JP2017046036A - 回路装置、物理量センサー、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Abstract

【課題】発振周波数の調整を行う場合において、調整用の設定値を利用することで、効率的な回路構成により温度の検出を行う回路装置、物理量センサー、発振器、電子機器及び移動体等を提供する。
【解決手段】回路装置２０は、発振周波数が第１の温度特性となる第１の発振信号を出力する第１の発振回路１２０と、発振周波数が第２の温度特性となる第２の発振信号を出力する第２の発振回路１３４と、第１の発振信号に基づいて、第２の発振回路の発振周波数を補正するための設定値ＴＲＭを生成する調整回路１３０と、設定値ＴＲＭに基づく温度情報を出力する温度情報出力部１４８を含む。
【選択図】図３

Description

本発明は、回路装置、物理量センサー、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

従来、回路装置に設けられ、当該回路装置近傍における温度を測定する温度センサーが知られている。例えば、ジャイロセンサー等の物理量センサーでは、振動子（角速度センサー素子）の出力が温度により変化することが知られており、物理量を精度よく出力するためには、温度センサーからの温度データに基づいて、振動子からの検出信号を補正することが重要となる。

温度の検出には種々の情報を用いることが可能である。例えば、半導体（狭義にはＭＯＳＦＥＴ）のゲート電極の仕事関数差の温度特性を利用した仕事関数差温度センサーが知られている。或いは、温度依存性が低いＢＧＲ（Band Gap Reference）回路からの信号を、温度の検出における基準信号として利用する手法も知られている。

また、発振回路（発振器）の出力信号の周波数に基づいて温度を検出する手法も知られている。例えば特許文献１には、チップの温度を検出し、クロックや周辺回路をコントロールすることで発熱を抑制する手法が開示されており、この温度センサとして、発振回路の出力をタイマで規定された一定時間だけカウントしたカウント値を用いるとの記載が見られる。また、特許文献２には、リングオシレーターの発振周波数として温度を検出する手法が開示されている。

また、非特許文献１には、温度特性の異なる２つのＶＣＯ（電圧制御発振器、Voltage-controlled oscillator）を用いて温度を検出する手法が開示されている。

特開平０８−０５５９６３号公報 国際公開第２００７／１４１８７０号

Tejasvi Anand, Kofi A.A. Makinwa and Pavan Kumar Hanumolu "A Self-referenced VCO-based Temperature Sensor with 0.034oC/mV Supply Sensitivity in 65nm CMOS"

所望の周波数の発振信号を出力するために、複数の発振信号を利用する回路が広く用いられている。例えば、第１の発振信号を基準信号として、第２の発振信号の発振周波数を調整することで、当該第２の発振信号として所望の周波数の信号を出力する回路装置は既知である。その際、調整前の第２の発振信号が所与の温度特性を有する信号であれば、その調整においては当該温度特性に対応する温度特性を有する調整用信号（設定値）を利用することになる。設定値が温度特性を有するのであれば、当該設定値を温度の検出に利用することが可能である。

特許文献１や特許文献２では、発振信号に基づいて温度を検出するとの記載は見られるものの、周波数の調整や、当該調整の手法と温度検出との関係については触れていない。また、非特許文献１では、複数の発振器からの信号を温度検出に利用するとの記載が見られるものの、やはり発振信号の周波数の調整等を考慮したものではない。

本発明の幾つかの態様によれば、発振周波数の調整を行う場合において、調整用の設定値を利用することで、効率的な回路構成により温度の検出を行う回路装置、物理量センサー、発振器、電子機器及び移動体等を提供できる。

本発明の一態様は、発振周波数の温度特性が第１の温度特性となる第１の発振信号を出力する第１の発振回路と、発振周波数の温度特性が、前記第１の温度特性とは異なる第２の温度特性となる第２の発振信号を出力する第２の発振回路と、前記第１の発振信号に基づいて、前記第２の発振信号の前記発振周波数を補正するための設定値を生成する調整回路と、前記設定値に基づく温度情報を出力する温度情報出力部と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様では、第１の発振信号に基づいて第２の発振信号の発振周波数の補正を行う回路装置において、補正用の設定値に基づく温度情報を出力する。温度特性の異なる２つの信号を用いて発振周波数を調整する回路装置が有用であることは知られているところ、同様の構成により温度情報の出力が可能となるため、効率的な回路構成で温度センサーを実現すること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、所与の測定温度範囲での温度変化に対する前記第２の発振信号の前記発振周波数の変化量は、前記測定温度範囲での温度変化に対する前記第１の発振信号の前記発振周波数の変化量に比べて大きくてもよい。

これにより、温度依存性が相対的に低い信号を第１の発振信号とし、温度依存性が相対的に高い信号を第２の発振信号とすることが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第２の発振信号の一次の周波数温度係数は、前記第１の発振信号の一次の周波数温度係数に比べて大きくてもよい。

これにより、温度依存性が相対的に低い信号を第１の発振信号とし、温度依存性が相対的に高い信号を第２の発振信号とすることが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記調整回路は、前記第１の発振信号を基準クロック信号として、前記第２の発振信号として所与の周波数のクロック信号を生成するＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路であってもよい。

これにより、調整回路による第２の発振信号の発振周波数の補正として、第２の発振信号の発振周波数を第１の発振信号によりロックする補正を行うこと等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記調整回路は、前記第１の発振信号及び前記第２の発振信号の一方の信号を分周して分周クロック信号を出力する分周回路と、前記分周クロック信号と、前記第１の発振信号及び前記第２の発振信号の他方の信号とに基づく比較対象値と、前記比較対象値の基準値との比較処理を行う比較器と、を有してもよい。

これにより、分周回路と比較器とにより、調整回路を構成することが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記調整回路は、前記分周クロック信号で規定される計測期間を、前記他方の信号によってカウントすることで計測されたカウント値を、前記比較対象値として出力するカウンター回路を有してもよい。

これにより、比較器における比較対象値を、カウンター回路により出力することが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記調整回路は、前記比較処理の出力信号を積分する積分器と、前記積分器の出力にゲイン処理を行うゲイン処理部と、を含む変調部を有してもよい。

これにより、比較処理の結果に対して所与の変調を行うことができ、変調を行わない場合に比べて、第２の発振回路の発振周波数を目標値に近づけること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第２の発振回路は、前記設定値に基づいて電源電圧及び負荷容量の少なくとも一方が調整されるリングオシレーターであってもよい。

