッピング変調回路の後段に増幅回路が設けられるので、増幅回路が発生する低周波ノイズをチョッピング周波数だけ高周波側にシフトできる。これにより、低周波帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換データに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行うロジック回路を含んでもよい。

このようにすれば、チョッピング変調回路と、チョッピングの復調を行うロジック回路との間に増幅回路とＡ／Ｄ変換回路が設けられる。これにより、増幅回路とＡ／Ｄ変換回路が発生する低周波ノイズをチョッピング周波数だけ高周波側にシフトでき、低周波帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記第１の出力電圧の信号と前記第２の出力電圧の信号を差動信号として増幅する増幅回路と、前記増幅回路の後段に設けられ、チョッピングの復調を行うチョッピング復調回路と、を含んでもよい。

このようにすれば、チョッピング変調回路と、チョッピング復調回路との間に増幅回路が設けられる。これにより、増幅回路が発生する低周波ノイズをチョッピング周波数だけ高周波側にシフトでき、低周波帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記チョッピング復調回路の後段であって前記Ａ／Ｄ変換回路の前段に設けられ、チョッピングの変調を行う第２のチョッピング変調回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換データに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行うロジック回路を含んでもよい。

このようにすれば、第２のチョッピング変調回路と、チョッピングの復調を行うロジック回路との間にＡ／Ｄ変換回路が設けられる。これにより、Ａ／Ｄ変換回路が発生する低周波ノイズをチョッピング周波数だけ高周波側にシフトでき、低周波帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置と、発振子と、を含む発振器に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置と、物理量トランスデューサーと、を含む物理量測定装置に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む電子機器に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む移動体に関係する。

本実施形態の回路装置の構成例。 本実施形態における温度に対する電圧変化の特性例。 電圧変換回路を用いない場合におけるＡ／Ｄ変換回路の入力電圧の例。 本実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路の入力電圧の例。 本実施形態の回路装置の第１の詳細な構成例。 本実施形態の回路装置の第２の詳細な構成例。 本実施形態の回路装置の第３の詳細な構成例。 ノイズ密度の周波数特性のシミュレーション結果。 温度センサーの詳細な構成例。 電圧変換回路の詳細な構成例。 チョッパー回路（チョッピング変調回路、チョッピング復調回路）の詳細な構成例。 ロジック回路が行うチョッピングの復調を説明するタイミングチャート。 ローパスフィルターの詳細な構成例。 詳細な構成例のローパスフィルターの周波数特性。 Ａ／Ｄ変換回路５０の詳細な構成例。 本実施形態の回路装置を含む発振器の構成例。 本実施形態の回路装置を含む物理量測定装置の構成例。 本実施形態の回路装置を含む電子機器の構成例。 本実施形態の回路装置を含む移動体の例。 本実施形態の回路装置の第２の構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．回路装置
図１は、本実施形態の回路装置の構成例である。回路装置１００は、温度センサー１０と、電圧変換回路２０と、チョッピング変調回路３０と、Ａ／Ｄ変換回路５０と、を含む。また回路装置１００は、アナログ処理回路４０を含むことができる。なお、本実施形態は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したりする等の種々の変形実施が可能である。

温度センサー１０は、温度特性を有する第１の電圧ＶＴと、基準電圧となる第２の電圧ＶＲＦとを出力する。即ち、温度センサー１０は測定対象の温度を検出（測定）し、その検出結果を第１の電圧ＶＴと第２の電圧ＶＲＦとの差分として出力する。第１の電圧ＶＴは、検出された温度に応じて電圧値が変化する電圧であり、例えば温度に対して線形に変化する電圧である。第２の電圧ＶＲＦは、温度に依存せず電圧値が一定の電圧である。この第２の電圧ＶＲＦを基準とする第１の電圧ＶＴが、検出された温度を示す電圧となっている。

電圧変換回路２０は、第２の電圧ＶＲＦを、第１の電圧ＶＴの温度特性における上限電圧と下限電圧の間の電圧である第３の電圧ＶＬＳに変換する。第１の電圧ＶＴは、所与の温度範囲において温度が変化するときに、下限電圧と上限電圧の間の電圧範囲で電圧値が変化する。所与の温度範囲は、回路装置１００が用いられる環境において想定される温度範囲であり、例えば回路装置１００の製品仕様に規定された温度範囲や、或いは回路装置１００の検査において用いる温度範囲等である。上限電圧と下限電圧の間の電圧は、下限電圧と上限電圧の間の電圧範囲内の電圧であればよい。望ましくは、上限電圧と下限電圧の間の中央（略中央を含む）の電圧である。

図２は、本実施形態における温度に対する電圧変化の特性例である。Ｔｍｉｎは温度範囲の下限温度であり、Ｔｍａｘは温度範囲の上限温度である。またＶｍａｘは、ＴｍｉｎとＴｍａｘの間の温度範囲において第１の電圧ＶＴが変化する電圧範囲の下限電圧であり、Ｖｍａｘは、電圧範囲の上限電圧である。なお、ここでは第１の電圧ＶＴが負の温度特性（温度に対して負の傾きで電圧が変化する特性）を有する場合を図示するが、第１の電圧ＶＴは正の温度特性を有してもよい。

図２に示すように、電圧変換回路２０により第２の電圧ＶＲＦが第３の電圧ＶＬＳにシフトされる。第３の電圧ＶＬＳは、第１の電圧ＶＴの温度特性における上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎの間の電圧となっている。シフト前の第２の電圧ＶＲＦは、第１の電圧ＶＴの温度特性における上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎの間の電圧ではない。このため、第２の電圧ＶＲＦと第１の電圧ＶＴとの差分は、０Ｖを含まない電圧範囲で変化する。一方、シフト後の第３の電圧ＶＬＳと第１の電圧ＶＴとの差分は、０Ｖを含む電圧範囲で変化する。

チョッピング変調回路３０（チョッパー回路）は、第１の電圧ＶＴと第３の電圧ＶＬＳに対してチョッピングの変調（アナログ処理）を行い、チョッピングの変調後の第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２を出力する。チョッピングの変調は、差動のチョッピングによる変調である。即ち、入力信号を非反転で出力する状態と反転して出力する状態とを所与の周波数（チョッピング周波数）でスイッチングすることで、入力信号を変調することである。チョッピング変調回路３０は、第１の電圧ＶＴを第１の出力電圧ＶＣ１として出力すると共に第３の電圧ＶＬＳを第２の出力電圧ＶＣ２として出力する第１の状態（正相、非反転状態、正極性）と、第１の電圧ＶＴを第２の出力電圧ＶＣ２として出力すると共に第３の電圧ＶＬＳを第１の出力電圧ＶＣ１として出力する第２の状態（逆相、反転状態、負極性）と、を所与の周波数で繰り返す。