これにより、リングオシレーターにより第２の発振回路を実現すること、及び当該リングオシレーターの発振周波数を電源電圧と負荷容量の少なくとも一方により調整することが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第２の発振回路は、前記設定値に基づいて電源電圧、帰還容量、負荷容量及び帰還抵抗の少なくとも１つが調整されるＣＲ発振回路であってもよい。

これにより、ＣＲ発振回路により第２の発振回路を実現すること、及び当該ＣＲ発振回路の発振周波数を電源電圧、帰還容量、負荷容量及び帰還抵抗の少なくとも１つにより調整することが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第１の発振回路は、振動子を駆動する駆動回路であってもよい。

これにより、第１の発振回路により振動子を駆動することが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記温度情報出力部は、前記設定値の温度特性の近似式に基づいて前記温度情報を求め、求めた前記温度情報を出力してもよい。

これにより、設定値から近似式を用いて温度情報を求めることが可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第２の発振信号に基づくクロック信号を用いて動作し、前記第１の発振信号に基づく検出信号を処理する検出回路をさらに含み、前記検出回路は、前記温度情報に基づいて、前記検出信号の補正処理を行ってもよい。

これにより、検出回路による検出信号の処理が可能になる。検出信号は第１の発振信号に基づくものであって、検出回路による当該検出信号の検出動作には、第１の発振信号に基づき補正された第２の発振信号を用いることができる。さらに検出回路では検出信号の補正処理を行うことで、検出信号の精度向上等が可能になる。

また、本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置と、物理量トランスデューサーと、を含む物理量センサーに関係する。

また、本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置と、振動子と、を含む発振器に関係する。

また、本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置を含む電子機器に関係する。

また、本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置を含む移動体に関係する。

第１の発振信号及び第２の発振信号の温度特性の例。 第２の発振信号の温度特性の調整を説明する図。 本実施形態の回路装置の構成例。 本実施形態の回路装置の構成例。 回路装置の比較構成例。 本実施形態の調整回路の構成例。 本実施形態の調整回路の他の構成例。 本実施形態の調整回路の他の構成例。 本実施形態の調整回路の伝達関数についての説明図。 本実施形態の調整回路の設定パラメーターの第１の例。 第１の例の設定パラメーターでの調整回路の動作波形例。 第１の例の設定パラメーターでの調整回路の動作波形例。 本実施形態の調整回路の設定パラメーターの第２の例。 第２の例の設定パラメーターでの調整回路の動作波形例。 第２の発振回路の温度特性の他の例。 設定値の温度特性の例 第２の発振回路がＣＲ発振回路である場合の第２の発振回路の構成例。 ＣＲ発振回路を構成する増幅回路、可変抵抗回路及び可変容量回路の詳細な構成例。 第２の発振回路の変形構成例。 第２の発振回路の変形構成例。 第２の発振回路がリングオシレーターである場合の第２の発振回路の構成例。 本実施形態の回路装置、電子機器、ジャイロセンサー（物理量検出装置）の構成例。 駆動回路、検出回路の詳細な構成例。 本実施形態の回路装置が組み込まれる移動体、電子機器の例。

以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが、本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．本実施形態の手法
従来、回路装置に設けられる種々の温度センサーが知られている。ジャイロセンサーの例のように、温度センサーの出力を他の情報の補正等に利用することがある。その場合、温度センサーの出力が高精度でないと、当該温度センサーを補正に利用する他の情報（物理量等）の精度も低下してしまい問題となる。

仕事関数差電圧を利用した温度センサー等が知られているが、出力する温度情報（温度センサーコード）のばらつきが大きい。例えば、アナログ電圧のチップ間のばらつきが大きいことにより、安定した温度情報の出力が難しい。その場合、ばらつきを抑止するフィルター処理等が必要となり、回路構成が複雑化してしまう。

温度センサーを実現することを考慮した場合、温度に依存した信号（温度特性を有する信号）と、参照となる信号の２つが取得可能であり、且つ各信号と温度との関係が明確となっている必要がある。例えば、仕事関数差を利用した温度センサーでは、温度特性がフラットな参照信号と、温度特性がフラットでない信号とを比較することで温度を検出している。仕事関数差を利用する場合、信号とは電流値や、当該電流値をＩ−Ｖ変換した電圧値等を用いればよい。

なお、「温度特性がフラット」とは温度変化に対する信号値の変化が充分に小さい特性を表す。理想的には、温度変化に対する信号値の変化が０であるがこれには限定されず、充分小さい所与の閾値δを設定した場合に、温度変化に対する信号値の変化が±δ（δは信号の絶対値を表すものであってもよいし、基準に対する変化割合でもよい）以下の場合に、温度特性がフラットであると考えてもよい。また、以下の本明細書では、温度特性がフラットである信号を「温度に依存しない信号」、温度特性がフラットでない信号を「温度に依存した信号」とも表記する。

ここで、温度に依存した信号や参照信号は、電流や電圧に限定されるものではなく、他の信号であってもよい。例えば、発振回路（発振器）の発振信号の周波数を利用することも可能である。

図１のＡ１は水晶振動子の発振周波数の温度特性を表す図であり、図１のＡ２はＣＲ発振回路の温度特性を表す図である。図１の横軸は温度を表し、縦軸は基準温度での発振周波数に対する発振周波数の変化率を表す。

図１のＡ１からわかるように、水晶振動子の温度特性はフラットであり、水晶振動子の発振信号は参照信号として利用可能である。一方、図１のＡ２からわかるように、ＣＲ発振回路は温度が変化した場合に周波数が変化する、すなわちＣＲ発振回路の発振信号は温度に依存する信号として利用可能である。つまり、この２つの信号を利用して温度センサーを構成することが可能である。なお、図１のＡ２では５つのＣＲ発振回路の温度特性の例を示したが、ここではいずれのＣＲ発振回路も、温度が上昇した場合に発振周波数が曲線的に減少する特性を有する。ただし、図１５を用いて後述するようにＣＲ発振回路の温度特性は図１のＡ２に限定されるものではなく、直線的な特性を持たせることも可能である。