チョッピング変調回路３０により変調された信号は、例えばアナログ処理回路４０において復調される。或いは、Ａ／Ｄ変換回路５０の後段のデジタル信号処理において復調される。これらの構成例の詳細は後述する。

アナログ処理回路４０は、差動信号である第１の出力電圧ＶＣ１及び第２の出力電圧ＶＣ２をアナログ信号処理する回路である。その処理後の差動信号は、第１の入力電圧ＶＡ１及び第２の入力電圧ＶＡ２としてＡ／Ｄ変換回路５０に入力される。例えば、アナログ処理回路４０は、増幅回路、フィルター回路、チョッピング復調回路又はチョッピング変調回路等である。

Ａ／Ｄ変換回路５０には、第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２に基づく第１の入力電圧ＶＡ１の信号と第２の入力電圧ＶＡ２の信号が差動信号として入力される。Ａ／Ｄ変換回路５０は、第１の入力電圧ＶＡ１の信号と第２の入力電圧ＶＡ２の信号を差動信号としてＡ／Ｄ変換し、変換後のＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴを出力する。Ａ／Ｄ変換方式としては、例えば逐次比較型、フラッシュ型、パイプライン型又は二重積分型等を採用できる。第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２は、例えば何らかの回路（図１ではアナログ処理回路４０）によって第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２を処理した差動信号である。アナログ処理回路４０が差動信号処理を行う場合、第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２で構成される差動信号が、第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２の差動信号に基づく信号となっている。また、アナログ処理回路４０が、差動信号を構成する２つの信号の各々をシングルエンド信号処理する場合、第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２の一方が、第１の出力電圧ＶＣ１に基づく信号となっており、他方が第２の出力電圧ＶＣ２に基づく信号となっている。

なお、図１ではチョッピング変調回路３０とＡ／Ｄ変換回路５０の間にアナログ処理回路４０を設ける場合を図示しているが、アナログ処理回路４０は省略されてもよい。この場合、第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２は、第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２そのものである。即ち、第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２の一方が、第１の出力電圧ＶＣ１であり、他方が第２の出力電圧ＶＣ２である。

以上の本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換回路５０の前段側にチョッピング変調回路３０が設けられる。これにより、チョッピング変調回路３０の後段側に設けられる回路（例えばアナログ処理回路４０、或いはＡ／Ｄ変換回路５０）が発生する低周波ノイズが温度検出データに与える影響を低減できる。即ち、チョッピングの復調を行った際に、上記の低周波ノイズはチョッピング周波数だけ高周波側にシフトするので、そのシフトしたノイズをローパスフィルター等によって低減することで、高Ｓ／Ｎの温度検出データを取得できる。

また本実施形態によれば、温度センサー１０は、温度検出結果として、基準電圧（ＶＲＦ）と温度依存電圧（ＶＴ）の差分を出力する。また、チョッピング変調回路３０は差動信号を非反転で出力する状態と反転して出力する状態とをスイッチングする。このため、Ａ／Ｄ変換回路５０の入力信号も差動信号（ＶＡ１、ＶＡ２）となっている。このとき、図２で説明したように、電圧変換回路２０により第２の電圧ＶＲＦが第３の電圧ＶＬＳにシフトされ、シフト後の第３の電圧ＶＬＳと第１の電圧ＶＴとの差分は、０Ｖを含む電圧範囲で変化する。これにより、温度検出データの高分解能化、或いはＡ／Ｄ変換回路５０の低ビット数化が可能となっている。以下、図３、図４を用いて説明する。

図３は、電圧変換回路を用いない場合におけるＡ／Ｄ変換回路の入力電圧の例である。ＦＳＣはＡ／Ｄ変換回路５０の入力フルスケール電圧を表し、−ＶＦＳ〜＋ＶＦＳの電圧範囲に対応する。縦の太実線は、温度特性による電圧の変化範囲を表す。図２で説明したように、電圧変換回路２０を用いない場合、第２の電圧ＶＲＦと第１の電圧ＶＴの差分ＶＲＦ−ＶＴが０Ｖを含まない電圧範囲で変化する。この電圧範囲はＡ／Ｄ変換回路５０の入力フルスケール電圧ＦＳＣよりも小さいので、増幅してＡ／Ｄ変換回路５０に入力させる。このとき、電圧範囲の下限と上限が共に同じ方向（図３の例では正方向）に増幅されるので、増幅のゲインを大きくすることが難しい。このため、増幅後の電圧（例えば２×（ＶＲＦ−ＶＴ））をＡ／Ｄ変換回路５０に入力したとき、その入力フルスケール電圧ＦＳＣの狭い範囲しか用いることができない。

図４は、本実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路の入力電圧の例である。図２で説明したように、電圧変換回路２０を用いた場合、第３の電圧ＶＬＳと第１の電圧ＶＴの差分ＶＬＳ−ＶＴが０Ｖを含む電圧範囲で変化する。この電圧範囲を増幅した場合、電圧範囲の下限と上限が互いに異なる方向に増幅されるので、図３の場合に比べて増幅のゲインを大きくできる。このため、増幅後の電圧（例えば１０×（ＶＬＳ−ＶＴ））をＡ／Ｄ変換回路５０に入力したとき、図３の場合に比べて入力フルスケール電圧ＦＳＣの広い範囲を用いることができる。

図３、図４で同じ温度分解能（温度検出データの１ＬＳＢあたりの温度変化）を実現しようとした場合、図４の方が低い電圧分解能（Ａ／Ｄ変換回路５０のビット数）でよいことになる。即ち、本実施形態の方がＡ／Ｄ変換回路５０を低ビット化できる。また、図３、図４で同じ電圧分解能のＡ／Ｄ変換回路５０を用いた場合、図４の方が温度分解能を高くできる。即ち、本実施形態の方が高精度な温度検出が可能となる。このように、本実施形態ではチョッピングに差動信号が必要であり、その差動信号の一方をレベルシフトすることによって、Ａ／Ｄ変換回路の低ビット化又は温度検出の高精度化が可能となっている。

なお、図１では電圧変換回路２０が第２の電圧ＶＲＦを第３の電圧ＶＬＳに変換しているが、これに限定されない。図２０に示すように、電圧変換回路２０が第１の電圧ＶＴを第３の電圧ＶＬＳに変換してもよい。この場合、第３の電圧ＶＬＳは、温度特性を有する電圧となる。電圧変換回路２０は、第２の電圧ＶＲＦが、第３の電圧ＶＬＳの温度特性における上限電圧と下限電圧の間の電圧となるように、第１の電圧ＶＴを第３の電圧ＶＬＳに変換する。そして、チョッピング変調回路３０は、第２の電圧ＶＲＦと第３の電圧ＶＬＳに対してチョッピングの変調を行い、チョッピングの変調後の第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２を出力する。図２で説明したように、図１の構成ではチョッピング変調回路３０がＶＬＳ−ＶＴをチョッピング変調する。一方、図２０の構成ではチョッピング変調回路３０がＶＲＦ−ＶＬＳをチョッピング変調することになる。このＶＲＦ−ＶＬＳは、０Ｖを含む電圧範囲で変化する電圧である。以上の図２０の構成によれば、図１の構成と同様に、高Ｓ／Ｎの温度検出データの取得や、Ａ／Ｄ変換回路の低ビット化又は温度検出の高精度化が可能になる。なお、以下では図１の構成を例にとって説明するが、図２０の構成においても各回路（温度センサー１０、電圧変換回路２０、チョッピング変調回路３０、アナログ処理回路４０、Ａ／Ｄ変換回路５０等）を同様の構成にできる。

２．回路装置の詳細な構成例
図５は、本実施形態の回路装置の第１の詳細な構成例である。図５では、アナログ処理回路４０が増幅回路４１である。また回路装置１００がロジック回路６０、ローパスフィルター７０（デジタルローパスフィルター）、制御回路１１０を含む。なお、既に説明した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成要素の説明を適宜省略する。

増幅回路４１（差動増幅回路）は、第１の出力電圧ＶＣ１の信号と第２の出力電圧ＶＣ２の信号を差動信号として増幅して、その増幅された差動信号として第１の入力電圧ＶＡ１の信号と第２の入力電圧ＶＡ２の信号を出力する。具体的には、増幅回路４１は差動入力、差動出力の増幅回路であり、差動信号である第１の出力電圧ＶＣ１と第２の出力電圧ＶＣ２を差動増幅し、差動信号である第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２を出力する。例えば増幅回路４１は、レジスター設定等によりゲインを可変に設定できるプログラマブルゲインアンプである。或いは、ゲインが固定の増幅回路であってもよい。

ロジック回路６０は、Ａ／Ｄ変換回路５０のＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行う。復調されたＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴは出力データＬＧＱとして出力される。図１で説明したように、チョッピング変調回路３０は第１の状態（正相）と第２の状態（逆相）を所与の周波数で繰り返しているため、その出力信号に基づく入力信号（ＶＡ１、ＶＡ２）をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴも変調された信号となっている。ロジック回路６０は、チョッピング変調回路３０が第２の状態（逆相）のときのＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴの符号（正負）を反転させることで、チョッピングの復調を行う。チョッピングの復調の詳細は後述する。

ローパスフィルター７０は、ロジック回路６０の出力データＬＧＱに対してデジタル信号処理によるローパスフィルター処理を行い、処理後の出力データＬＧＱを温度検出データＬＦＱとして出力する。ローパスフィルター７０として、ＦＩＲフィルター（例えば移動平均フィルター等）、ＩＩＲフィルター（例えばバタワースフィルター、チェビシェフフィルター等）等の種々のフィルターを採用できる。カットオフ周波数は、チョッピング周波数よりも低い周波数に設定される。

制御回路１１０は、チョッピングの変調及び復調を制御する。即ち、チョッピングの状態（正相、逆相）を示す制御信号ＦＣＰをチョッピング変調回路３０及びロジック回路６０に出力する。チョッピング変調回路３０は、制御信号ＦＣＰが示す状態に従って差動信号（ＶＬＳ、ＶＴ）を正相（非反転状態）及び逆相（反転状態）にスイッチングし、チョッピングの変調を行う。ロジック回路６０は、制御信号ＦＣＰが示す状態に従ってＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴの符号をスイッチング（逆相の場合に符号を反転）し、チョッピングの復調を行う。

ロジック回路６０、ローパスフィルター７０、及び制御回路１１０は、例えば、それぞれ個別のハードウェア回路として構成されてもよい。或いは、ＤＳＰ（Digital Signal processor）等の処理回路が各回路の処理を時分割に実行することで、ロジック回路６０、ローパスフィルター７０、及び制御回路１１０が実現されてもよい。

以上の実施形態では、増幅回路４１やＡ／Ｄ変換回路５０が、例えばフリッカーノイズ（１／ｆノイズ）等の低周波ノイズを発生させる。フリッカーノイズは、例えば増幅回路４１やＡ／Ｄ変換回路５０（のアナログ部）を構成するトランジスターから発生する。温度センサー１０の検出信号は低周波帯域（ＤＣ付近）の信号であるため、その信号帯域と低周波ノイズの帯域が重なっている。

この点、本実施形態によれば、チョッピング変調回路３０とロジック回路６０（チョッピング復調回路）の間に増幅回路４１とＡ／Ｄ変換回路５０が設けられるので、増幅回路４１とＡ／Ｄ変換回路５０が発生する低周波ノイズを高周波側にシフトできる。これにより、温度検出の信号帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。高周波側にシフトされた低周波ノイズは、ローパスフィルター７０により低減することができる。

図６は、本実施形態の回路装置の第２の詳細な構成例である。図６では、アナログ処理回路４０が増幅回路４１、チョッピング復調回路８０、第２のチョッピング変調回路９０を含む。なお、既に説明した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成要素の説明を適宜省略する。

増幅回路４１は、第１の出力電圧ＶＣ１の信号と第２の出力電圧ＶＣ２の信号を差動信号として増幅する。チョッピング復調回路８０は、増幅回路４１の後段に設けられ、チョッピングの復調（アナログ処理）を行う。具体的には、増幅回路４１は、増幅後の電圧ＶＧ１と電圧ＶＧ２を出力する。チョッピング復調回路８０は、電圧ＶＧ１と電圧ＶＧ２に対してチョッピングの復調を行い、復調後の電圧ＶＤ１と電圧ＶＤ２を出力する。ここでのチョッピングの復調は、チョッピング変調回路３０（第１のチョッピング変調回路）が行うチョッピングの変調に対応した復調である。チョッピングの復調は、差動のチョッピングによる復調である。即ち、チョッピングの変調によりスイッチングされた差動信号の状態（正相、逆相）を、変調前の状態（正相）に戻すようにスイッチングすることである。