水晶振動子は、温度特性がフラットで安定した発振信号を出力できるが、発振周波数が水晶の物性により決まってしまうため、周波数の柔軟な調整が困難である。一方、ＣＲ発振回路は、温度に依存して発振周波数が変化してしまうものの、電源電圧や、容量、抵抗の値を調整することで、発振周波数の柔軟な調整が可能という利点を有する。水晶振動子に基づく発振信号を基準信号として、ＣＲ発振回路の発振信号の周波数を調整する（ロックする）ことで、安定しており且つ周波数の調整が容易な発振信号を出力する回路を実現可能であり、このような回路構成は広く知られたものである。また、水晶振動子の発振信号は比較的低い周波数（例えば数十ｋＨｚ程度）であるため、Ａ／Ｄ変換回路等を高速動作させるためのクロック信号（例えば数百ｋＨｚ程度）を生成するために、ＣＲ発振回路を利用することもあり、その場合も同様の回路構成が利用される。

つまり、温度特性の異なる発振信号を出力可能な２つの発振回路を有する回路は、既に広く用いられている回路構成であるため、当該２つの発振信号に基づいて温度センサーを構成すれば、効率的に温度センサーを実現することが可能になる。ここで、効率的な温度センサーの実現とは、既存の構成を温度センサーに流用可能なことを表し、温度センサー専用の構成を追加する必要がない（或いは、追加するとしても追加構成を簡略化できる）ことを表す。

ただし、ここで想定しているのは、上述したように一方の発振信号を基準として、他方の発振信号の周波数を補正（調整、ロック）する回路装置である。具体的には上述したとおり、ＣＲ発振回路の発振信号の発振周波数は本来温度特性を有するところ、当該温度特性をフラットにすることで、周波数調整が容易で安定した発振信号（クロック信号）を供給するものである。

図２に具体的な発振周波数の温度特性の例を示す。図２の横軸は温度を表し、縦軸は発振周波数を表す。Ｂ１が一般的なＣＲ発振回路の発振周波数の温度特性を表し、図１のＡ２と同様に温度が高くなるほど周波数は曲線的に減少する例を示している。それに対して、第２の発振信号の利用（例えば安定したクロック信号としての利用）を考慮すれば、Ｂ２に示したようなフラットな温度特性とすることが求められる。Ｂ３、Ｂ４は本実施形態に係るＣＲ発振回路（広義には第２の発振回路１３４）の出力を表すものであり、Ｂ３が後述する図６に対応し、Ｂ４が後述する図７に対応する。Ｂ４に示したように、変調部によりデルタシグマ変調を行うことで、変調を行わない場合（Ｂ３）に比べて要求値（Ｂ２）に近い温度特性を実現できることがわかるが、いずれにせよ、ＣＲ発振回路の出力は本来の特性（Ｂ１）に比べてフラットに近いものに調整される。

つまり、温度センサーの実現のためには温度に依存した信号が求められるのに対して、本実施形態で想定する回路装置では、もともと温度に依存した信号であった発振信号の温度特性をフラットにして（温度補償をして）出力する制御が実行される。言い換えれば、ＣＲ発振回路等では、回路装置の動作においては温度特性がフラットな信号を出力するという第１の要求があり、当該第１の要求を満たすような制御が行われる。しかし、温度センサーの実現においては温度に依存した信号が必要という上記第１の要求に反する第２の要求がある。

そこで本出願人は、この相反する２つの要求を満たすために、発振周波数の補正用の情報（設定値）を温度情報の出力に利用する手法を提案する。仮に調整を行わないものとすれば、上述してきたようにＣＲ発振回路の発振周波数は温度に応じて変化する。そのため、ＣＲ発振回路の発振信号の発振周波数を温度によらず一定にしようとすれば、当該調整用の情報は、ＣＲ発振回路の温度特性を打ち消すような情報となるため、必然的に温度に依存することになる。例えば、図１のＡ２に示した特性であれば、温度が高くなることでＣＲ発振回路の発振信号の周波数が減少するため、温度が相対的に高くなった場合に発振信号の周波数を相対的に高くする設定値を、ＣＲ発振回路に入力する必要がある。つまり設定値が周波数をどれだけ増加（減少）させるための情報であるかがわかれば、そのときの温度が基準温度に対してどれだけ高い（低い）かを判定可能である。なお、具体的な流れについては後述するが、ここでの設定値は第１の発振信号を基準クロックとして、第２の発振信号から求められるものであるため、参照信号（温度特性がフラットな信号）と、温度特性がフラットでない信号との比較という温度センサーの実現において必要な処理が行われた結果として取得される情報である。

具体的には、本実施形態に係る回路装置２０は図３に示すように、発振周波数の温度特性が第１の温度特性となる第１の発振信号を出力する第１の発振回路１２０と、発振周波数の温度特性が、第１の温度特性とは異なる第２の温度特性となる第２の発振信号を出力する第２の発振回路１３４と、第１の発振信号に基づいて、第２の発振回路の発振周波数を補正するための設定値を生成する調整回路１３０と、設定値に基づく温度情報を出力する温度情報出力部１４８を含む。

このようにすれば、第１の発振信号に基づいて第２の発振信号の発振周波数を調整する回路装置において、既存の構成を利用して温度センサーを実現することが可能になる。第２の発振信号は、設定値による補正が行われるため、温度特性を調整（狭義には温度特性をフラットに調整）するという上記第１の要求を満たすことが可能である。一方、温度センサーの実現には、第２の発振信号そのものではなく、調整回路１３０から出力される温度補償用の設定値を利用する。設定値は上述したように温度に依存する信号であるため、温度センサーを実現するための上記第２の要求も満たされる。

なお、特許文献１、２や、非特許文献１には、発振信号の周波数を温度の検出に利用する手法が開示されている。しかし、これらの従来手法は、第２の発振信号の調整に関する記載は見られない。つまり従来手法は、効率的な回路構成により、高精度の温度センサーを実現する手法を開示するものではない。

なお、第１の温度特性と第２の温度特性の差異は温度変化量に対する周波数変化量の差異を表すものである。具体的には、所与の測定温度範囲での温度変化に対する第２の発振信号の発振周波数の変化量は、測定温度範囲での温度変化に対する第１の発振信号の発振周波数の変化量に比べて大きい。

測定温度範囲とは、本実施形態に係る温度センサーを用いて測定対象とする温度範囲であり、例えば図１に示すように−４０℃〜８０℃といった範囲である。ただし、測定温度範囲は種々の変形実施が可能であり、−４０℃〜１２０℃といった他の範囲を設定してもよい。

測定温度範囲での温度変化に対する発振周波数の変化量とは、狭義には測定温度範囲の上限温度での発振周波数と、測定温度範囲の下限温度での発振周波数との差分値を表す。或いは、測定温度範囲内の２点の温度を定め、一方の温度での発振周波数と他方の温度での発振周波数の差分値を求めてもよい。或いは、測定温度範囲における発振周波数の値が、温度Ｔに関する所与の関数ｆ（Ｔ）で表されるのであれば、上記変化量として所与の温度Ｔ０における微分値ｄｆ（Ｔ）／ｄＴ｜_Ｔ＝Ｔ０を用いてもよい。

いずれにせよ、参照信号（基準信号）となる第１の発振信号は、温度変化に対する発振周波数の変化量が小さく、狭義には温度特性がフラットな信号である。一方、第２の発振信号とは、温度変化に対する発振周波数の変化量が相対的に大きく、温度に依存した信号である。

なお、図１５等を用いて後述するように、第２の発振回路１３４のトランジスターを調整することで、第２の発振信号の温度特性を直線的にすることが可能である。この場合、第２の発振信号の一次の周波数温度係数は、第１の発振信号の一次の周波数温度係数に比べて大きいことになる。ここでの「一次の周波数温度係数」とは、測定温度範囲内で、温度変化に対して発振周波数が直線的に（一次関数として）変化する場合において、当該直線の傾きを表す情報である。

第１の発振信号は、例えば図１のＡ１に示したように傾きが０に近いフラットな温度特性であり、第２の発振信号は、例えば図１５を用いて後述するように傾きが相対的に大きい温度に依存した信号である。

なお、第１の発振信号に基づく第２の発振信号の調整（発振周波数の補正）とは、具体的には第２の発振信号の発振周波数をロックするものであってもよい。具体的には、本実施形態の調整回路１３０は、第１の発振信号を基準クロック信号として、第２の発振信号として所与の周波数のクロック信号を生成するためのＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路であってもよい。この場合、調整回路１３０を用いることで、安定しており（温度特性がフラットに近く）、且つ所望の周波数を有するクロック信号を出力することができるため、本実施形態に係る調整回路１３０の出力を、種々の回路装置において汎用的に利用可能である。言い換えれば、本実施形態の手法は汎用的な信号出力のための回路構成をそのまま利用することで、温度センサーを実現することが可能である。なお、ここでのＦＬＬ回路は発振周波数をロックできる回路であればよく、ＰＬＬ回路（Phase Locked Loop）回路を用いてもよい。

また、第１の発振回路１２０は、振動子を駆動する駆動回路であってもよい。ここでの振動子の種類は限定されないが、例えば振動子は水晶振動子であり、第１の発振回路１２０は当該水晶振動子に対して電力を供給して振動（駆動）させる駆動回路である。この場合、第１の発振回路１２０の第１の発振信号とは、所与の駆動周波数を有する駆動信号となる。上述したように、駆動信号の駆動周波数はフラットな温度特性であることが想定される。具体的な構成については後述するが、振動子は回路装置に含まれる必要はなく、第１の発振回路１２０は回路装置の外部に設けられる水晶振動子を駆動するものであってもよい。

以下、回路装置の構成例について説明した後、回路装置に含まれる調整回路１３０、第２の発振回路１３４、温度情報出力部１４８の詳細について説明し、最後に回路装置を含む電子機器等の例を説明する。なお、以下では第１の発振回路１２０が、振動子１０である物理量トランスデューサー１２を駆動する駆動回路３０である場合を例にとって説明を行うが、異なる変形実施も可能である。

２．回路装置の構成例
ここでは、一旦温度センサーから離れて、第１の発振回路１２０（駆動回路）、第２の発振回路１３４及び調整回路１３０を含む回路装置の一般的な構成例について説明する。

図４に、本実施形態の回路装置の構成例を示す。回路装置２０は、物理量トランスデューサー１２を駆動する駆動回路３０（第１の発振回路１２０）と、駆動回路３０からの信号を基準クロック信号ＣＫＦとして第２の発振回路１３４からクロック信号ＯＳＱ（第２の発振信号）を生成するための調整回路１３０と、物理量トランスデューサー１２からの検出信号ＴＱの検出処理を行う検出回路６０と、を含む。ただし、回路装置２０は図４の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また、種々の変形実施が可能な点は、他の図面についても同様である。

調整回路１３０は、基準クロック信号ＣＫＦに対する周波数比（逓倍率）を一定に保った（ロックした）クロック信号ＯＳＱを、第２の発振回路１３４で生成させる回路である。クロック信号ＯＳＱの位相は基準クロック信号ＣＫＦの位相に同期しなくてもよい。調整回路１３０は、基準クロック信号ＣＫＦとクロック信号ＯＳＱの周波数を比較する比較器１３１を有し、その比較器１３１の出力値ＱＦＤ（出力信号）に対応する周波数で第２の発振回路１３４を発振させる。比較器１３１には、クロック信号ＯＳＱに基づく信号（例えば後述するＣＴＱ）がフィードバックされる。

このフィードバックループにより、基準クロック信号ＣＫＦとクロック信号ＯＳＱの周波数比がロックされる。なお、基準クロック信号ＣＫＦは、駆動回路３０内の信号に基づいて生成されるクロック信号であり、例えば物理量トランスデューサー１２の駆動周波数と同じ、又は２倍の周波数のクロック信号である。

検出回路６０は、クロック信号ＯＳＱに基づいて動作する回路を有する。即ち、駆動回路３０からの基準クロック信号ＣＫＦに対して周波数比が一定に保たれたクロック信号ＯＳＱに基づいて、その回路は動作する。

検出回路６０には、駆動信号の周波数成分を含む物理量トランスデューサー１２からの検出信号ＴＱが入力される。即ち、クロック信号ＯＳＱに基づいて動作する回路は、駆動信号の周波数成分を含む信号を処理する。本実施形態によれば、クロック信号ＯＳＱと駆動信号の周波数比を調整回路１３０により一定に保つことができるので、駆動周波数成分が検出回路に対して影響を及ぼすことによって発生する検出性能の劣化を低減できる。

本実施形態の検出回路６０は、クロック信号ＯＳＱに基づいて動作する回路として、Ａ／Ｄ変換回路及びデジタル信号処理部（ＤＳＰ部）の少なくとも一方を有する。なお、以下では検出回路６０がＡ／Ｄ変換回路及びデジタル信号処理部を含む場合を例に説明するが、いずれか一方を含まない場合にも本発明を適用できる。