第２のチョッピング変調回路９０は、チョッピング復調回路８０の後段であってＡ／Ｄ変換回路５０の前段に設けられ、チョッピングの変調（アナログ処理）を行う。ロジック回路６０は、Ａ／Ｄ変換回路５０のＡ／Ｄ変換データに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行う。具体的には、第２のチョッピング変調回路９０は、チョッピング復調回路８０からの電圧ＶＤ１と電圧ＶＤ２に対してチョッピングの変調を行う。変調後の電圧は、第１の入力電圧ＶＡ１と第２の入力電圧ＶＡ２としてＡ／Ｄ変換回路５０に入力される。ロジック回路６０が行うチョッピングの復調は、第２のチョッピング変調回路９０が行うチョッピングの変調に対応した復調である。

制御回路１１０は、制御信号ＦＣＰをチョッピング変調回路３０、チョッピング復調回路８０、第２のチョッピング変調回路９０及びロジック回路６０に出力し、チョッピングの変調及び復調を制御する。

以上の実施形態によれば、チョッピング変調回路３０とチョッピング復調回路８０との間に増幅回路４１が設けられる。これにより、増幅回路４１が発生する低周波ノイズをチョッピングにより高周波側にシフトさせ、温度検出の信号帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

また本実施形態によれば、第２のチョッピング変調回路９０とロジック回路６０（チョッピング復調回路）の間にＡ／Ｄ変換回路５０が設けられる。これにより、Ａ／Ｄ変換回路５０が発生する低周波ノイズを高周波側にシフトさせ、温度検出の信号帯域において高Ｓ／Ｎな温度検出データを得ることが可能になる。

図７は、本実施形態の回路装置の第３の詳細な構成例である。図７では、アナログ処理回路４０が増幅回路４１、チョッピング復調回路８０を含む。また図７では、回路装置１００はロジック回路６０を含まない。なお、既に説明した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成要素の説明を適宜省略する。

本構成例では、増幅回路４１についてはチョッピングによるノイズ低減を行い、Ａ／Ｄ変換回路５０についてはチョッピングによるノイズ低減を行わない。Ａ／Ｄ変換データＤＯＵＴは変調されていないデータであり、ローパスフィルター７０は、Ａ／Ｄ変換回路５０からのＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴに対してローパスフィルター処理を行い、温度検出データＬＦＱを出力する。

図８は、ノイズ密度の周波数特性のシミュレーション結果である。図８では、ノイズ密度及び周波数を対数軸で示す。ノイズ密度の単位は例えばＶ／√Ｈｚである。なお、以下ではローパスフィルター処理を行う前のＡ／Ｄ変換データのノイズ密度を示す。

Ａ１は、チョッピングを行わない場合、つまり図５においてチョッピング変調回路３０及びロジック回路６０を省略した（ＶＣ２＝ＶＬＳ、ＶＣ１＝ＶＴ、ＤＱ＝ＤＯＵＴ）場合のＡ／Ｄ変換データのノイズ密度である。Ａ２は、図７のように増幅回路４１の前後でチョッピングの変調と復調を行った場合のＡ／Ｄ変換データのノイズ密度である。Ａ１に比べて低周波側のノイズ密度が大幅に低減されていることが分かる。Ａ３は、図５のように増幅回路４１及びＡ／Ｄ変換回路５０の前後でチョッピングの変調と復調を行った場合のＡ／Ｄ変換データのノイズ密度である。Ａ２に比べて低周波側のノイズ密度が更に低減されていることが分かる。なお、Ａ２、Ａ３では、温度センサー１０はバンドギャップリファレンス回路であり、そのバンドギャップリファレンス回路においてフィードバック用のアンプ回路にチョッピングを適用している。

チョッピングを行った場合のノイズ密度の温度特性（Ａ２、Ａ３）では、チョッピングによるノイズのピークがチョッピング周波数ｆｃｈｏｐに生じる。このノイズは、チョッピング周波数ｆｃｈｏｐよりもカットオフ周波数が低いローパスフィルター７０によって低減できる。Ａ４は、ローパスフィルター７０の周波数特性例である。

３．温度センサー、電圧変換回路
図９は、温度センサーの詳細な構成例である。図９の温度センサー１０は、抵抗素子ＲＡ１〜ＲＡ４（抵抗）、バイポーラートランジスターＢＴＡ１〜ＢＴＡ３、アンプ回路ＡＰＡ、Ｐ型トランジスターＭＴＡを含む。

アンプ回路ＡＰＡは、入力ノードＮＡ１、ＮＡ２が同電位となるようにＰ型トランジスターＭＴＡを介してフィードバック制御を行う。バイポーラートランジスターＢＴＡ１、ＢＴＡ２のサイズ比は、ベース−エミッター間電圧の温度特性がキャンセルされるように設定されており、第２の電圧ＶＲＦ（基準電圧）として温度特性を有しない電圧が出力される。第１の電圧ＶＴは、バイポーラートランジスターＢＴＡ３のベース−エミッター間電圧である。ベース−エミッター間電圧は負の温度特性を有するので、第１の電圧ＶＴは温度特性を有する電圧となる。

以上の実施形態によれば、温度センサー１０は、バンドギャップリファレンス回路であり、第２の電圧ＶＲＦは、バンドギャップリファレンス回路が生成するバンドギャップ電圧である。

バンドギャップリファレンス回路は、温度依存性を有しない安定した基準電圧を出力するために、温度特性を有しないバンドギャップ電圧を生成する。このバンドギャップ電圧は、温度検出において基準となる（即ち温度特性を有する第１の電圧ＶＴの基準となる）第２の電圧ＶＲＦとして用いることができる。

また本実施形態では、第１の電圧ＶＴは、バイポーラートランジスターＢＴＡ３のベース−エミッター間電圧である。

バイポーラートランジスターＢＴＡ３のベース−エミッター間電圧は、負の温度特性を有する。このベース−エミッター間電圧は、第２の電圧ＶＲＦを基準として温度に依存して変化する第１の電圧ＶＴとして用いることができる。バンドギャップ電圧とベース−エミッター間電圧は、例えば０．５Ｖ程度はなれている。本実施形態では、電圧変換回路２０によって、バンドギャップ電圧（ＶＲＦ）をベース−エミッター間電圧（ＶＴ）の電圧変化範囲内にシフトさせる。これにより、シフト後のバンドギャップ電圧（ＶＬＳ）とベース−エミッター間電圧（ＶＴ）の差分が小さくなり、図４で説明したようにＡ／Ｄ変換回路５０の入力フルスケールを有効に使えるようになる。