これらの回路を、物理量トランスデューサー１２を駆動する駆動回路３０の駆動信号に基づく信号により動作させることも可能であるが、駆動信号の駆動周波数はそれほど高くない（例えば５０〜１５０ＫＨｚ）。このため、Ａ／Ｄ変換回路やデジタル信号処理部などの物理量の検出用の回路の高速動作の実現が難しいという問題がある。発振回路を有するクロック信号生成回路を回路装置に設け、このクロック信号生成回路により高速のクロック信号を生成する手法を採用したとする。図５に、この場合の回路装置の比較構成例を示す。図５は、物理量トランスデューサーが振動子１０（角速度センサー素子）である場合の比較構成例である。

この回路装置２０は、駆動回路３０、検出回路６０、クロック信号生成回路７０を含む。検出回路６０は、振動子１０からの検出信号ＩＱを増幅する増幅回路６１と、駆動回路３０からの同期信号ＳＹＣにより増幅回路６１からの信号を同期検波する同期検波回路８１と、同期検波回路８１からの信号をローパスフィルター処理するフィルター部９０と、フィルター部９０からの信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路１００と、Ａ／Ｄ変換回路１００からの信号をデジタル処理して角速度情報を出力するＤＳＰ部１１０（デジタル信号処理部）と、を含む。

ＤＳＰ部１１０には、クロック信号生成回路７０が生成したマスタークロック信号ＭＣＫが入力され、そのマスタークロック信号ＭＣＫに基づいてＤＳＰ部１１０が動作する。また、ＤＳＰ部１１０は、マスタークロック信号ＭＣＫを分周してＡ／Ｄ変換用のクロック信号ＣＫＡＤを生成し、そのクロック信号ＣＫＡＤに基づいてＡ／Ｄ変換回路１００がＡ／Ｄ変換動作を行う。

クロック信号生成回路７０は、それに含まれる発振回路によりマスタークロック信号ＭＣＫを生成するので、振動子１０の駆動周波数よりも高い周波数のマスタークロック信号ＭＣＫを出力できる。これにより、Ａ／Ｄ変換回路１００やＤＳＰ部１１０を高速動作させることが可能になる。

しかしながら、発振回路の発振周波数は、上述した温度依存性の他、製造ばらつき等の種々の要因によって変動する。例えば、発振回路としてＣＲ発振器を想定できるが、ＣＲ発振器は、それを構成するキャパシターや抵抗、トランジスターの温度特性や製造ばらつきによって、発振周波数が一定ではない。このような発振周波数の変動が生じた場合、マスタークロック信号ＭＣＫと駆動信号の周波数比も変動することになり、駆動信号の周波数とＡ／Ｄ変換回路１００やＤＳＰ部１１０の動作周波数との干渉を原因とする角速度コードのばらつきの問題が発生する可能性がある。

本実施形態では、第２の発振回路１３４が出力するクロック信号ＯＳＱの周波数を、温度に依存しない安定した信号にする手法を採用している。具体的には、回路装置は図６、図７等で後述する調整回路１３０を有し、当該調整回路１３０の構成例において、比較器１３１に入力される基準値をＳＣとし、分周回路１３３の分周比をＤＲとし、クロック信号ＯＳＱの周波数をＦＶとし、基準クロック信号ＣＫＦの周波数をＦＲとした場合に、ＦＶ＝（ＳＣ／ＤＲ）×ＦＲが成り立つ。

なお、基準クロック信号ＣＫＦとクロック信号ＯＳＱの位相はロック（同期）される必要はない。即ち、比較器１３１は周波数の比較ができる回路であればよく、位相の比較を行わなくてよい。そして、調整回路１３０は、基準クロック信号ＣＫＦとクロック信号ＯＳＱの周波数比をロックできる回路であればよい。

３．調整回路の構成例
次に調整回路１３０の詳細な構成例について説明する。まず基本構成例を説明した後、変形例を説明し、その後、具体的なパラメーターの例を挙げて調整回路１３０の動作例を説明する。

３．１ 調整回路の基本的な構成例
図６に、本実施形態の調整回路の構成例を示す。調整回路１３０は、比較器１３１、分周回路１３３、カウンター回路１３５と、ループフィルター１３６を含む。

分周回路１３３は、駆動回路３０からの基準クロック信号ＣＫＦを分周する。基準クロック信号ＣＫＦは、第１の発振信号に対応する。比較器１３１は、分周回路１３３からの分周クロック信号ＤＶＱと第２の発振回路１３４からのクロック信号ＯＳＱとに基づく比較対象値ＣＴＱと、比較対象値ＣＴＱの基準値ＳＣとの比較処理を行う。例えば、比較器１３１は差分器であり、カウンター回路１３５からの比較対象値ＣＴＱと基準値ＳＣとの比較処理（差分処理）を行い、その差分処理で求めた差分値ＱＦＤを出力する。カウンター回路１３５は、分周クロック信号ＤＶＱで規定される計測期間を、クロック信号ＯＳＱによってカウントすることで計測されたカウント値を、比較対象値ＣＴＱとして出力する。

具体的には、分周クロック信号ＤＶＱの周期が計測期間であり、その計測期間においてカウンター回路１３５がクロック信号ＯＳＱをカウントし、計測期間が終了したときのカウント値を比較対象値ＣＴＱとして出力する。比較器１３１は、比較対象値ＣＴＱと基準値ＳＣとの差分に基づく出力値ＱＦＤを出力する。

比較器１３１と第２の発振回路１３４の間に設けられるループフィルター１３６は、出力値ＱＦＤをフィルター処理（例えば、積分処理、ローパスフィルター処理等）して設定値ＴＲＭ（発振周波数設定値、トリミング値）を出力する。

第２の発振回路１３４は、設定値ＴＲＭが設定され、その設定値ＴＲＭに基づいて発振する。即ち、設定値ＴＲＭは、所定範囲内で複数の値をとり得る設定値であり、その設定値に応じて第２の発振回路１３４の発振周波数が変化するように第２の発振回路１３４が構成される。

比較対象値ＣＴＱと基準値ＳＣがずれている場合、出力値ＱＦＤが変化し、設定値ＴＲＭが変化し、クロック信号ＯＳＱの周波数が変化し、比較対象値ＣＴＱが変化する。このようなフィードバック制御により第２の発振回路１３４の発振周波数が制御され、駆動回路３０からの基準クロック信号ＣＫＦの周波数に対して周波数比が一定に保たれる。