なお、上記では温度センサーがバンドギャップリファレンス回路である例に説明したが、これに限定されず、回路素子の温度特性を用いて温度を検出する回路であればよい。例えば、ダイオードの順方向電圧の温度特性を用いた温度センサーであってもよい。

図１０は、電圧変換回路の詳細な構成例である。電圧変換回路２０は、抵抗素子ＲＴ１、ＲＴ２（抵抗）を含む。

抵抗素子ＲＴ１及び抵抗素子ＲＴ２は、第２の電圧ＶＲＦのノードと所与の電圧のノードとの間に直列接続される。所与の電圧は、例えば低電位側電源電圧（例えばグランド電圧）である。第３の電圧ＶＬＳは、抵抗素子ＲＴ１と抵抗素子ＲＴ２の間のノード（分割ノード）から出力される。

なお、上記では、電圧変換回路２０が抵抗分割による電圧分割回路である例を説明したが、これに限定されず、入力電圧とは異なる電圧に変換して出力できる回路であればよい。例えば、リニアレギュレーター等であってもよい。図２０のように第１の電圧ＶＴを第３の電圧ＶＬＳに変換する場合、電圧変換回路２０は、例えば、入力電圧を、入力電圧よりも高い出力電圧に変換する回路である。例えば、電圧変換回路２０は、第１の電圧ＶＴのノードと所与の電圧のノード（例えば高電位側電源ノード）との間に直列接続される第１、第２の抵抗素子を含み、第１、第２の抵抗素子の間のノードの電圧を第３の電圧ＶＬＳとして出力する。或いは、電圧変換回路２０は、オペアンプ及び抵抗で構成される正転増幅回路で構成される。

４．チョッピング変調回路、チョッピング復調回路、ロジック回路
図１１は、チョッパー回路（チョッピング変調回路、チョッピング復調回路）の詳細な構成例である。チョッパー回路３５は、スイッチ素子ＳＡ１〜ＳＡ４（スイッチ）を含む。なお、図１１のチョッパー回路は、チョッピング変調回路３０、第２のチョッピング変調回路９０、チョッピング復調回路８０に適用できる。

スイッチ素子ＳＡ１は、電圧ＶＩ１が入力される入力ノードＮＩ１と、電圧ＶＱ１が出力される出力ノードＮＱ１との間に設けられる。スイッチ素子ＳＡ２は、電圧ＶＩ２が入力される入力ノードＮＩ２と、出力ノードＮＱ１との間に設けられる。スイッチ素子ＳＢ１は、入力ノードＮＩ２と、電圧ＶＱ２が出力される出力ノードＮＱ２との間に設けられる。スイッチ素子ＳＢ２は、入力ノードＮＩ１と出力ノードＮＱ２との間に設けられる。スイッチ素子ＳＡ１〜ＳＡ４は、例えばアナログスイッチであり、例えばトランジスターで構成される。

チョッピングの変調及び復調が正相（第１の状態）である場合、スイッチ素子ＳＡ１及びスイッチ素子ＳＢ１がオンになり、スイッチ素子ＳＡ２及びスイッチ素子ＳＢ２がオフになる。正相では、ＶＱ１＝ＶＩ１、ＶＱ２＝ＶＩ２である。一方、チョッピングの変調及び復調が逆相（第２の状態）である場合、スイッチ素子ＳＡ１及びスイッチ素子ＳＢ１がオフになり、スイッチ素子ＳＡ２及びスイッチ素子ＳＢ２がオンになる。逆相では、ＶＱ１＝ＶＩ２、ＶＱ２＝ＶＩ１である。

図１２は、ロジック回路が行うチョッピングの復調を説明するタイミングチャートである。なお、ここでは図５の構成を例に説明するが、図６の構成においても同様の動作となる。

ここでは、ローレベルの制御信号ＦＣＰが正相を表し、ハイレベルの制御信号ＦＣＰが逆相を表すものとし、チョッピング変調回路３０の入力電圧Ｖｉｎ（＝ＶＬＳ−ＶＴ）が正の電圧であるとする。この場合、Ａ／Ｄ変換回路５０の入力電圧ＶｉｎＡＤ（＝ＶＡ２−ＶＡ１）は、正相のとき正の電圧となり、逆相のとき負の電圧となる。正相のときの入力電圧ＶｉｎＡＤをＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴは、正のコードとなる。一方、逆相のときの入力電圧ＶｉｎＡＤをＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴは、負のコードとなる。ロジック回路６０は、正相のときの入力電圧ＶｉｎＡＤをＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴをそのまま出力データＬＧＱとして出力し、逆相のときの入力電圧ＶｉｎＡＤをＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴの符号を反転させて出力データＬＧＱとして出力する。この結果、出力データＬＧＱは正のコードとなる。例えば、Ａ／Ｄ変換データＤＯＵＴ及び出力データＬＧＱは２の補数で表され、符号の反転は２の補数における符号の反転により実行される。なお、チョッピング変調回路３０の入力電圧Ｖｉｎが負の電圧である場合、Ａ／Ｄ変換回路５０の入力電圧ＶｉｎＡＤは、正相のとき負の電圧となり、逆相のとき正の電圧となる。正相のときのＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴは、負のコードとなり、逆相のときのＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴは、正のコードとなる。ロジック回路６０は、逆相のときのＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴの符号を反転させて復調し、出力データＬＧＱは負のコードとなる。

５．ローパスフィルター、Ａ／Ｄ変換回路
図１３は、ローパスフィルターの詳細な構成例である。ローパスフィルター７０は、ｋ−１個の遅延部ＤＥ１〜ＤＥｋ−１（遅延回路）と、ｋ−１個の加算部ＡＤ１〜ＡＤｋ−１（加算回路）と、乗算部ＧＮと、を含む。ｋは２以上の整数である。

ローパスフィルター７０は移動平均フィルターであり、下式（１）の演算を行う。ｎは整数であり、デジタル処理の離散時間（処理ステップ）を表す。
y[n]=(1/k)×(x[n]+x[n-1]+・・・+x[n-k+1]) ・・・（１）

図１４は、図１３のローパスフィルターの周波数特性である。図１４では、ｋ＝８である場合の周波数特性を示すが、ｋは８に限定されない。

図１４に示すように、ローパスフィルター７０の周波数特性はノッチを有しており、そのノッチの１つがチョッピング周波数ｆｃｈｏｐの位置にくるようになっている。例えば、Ａ／Ｄ変換回路５０は２×ｆｃｈｏｐの周波数でＡ／Ｄ変換を行い、ローパスフィルター７０は２×ｆｃｈｏｐの周波数で動作する。この場合、ナイキスト周波数であるｆｃｈｏｐにノッチが生じる。ローパスフィルター７０の通過帯域ＢＷは、０Ｈｚから最も低周波数側のノッチの周波数までの帯域となる。通過帯域ＢＷは、ｋにより調整可能であり、ｋが大きいほど狭くなる。

なお、上記ではローパスフィルター７０が移動平均フィルターである例を説明したが、これに限定されず、ローパスフィルター７０として種々のデジタルローパスフィルターを採用できる。

図１５は、Ａ／Ｄ変換回路５０の詳細な構成例である。Ａ／Ｄ変換回路５０は、比較回路５５、逐次比較制御回路５６を含む。比較回路５５は、サンプルホールド回路５１、Ｄ／Ａ変換回路５２、コンパレーター５３を含む。

Ｄ／Ａ変換回路５２は、逐次比較制御回路５６からの逐次比較用データＲＤＡのＤ／Ａ変換を行う。そして逐次比較用データＲＤＡに対応するＤ／Ａ出力電圧ＤＣＱを出力する。このＤ／Ａ変換回路５２は、キャパシターアレイを用いた電荷再分配型であってもよいし、その一部又は全部がラダー抵抗型であってもよい。

サンプルホールド回路５１は、Ａ／Ｄ変換の対象となる入力電圧ＶＩＮをサンプリング及びホールドし、ホールドした電圧ＳＩＮを出力する。なお電荷再分配型の場合には、サンプルホールド回路５１及びＤ／Ａ変換回路５２をキャパシターアレイにより一体に構成できる。

コンパレーター５３は、電圧ＳＩＮと電圧ＤＣＱの比較処理を行う。即ち、電圧ＳＩＮが電圧ＤＣＱより高いか否かを判定し、その比較結果を比較結果信号ＣＰＱとして出力する。

逐次比較制御回路５６は、逐次比較レジスターを有し、逐次比較レジスターに記憶された逐次比較用データＲＤＡを出力する。逐次比較レジスターは、比較回路５５からの比較結果信号ＣＰＱにより、そのレジスター値が設定されるレジスターである。例えば比較回路５５が、ＭＳＢのビットからＬＳＢのビットに至るまでの逐次比較処理を行った場合に、各ビットにおける比較処理結果（「１」、「０」）が、逐次比較レジスターの各レジスター値として記憶される。逐次比較制御回路５６は、逐次比較処理が終わった後の逐次比較用データＲＤＡをＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴとして出力する。

なお、差動入力のＡ／Ｄ変換回路は、例えば以下のように構成できる。即ち、比較回路５５は、差動信号の第１の信号が入力される正極用のサンプルホールド回路及びＤ／Ａ変換回路と、差動信号の第２の信号が入力される負極用のサンプルホールド回路及びＤ／Ａ変換回路と、比較回路とを有する。比較回路は、正極の入力電圧と負極の入力電圧とを比較処理する。正極の入力電圧は、正極用のサンプルホールド回路の出力電圧と、正極用のＤ／Ａ変換回路の出力電圧との差分である。負極の入力電圧は、負極用のサンプルホールド回路の出力電圧と、負極用のＤ／Ａ変換回路の出力電圧との差分である。

６．発振器、物理量測定装置
図１６は、本実施形態の回路装置を含む発振器の構成例である。発振器３００は、回路装置１００、発振子ＸＴＡＬ（振動子、物理量トランスデューサー）を含む。

発振子ＸＴＡＬは例えば圧電振動子である。具体的には発振子は例えば水晶振動子である。水晶振動子としては、例えばカット角がＡＴカットやＳＣカットなどの厚みすべり振動する水晶振動子である。例えば発振子は、恒温槽を備える恒温槽型水晶発振器（ＯＣＸＯ）に内蔵されている振動子、或いは恒温槽を備えない温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に内蔵されている振動子などであってもよい。また発振子として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、シリコン基板を用いて形成されたシリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用してもよい。

回路装置１００は、温度検出回路１０５、処理回路１３０、発振信号生成回路１４０を含む。

温度検出回路１０５は温度センサー１０を含み、温度検出結果にＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴを出力する。具体的には、温度検出回路１０５は、図１の温度センサー１０、電圧変換回路２０、チョッピング変調回路３０、アナログ処理回路４０、Ａ／Ｄ変換回路５０に対応する。

処理回路１３０は、Ａ／Ｄ変換データＤＯＵＴに基づくデジタル信号処理を行い、周波数制御データＤＦＣＱを出力する。具体的には、処理回路１３０は、Ａ／Ｄ変換データＤＯＵＴに対してチョッピングの復調を行うチョッピング復調部６２と、復調されたＡ／Ｄ変換データＤＯＵＴに対してローパスフィルター処理を行うローパスフィルター部７２と、ローパスフィルター部７２の出力データである温度検出データに基づいて発振子ＸＴＡＬの発振周波数の温度補償処理を行う温度補償部１３２と、を含む。

処理回路１３０は、例えばＤＳＰで構成され、ＤＳＰの時分割処理により温度補償部１３２、チョッピング復調部６２、ローパスフィルター部７２の処理を実行する。なお、温度補償部１３２、チョッピング復調部６２、ローパスフィルター部７２が、それぞれ個別の回路で構成されてもよい。チョッピング復調部６２は、図５、図６のロジック回路６０に対応する。ローパスフィルター部７２は、図５、図６のローパスフィルター７０に対応する。温度補償部１３２は、例えば発振子ＸＴＡＬの発振周波数の温度特性を補償するための多項式を用いて、温度検出データから周波数制御データＤＦＣＱを演算する。多項式の係数は、例えば不図示の不揮発性メモリーに記憶されている。或いは、温度補償部１３２は、ルックアップテーブルを参照して温度検出データに対応する周波数制御データＤＦＣＱを取得する。なお、Ａ／Ｄ変換回路５０が図１５のような逐次比較型のＡ／Ｄ変換回路である場合、逐次比較制御回路５６が処理回路１３０に含まれてもよい。この場合、逐次比較制御回路５６（逐次比較制御部）の処理がＤＳＰの時分割処理に組み込まれてもよい。