また、調整回路１３０は図７に示したように、変調部１３７を含んでもよい。変調部１３７は、積分器１３８、ゲイン処理部１３９を含む。

積分器１３８は、比較器１３１の出力（比較処理の出力信号である差分値ＱＦＤ）を積分し、その積分で求めた積分値ＩＴＱを出力する。具体的には、積分器１３８は、積分値ＩＴＱを分周クロック信号ＤＶＱの１周期分遅延させる遅延回路４６（例えばラッチ回路等）と、遅延回路４６の出力と積分値ＩＴＱとを加算処理する加算器４４と、を含む。加算器４４の出力が積分値ＩＴＱとなる。

ゲイン処理部１３９は、積分器１３８の出力（積分値ＩＴＱ）にゲイン処理を行い、そのゲイン処理された値を設定値ＴＲＭとして出力する。ゲイン処理は、積分値ＩＴＱに対してゲインを乗算する処理である。

以上の変調部１３７も、帰還ループにおけるフィルターと考えることができ、広義にはループフィルターの一形態である。

さて、第２の発振回路１３４はデジタルの設定値ＴＲＭに応じて離散的な発振周波数で発振する。そのため、設定値ＴＲＭが一定になってしまうと、離散的な発振周波数のいずれかに固定されてしまい、駆動周波数に対して所望の周波数比のクロック信号ＯＳＱが得られない（周波数比に誤差が生じる）。

この点、本実施形態によれば、調整回路１３０のループに変調部１３７を設けることで、クロック信号ＯＳＱの周波数をデルタシグマ変調できる。即ち、クロック信号ＯＳＱの周波数が変調により時系列で変化し、その平均の周波数として、駆動周波数に対して所望の周波数比のクロック信号ＯＳＱを得ることができる。

なお、図６では比較器１３１の出力ＱＦＤに対して、デルタシグマ変調を行わずに設定値ＴＲＭを出力する調整回路１３０を示し、図７ではデルタシグマ変調を行って設定値ＴＲＭを出力する調整回路１３０を示した。しかし調整回路１３０は図６、図７のいずれかの構成に限定されず、デルタシグマ変調を行わずに設定値ＴＲＭを出力する経路と、デルタシグマ変調を行って設定値ＴＲＭを出力する経路の２つの経路を有する構成であってもよい。その場合、例えば調整回路１３０はセレクターを有し、当該セレクターによりいずれかの経路の出力を選択、出力してもよい。

以上の構成例では、調整回路１３０をロジック回路（デジタル回路）により構成することが可能である。調整回路１３０をロジック回路で構成できることで、アナログ回路で構成する場合に比べて回路の簡素化や面積削減等を実現できる。

３．２ 調整回路の変形例
図６や図７では、分周回路１３３は第１の発振信号である基準クロック信号ＣＫＦを分周して分周クロック信号ＤＶＱを出力し、比較器１３１は分周クロック信号ＤＶＱと第２の発振信号（クロック信号ＯＳＱ）に基づく比較対象値を比較処理に用いていた。また、カウンター回路１３５は、第１の発振信号の分周クロック信号ＤＶＱで規定される計測期間を、第２の発振信号によってカウントすることでカウント値を計測していた。

しかし本実施形態の手法はこれに限定されない。分周回路１３３は図８に示したように、クロック信号ＯＳＱ（第２の発振信号）を分周して分周クロック信号ＤＶＱ’を出力し、比較器１３１は当該分周クロック信号ＤＶＱ’と第１の発振信号（基準クロック信号ＣＫＦ）に基づく比較対象値を比較処理に用いてもよい。その場合、カウンター回路１３５は、第２の発振信号の分周クロック信号ＤＶＱ’で規定される計測期間を、第１の発振信号によってカウントする。

言い換えれば、カウンター回路１３５における周波数カウントの方式として、直接カウント方式を用いてもよいし、レシプロカル方式を用いてもよい。直接カウント方式では、図６、図７を用いて上述したように、決められたゲートタイム内（第１の発振信号の分周クロック信号ＤＶＱで規定される計測期間内）に通過するパルスをカウントするものである。一方、レシプロカル方式ではパルス周期を計測し、その逆数から周波数を求めるものである。具体的には、図８に示したように計測期間を第２の発振信号の分周クロック信号ＤＶＱ’で規定し、第１の発振信号のカウントを行えばよい。

つまり本実施形態に係る調整回路１３０では、分周回路１３３は、第１の発振信号及び第２の発振信号の一方の信号を分周して分周クロック信号を出力し、比較器１３１は、分周クロック信号と、第１の発振信号及び第２の発振信号の他方の信号とに基づく比較対象値と、比較対象値の基準値（ＳＣ）との比較処理を行うものであればよい。

３．３ 調整回路の動作例
以下、調整回路１３０（及び第２の発振回路１３４）の動作の詳細について説明する。図９に、図７の調整回路１３０の伝達関数を説明する図を示す。

図９の等価回路図には、各構成要素の伝達関数を記載している。ＳＣは基準値であり、等価回路の入力である。ｇは積分値に乗算されるゲインである。Ｑは第２の発振回路１３４を量子化器とみなした場合の量子化ノイズである。ＨＤ２Ｆは、デジタル値である設定値を第２の発振回路１３４の発振周波数ＦＶに変換する係数である。例えば十進数のデジタル値１０を周波数２００ｋＨｚに変換する場合、ＨＤ２Ｆ＝２００ｋＨｚ／１０＝２０ｋＨｚである。発振周波数ＦＶは、等価回路の出力である。ＨＦ２Ｄは、第２の発振回路１３４の発振周波数ＦＶをカウンター回路１３５のカウント値（比較対象値）に変換する係数である。例えば周波数２００ｋＨｚをカウント値２０００に変換する場合、ＨＦ２Ｄ＝２０００／２００ｋＨｚ＝１０ｍｓ（１００Ｈｚ）である。この値は、カウンター回路１３５での計測期間に対応する。カウンター回路１３５は計測期間が終了した後に、その計測期間でカウントしたカウント値を出力するので、ループから見ると１周期前のカウント値になる。そのため、カウンター回路１３５の等価回路として遅延回路（ｚ−１）が含まれる。

上記の等価回路から、調整回路１３０の伝達関数ＳＴＦ＝ＦＶ／ＳＣは式ＦＡとなる。この伝達関数ＳＴＦはローパス特性であり、そのＤＣ特性ＳＴＦＤＣ（ω＝０のときの伝達関数ＳＴＦ）は式ＦＢとなる。また調整回路１３０のノイズ伝達関数ＮＴＦ＝ＦＶ／Ｑは式ＦＣとなる。このノイズ伝達関数ＮＴＦはハイパス特性であり、低周波数でのノイズが小さいことが分かる。即ち、発振周波数ＦＶを時間的に平均した場合、量子化ノイズが低減されている。

分周回路１３３の分周比をＤＲとし、駆動回路３０からの基準クロック信号ＣＫＦの周波数をＦＲとした場合、カウンター回路１３５での計測期間は１／（ＦＲ／ＤＲ）＝ＤＲ／ＦＲなので、ＨＦ２Ｄ＝ＤＲ／ＦＲとなる。式ＦＢより、ＤＣ特性はＳＴＦＤＣ＝ＦＶ／ＳＣ＝１／ＨＦ２Ｄなので、ＦＶ／ＳＣ＝ＦＲ／ＤＲとなり、ＦＶ＝（ＳＣ／ＤＲ）×ＦＲとなる。即ち、調整回路１３０が生成するクロック信号ＯＳＱの周波数ＦＶと、駆動回路３０からの基準クロック信号ＣＫＦの周波数ＦＲとの比は、ＳＣ／ＤＲである。

なお、上述したパラメーター（基準値ＳＣ、分周比ＤＲ、ゲイン処理部１３９のゲイン）は、例えば外部の処理部（例えば図２２の処理部５２０）から回路装置２０のレジスター部（例えば図２２のレジスター部１４２）に書き込まれる構成としてもよい。

図１０に、調整回路１３０の設定パラメーターの第１の例を示し、図１１、図１２に、その設定パラメーターでの動作波形例を示す。なお、図１０〜図１２の例、及び後述する図１３、図１４の例では設定値ＴＲＭを大きくするほど、第２の発振回路１３４の発振周波数が高くなる例を示すが、後述する図１６のように設定値ＴＲＭを大きくするほど、第２の発振回路１３４の発振周波数が低くなるような変形実施も可能である。

図１０に示すように、基準値をＳＣ＝１６とし、ゲインを１とし、基準クロック信号ＣＫＦの周波数をＦＲ＝５０ｋＨｚとし、分周比をＤＲ＝４とする。設定値ＴＲＭは０〜１５の１６階調であり、発振周波数ＦＶの１階調のステップが２ｋＨｚであり、ＴＲＭ＝８のときに発振周波数ＦＶ＝２００ｋＨｚであるとする。この場合、ＤＣ特性としては、ＦＶ＝（ＳＣ／ＤＲ）×ＦＲ＝２００ｋＨｚとなる。

動作開始からの時系列の変化は以下のようになる。図１１のＣ１に示すように、積分器１３８の出力（積分値ＩＴＱ）の初期値を例えば０とする。このとき、Ｃ２に示すように設定値ＴＲＭ＝０となるのでＣ４に示すように発振周波数はＦＶ＝１８４ｋＨｚから始まる。ターゲットの２００ｋＨｚよりも発振周波数ＦＶが低いので、カウント値（比較対象値ＣＴＱ）は基準値ＳＣ＝１６よりも小さくなり、差分値ＱＦＤ＞０となる。そのため積分値ＩＴＱが増加し、設定値ＴＲＭが増加し、発振周波数ＦＶが上昇する。これを繰り返してターゲットであるＦＶ＝２００ｋＨｚに到達する。

図１２は、上記の時系列変化に対応するタイミングチャートである。図１２に示すように、カウンター回路１３５は、分周クロック信号ＤＶＱの立ち上がりでカウント値を出力する。即ち、分周クロック信号ＤＶＱの立ち上がりでカウンター回路１３５がリセットされ、そのリセットされたタイミングから次にリセットされるタイミングまでを計測期間としてクロック信号ＯＳＱをカウントし、そのカウント値を比較対象値ＣＴＱとして出力する。

差分器４２と積分器１３８とゲイン処理部１３９は、分周クロック信号ＤＶＱの立ち上がりに同期して動作する。即ち、差分器４２は、分周クロック信号ＤＶＱの立ち上がりで基準値ＳＣと比較対象値ＣＴＱの差分値ＱＦＤを出力する。積分器１３８は、分周クロック信号ＤＶＱの立ち上がりで遅延回路（ｚ−１）が動作し、積分値ＩＴＱを更新する。ゲイン処理部１３９は、分周クロック信号ＤＶＱの各立ち上がりで設定値ＴＲＭを出力する。

比較対象値ＣＴＱ（カウント値）、積分値ＩＴＱ、設定値ＴＲＭのタイミングチャートに記載された数値は、図１１のＣ３、Ｃ１、Ｃ２の波形に対応している。設定値ＴＲＭが初期値であるＴＲＭ＝０から、ターゲットの２００ｋＨｚに対応するＴＲＭ＝８に漸近していくことが分かる。

図１３に、調整回路１３０の設定パラメーターの第２の例を示し、図１４のＤ１〜Ｄ３に、その設定パラメーターでの動作波形例を示す。第２の例は、発振周波数ＦＶの階調の中に、ターゲットと同一の周波数が含まれない場合の例である。

図１３に示すように、基準値をＳＣ＝３２０とし、ゲインを１／３２とし、基準クロック信号ＣＫＦの周波数をＦＲ＝５０ｋＨｚとし、分周比をＤＲ＝３２とする。設定値ＴＲＭは０〜１５の１６階調であり、発振周波数ＦＶの１階調のステップが１ｋＨｚであり、ＴＲＭ＝８のときに発振周波数ＦＶ＝４９８．２ｋＨｚであるとする。この場合、ＤＣ特性としては、ＦＶ＝（ＳＣ／ＤＲ）×ＦＲ＝５００ｋＨｚとなる。

図１４のＤ１〜Ｄ３に示すように、動作開始からの時系列において発振周波数ＦＶがターゲット５００ｋＨｚに漸近していくことは、上述した第１の例と同様である。第２の例では、ターゲット５００ｋＨｚに近づいた後は発振周波数ＦＶが一定ではなく、デルタシグマ変調により変動する。即ち、ＴＲＭ＝９でＦＶ＝４９９．２ｋＨｚ、ＴＲＭ＝１０でＦＶ＝５００．２ｋＨｚなので、平均として５００ｋＨｚとなるようにデルタシグマ変調によりＴＲＭ＝９、１０を行ったり来たりする。