発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば発振信号生成回路１４０は、処理回路１３０からの周波数制御データＤＦＣＱと発振子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。一例としては、発振信号生成回路１４０は、発振子ＸＴＡＬを発振させる発振回路１４２を含み、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数で発振子ＸＴＡＬを発振させて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。

例えば、発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＦＣＱをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路を含む。発振回路１４２は、発振子ＸＴＡＬの一端が接続されるノードに設けられた可変容量を含む。可変容量は、Ｄ／Ａ変換回路の出力電圧によって容量値が可変に制御され、その可変容量の容量値によって発振回路１４２（発振子ＸＴＡＬ）の発振周波数が制御される。

或いは、発振信号生成回路１４０は、発振子ＸＴＡＬの一端が接続されるノードに設けられたキャパシターアレイを含む。キャパシターアレイは、周波数制御データＤＦＣＱによって容量値が可変に制御され、そのキャパシターアレイの容量値によって発振回路１４２（発振子ＸＴＡＬ）の発振周波数が制御される。

なお発振信号生成回路１４０は、ダイレクトデジタルシンセサイザー方式で発振信号ＯＳＣＫを生成する回路であってもよい。例えば振動子（固定発振周波数の発振源）の発振信号をリファレンス信号として、周波数制御データＤＦＣＱで設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫをデジタル的に生成してもよい。

図１７は、本実施形態の回路装置を含む物理量測定装置の構成例である。なお、図１７では、物理量測定装置の一例として、時間をデジタル値に変換する時間デジタル変換器の構成例を示す。但し、例えば角速度、角加速度、速度、加速度、距離、圧力、音圧又は磁気量等の種々の物理量を検出する物理量測定装置に、本実施形態の回路装置１００を適用可能である。また図１７の物理量測定装置は発振子を含むが、これに限定されず、測定される物理量を検出するための物理量トランスデューサーを含んでもよい。例えば、角速度を検出するジャイロセンサーの場合、物理量トランスデューサーとして振動子（例えば水晶振動子、ＭＥＭＳ振動子等）を含んでもよい。

図１７の物理量測定装置４００は、回路装置１００、発振子ＸＴＡＬ１〜ＸＴＡＬ３（振動子）を含む。発振子ＸＴＡＬ１〜ＸＴＡＬ３は、図１６の発振子ＸＴＡＬと同様の構成である。回路装置１００は、温度検出回路１２０、処理回路１３０、発振信号生成回路１４０、ＰＬＬ回路１５０（第１のＰＬＬ回路）、ＰＬＬ回路１６０（第２のＰＬＬ回路）、時間デジタル変換回路１７０を含む。なお、既に説明した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成要素については適宜説明を省略する。

発振信号生成回路１４０は、発振周波数が温度補償された発振信号に基づいて基準クロック信号ＣＫＲを出力する。ＰＬＬ回路１５０は、クロック信号ＣＫ１と基準クロック信号ＣＫＲとの位相同期を行う。ＰＬＬ回路１５０は、発振子ＸＴＡＬ２を発振させてクロック信号ＣＬ１を生成する発振回路１５２を含み、クロック信号ＣＫ１と基準クロック信号ＣＫＲとの位相比較結果に基づいて発振回路１５２（発振子ＸＴＡＬ２）の発振周波数をフィードバック制御することで、位相同期を行う。ＰＬＬ回路１６０は、クロック信号ＣＫ２と基準クロック信号ＣＫＲとの位相同期を行う。ＰＬＬ回路１６０は、発振子ＸＴＡＬ３を発振させてクロック信号ＣＫ２を生成する発振回路１６２を含み、クロック信号ＣＫ２と基準クロック信号ＣＫＲとの位相比較結果に基づいて発振回路１６２（発振子ＸＴＡＬ３）の発振周波数をフィードバック制御することで、位相同期を行う。

時間デジタル変換回路１７０は、クロック信号ＣＫ１、ＣＫ２を用いて、信号ＳＴＡ（第１の信号。例えばスタート信号）と信号ＳＴＰ（第２の信号。例えばストップ信号）の遷移タイミングの時間差をデジタル値ＤＱに変換する。信号ＳＴＡと信号ＳＴＰの遷移タイミングの時間差は、信号ＳＴＡと信号ＳＴＰのエッジ間（例えば立ち上がりエッジ間又は立ち下がりエッジ間）の時間差である。

以下、本実施形態の時間デジタル変換手法を説明する。クロック信号ＣＫ１の周波数をｆ１とし、クロック信号ＣＫ２の周波数をｆ２とする。周波数ｆ１、ｆ２は異なる周波数である。クロック信号ＣＫ１、ＣＫ２は位相同期タイミングにおいて位相同期が行われており、位相同期タイミングにおいてクロック信号ＣＫ１、ＣＫ２の遷移タイミングが一致している。その後、クロック信号ＣＫ１、ＣＫ２のクロック間時間差（位相差）が、Δｔ、２Δｔ、３Δｔ・・・というように、クロックサイクル毎にΔｔずつ増えて行く。

時間デジタル変換回路１７０は、クロック周波数ｆ１、ｆ２の周波数差｜ｆ１−ｆ２｜に対応する分解能で時間をデジタル値に変換する。時間デジタル変換の分解能（時間分解能）は、Δｔ＝｜１／ｆ１−１／ｆ２｜＝｜ｆ１−ｆ２｜／（ｆ１×ｆ２）と表すことができる。

例えば、第１の位相同期タイミングからクロック信号ＣＫ１の第ｍのクロックサイクル（ｍは１以上の整数）において信号ＳＴＡを発生し、発生した信号ＳＴＡに対応して信号レベルが変化する信号ＳＴＰを取得する。そして第ｍのクロックサイクルでの信号ＳＴＡと信号ＳＴＰの時間差とクロック間時間差ｍ×Δｔとを比較する処理を行う。第１の位相同期タイミングとは異なる第２の位相同期タイミングからクロック信号ＣＫ１の第ｍ＋１のクロックサイクルにおいて信号ＳＴＡを発生し、発生した信号ＳＴＡに対応して信号レベルが変化する信号ＳＴＰを取得する。そして第ｍ＋１のクロックサイクルでの信号ＳＴＡと信号ＳＴＰの時間差とクロック間時間差（ｍ＋１）×Δｔとを比較する処理を行う。時間差がクロック間時間差ｍ×Δｔより長く、クロック間時間差（ｍ＋１）×Δｔより短いと判定された場合、時間差はｍ×Δｔ又は（ｍ＋１）×Δｔであると求められる。なお、第２の位相同期タイミングは、第１の位相同期タイミングの次の位相同期タイミングに限定されず、第１の位相同期タイミングとは異なる位相同期タイミングであればよい。

７．電子機器、移動体
図１８に、本実施形態の回路装置を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器５００は、回路装置１００と発振子ＸＴＡＬ１〜ＸＴＡＬ３を有する物理量測定装置４００と、処理部５２０を含む。また通信部５１０、操作部５３０、表示部５４０、記憶部５５０、アンテナＡＮＴを含むことができる。なお、電子機器５００は、回路装置１００と発振子ＸＴＡＬを有する発振器３００を含んでもよい。

電子機器５００としては、例えば距離、時間、流速又は流量等の物理量を計測する計測機器、生体情報を測定する生体情報測定機器（超音波測定装置、脈波計、血圧測定装置等）、車載機器（自動運転用の機器等）、基地局又はルーター等のネットワーク関連機器を想定できる。また頭部装着型表示装置や時計関連機器などのウェアラブル機器、ロボット、印刷装置、投影装置、携帯情報端末（スマートフォン等）、コンテンツを配信するコンテンツ提供機器、或いはデジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器などを想定できる。

通信部５１０（無線回路）は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。処理部５２０（処理回路）は、電子機器５００の制御処理や、通信部５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。処理部５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。操作部５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイをなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。記憶部５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）などにより実現できる。

図１９に、本実施形態の回路装置（振動デバイス）を含む移動体の例を示す。本実施形態の振動デバイス２５０は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、ロボット、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。ここで振動デバイス２５０は、発振器３００又は物理量測定装置４００に対応する。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器（車載機器）を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図１９は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の振動デバイス２５０（回路装置１００）が組み込まれる。制御装置２０８は、この振動デバイス２５０により生成されたクロック信号や測定された物理量情報に基づいて種々の制御処理を行う。例えば物理量情報として、自動車２０６の周囲の物体の距離情報が測定された場合に、制御装置２０８は、測定された距離情報を用いて自動運転のための種々の制御処理を行う。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。なお本実施形態の振動デバイス２５０が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６やロボット等の移動体に設けられる種々の機器に組み込むことができる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また回路装置、発振器、物理量測定装置、振動デバイス、電子機器、移動体の構成・動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

１０…温度センサー、２０…電圧変換回路、３０…チョッピング変調回路、
３５…チョッパー回路、４０…アナログ処理回路、４１…増幅回路、
５０…Ａ／Ｄ変換回路、５１…サンプルホールド回路、５２…Ｄ／Ａ変換回路、
５３…コンパレーター、５５…比較回路、５６…比較制御回路、６０…ロジック回路、
６２…チョッピング復調部、７０…ローパスフィルター、７２…ローパスフィルター部、
８０…チョッピング復調回路、９０…第２のチョッピング変調回路、１００…回路装置、
１０５…温度検出回路、１１０…制御回路、１２０…温度検出回路、１３０…処理回路、
１３２…温度補償部、１４０…発振信号生成回路、１４２…発振回路、
１５０…ＰＬＬ回路、１５２…発振回路、１６０…ＰＬＬ回路、１６２…発振回路、
１７０…時間デジタル変換回路、２０６…自動車、２０７…車体、２０８…制御装置、
２０９…車輪、２５０…振動デバイス、３００…発振器、４００…物理量測定装置、
５００…電子機器、５１０…通信部、５２０…処理部、５３０…操作部、
５４０…表示部、５５０…記憶部、
ＶＬＳ…第３の電圧、ＶＲＦ…第２の電圧、ＶＴ…第１の電圧、
Ｖｍａｘ…上限電圧、Ｖｍｉｎ…下限電圧、ｆｃｈｏｐ…チョッピング周波数

Claims (12)

1. 温度特性を有する第１の電圧と、基準電圧となる第２の電圧とを出力する温度センサーと、
   前記第２の電圧を、前記第１の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧である第３の電圧に変換する電圧変換回路と、
   前記第１の電圧及び前記第３の電圧に対してチョッピングの変調を行い、前記チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧を出力するチョッピング変調回路と、
   前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づく第１の入力電圧の信号及び第２の入力電圧の信号が差動信号として入力される差動型のＡ／Ｄ変換回路と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
2. 温度特性を有する第１の電圧と、基準電圧となる第２の電圧とを出力する温度センサーと、
   前記第２の電圧が、第３の電圧の温度特性における上限電圧と下限電圧との間の電圧となるように、前記第１の電圧を前記第３の電圧に変換する電圧変換回路と、
   前記第２の電圧及び前記第３の電圧に対してチョッピングの変調を行い、前記チョッピングの変調後の第１の出力電圧及び第２の出力電圧を出力するチョッピング変調回路と、
   前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づく第１の入力電圧の信号及び第２の入力電圧の信号が差動信号として入力される差動型のＡ／Ｄ変換回路と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
3. 請求項１又は２に記載の回路装置において、
   前記温度センサーは、バンドギャップリファレンス回路であり、
   前記第２の電圧は、前記バンドギャップリファレンス回路が生成するバンドギャップ電圧であることを特徴とする回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記第１の電圧は、バイポーラートランジスターのベース−エミッター間電圧であることを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記第１の出力電圧の信号及び前記第２の出力電圧の信号を差動信号として増幅して、前記増幅された差動信号として前記第１の入力電圧の信号及び前記第２の入力電圧の信号を出力する増幅回路を含むことを特徴とする回路装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換データに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行うロジック回路を含むことを特徴とする回路装置。
7. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記第１の出力電圧の信号と前記第２の出力電圧の信号を差動信号として増幅する増幅回路と、
   前記増幅回路の後段に設けられ、チョッピングの復調を行うチョッピング復調回路と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
8. 請求項７に記載の回路装置において、
   前記チョッピング復調回路の後段であって前記Ａ／Ｄ変換回路の前段に設けられ、チョッピングの変調を行う第２のチョッピング変調回路と、
   前記Ａ／Ｄ変換回路のＡ／Ｄ変換データに対してチョッピングの復調のデジタル処理を行うロジック回路を含むことを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
   発振子と、
   を含むことを特徴とする発振器。
10. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする物理量測定装置。
11. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
12. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする移動体。

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