４．温度情報出力部
次に温度情報出力部１４８で行われる処理について説明する。温度情報出力部１４８は、設定値ＴＲＭに基づく温度情報を出力する。一例としては、温度情報として設定値ＴＲＭそのものを出力してもよい。例えば、後述するように温度情報を検出信号ＩＱの補正処理に利用する場合、温度に応じた検出信号ＩＱの補正量を求めることができれば、補正処理は実行可能である。そのため、設定値ＴＲＭと、検出信号ＩＱの補正量との関係をテーブル化しておき、検出回路６０では設定値ＴＲＭと検出信号ＩＱが入力された場合に、当該テーブルを参照して得られた補正量により、検出信号ＩＱを補正すればよい。なお、ここでの補正処理とは、具体的には温度の変動による検出信号ＩＱの変動を補償する（抑制する）温度補償処理である。

もちろん設定値ＴＲＭから温度データ（温度コード）を求め、当該温度データを種々の処理に利用してもよい。例えば、設定値ＴＲＭに基づいて、整数値であって階調数の高い（例えば２５６階調）データである温度データを求めてもよい。設定値ＴＲＭは第２の発振信号の周波数を調整可能な段階を表すものであって、８階調、１６階調等、分解能はさほど大きくないが、図１４のＤ２に示したように、ＴＲＭが複数の値の間で変化することで、実質的にＴＲＭを小数として取り扱うことも可能である。例えば、図１３、図１４を用いて上述した例であれば、ＴＲＭが９と１０を行ったり来たりすることで、平均値は９と１０の間の小数（例えば９．８）となる。よって、平均値が小数となるような設定値ＴＲＭを整数化し、当該整数化後のデータを温度データとして用いてもよい。或いは、温度データがユーザーにより読み出され、利用される場合であれば、単位を℃に変換したデータを温度データとすることで利便性を高めてもよい。

設定値ＴＲＭを温度情報として何らかの処理を行う場合、或いは設定値ＴＲＭから温度データを求める場合のいずれの場合にせよ、設定値ＴＲＭと温度との関係は既知でなくてはならない。上述したように、設定値ＴＲＭは第２の発振信号の温度特性を補償するための信号であることから、設定値ＴＲＭと温度との関係は、第２の発振信号の温度特性によって決定されるものである。

例えば、図１５のＥ１に示したように、第２の発振信号が温度上昇に伴って発振周波数が直線的に増加する温度特性を有する場合、設定値ＴＲＭは当該温度特性を補償（キャンセル）する必要があることから、図１６に示すように温度上昇に伴って値が直線的に増加する温度特性を有する。なお、図１６では設定値ＴＲＭは値が大きくなるほど周波数を減少させるパラメーターである例を示している。一方、図１５のＥ２に示したように、第２の発振信号が温度上昇に伴って周波数が直線的に減少する温度特性を有する場合、設定値ＴＲＭは温度上昇に伴って値が直線的に減少する温度特性を有する。また、第２の発振信号の温度特性が、曲線的に変化する（例えば二次曲線となる）場合には、設定値ＴＲＭの温度特性も曲線的な形状となる。ただし、これらの関係は設定値ＴＲＭの値と、当該設定値ＴＲＭが設定された場合の第２の発振回路１３４の発振信号の発振周波数との関係によっても変化するため、上記とは異なる変形実施も可能である。

つまり、設定値ＴＲＭに基づく温度情報を出力するためには、第２の発振回路１３４が決定された後に、設定値ＴＲＭの温度特性を求めておく必要がある。一例としては、第２の発振回路１３４を含む回路装置２０の実装後に、所与の温度Ｔと当該温度での設定値ＴＲＭの組（Ｔ，ＴＲＭ）を複数求め、当該複数の点から設定値ＴＲＭの温度特性を表す近似式を求めればよい。例えば、ＴＲＭ＝ｇ（Ｔ）となる関数ｇを近似式として求めておけば、所与の設定値ＴＲＭが出力された場合の温度Ｔは、ｇの逆関数ｇ^−１を用いて、Ｔ＝ｇ^−１（ＴＲＭ）により求めることができる。或いは、ｇ^−１に相当する関数を直接的に求めてもよい。

つまり、温度情報出力部１４８は、設定値ＴＲＭの温度特性の近似式に基づいて温度情報を求め、求めた温度情報を出力すればよい。このようにすれば、設定値ＴＲＭが求められた場合に、当該ＴＲＭから容易に温度情報を求めることが可能になる。なお、本実施形態における温度情報出力部１４８は、例えば図２２を用いて後述する検出回路６０により実現されてもよく、さらに具体的にはＤＳＰ部１１０により実現されてもよい。

この近似式（上記の関数ｇ或いはｇ^−１）を求める処理は、回路装置２０自体で行ってもよいが、他の装置で行ってもよい。例えば、回路装置２０の出荷前の調整等の段階において、調整用電子機器（調整用ＰＣ等）により、近似式を求めてもよい。具体的には、特定の温度Ｔ１となるように調整された恒温槽に回路装置２０を入れ、その状態での設定値ＴＲＭ１を求め、Ｔ１とＴＲＭ１を組にして記憶する。同様に、特定の温度Ｔ２（≠Ｔ１）となるように調整された恒温槽に回路装置２０を入れ、その状態での設定値ＴＲＭ２を求め、Ｔ２とＴＲＭ２を組にして記憶する。このようにして、（Ｔ，ＴＲＭ）の組を複数求める。

仮に、第２の発振信号が直線的な（一次の）温度特性を有する場合、設定値ＴＲＭの温度特性を表す近似式も一次となる。つまり、（Ｔ，ＴＲＭ）の組を２つ求めることで、近似式を求めることが可能である。一方、第２の発振信号が二次の温度特性を有する場合、設定値ＴＲＭの温度特性を表す近似式も二次となるため、近似式の算出に必要な（Ｔ，ＴＲＭ）の組は３つとなる。

上述したように、（Ｔ，ＴＲＭ）の組を１つ求めるためには、回路装置２０の温度をある程度正確な状態として動作させる必要がある。そのため、必要な（Ｔ，ＴＲＭ）の組の数が増えてしまうと、近似式を求めるためのプロセスが増加してしまい、回路装置２０のコスト増等につながってしまう。そのため、第２の発振信号の温度特性が直線的になるように、第２の発振回路１３４の設計を行うことが望ましい。

一般的に、図１７等を用いて後述する構成の第２の発振回路１３４では、第２の発振信号の周波数は図１のＡ２に示したような曲線的な温度特性を有することが多い。これは、図１７、図１８等におけるＮＡＮＤ回路やインバーター回路を構成するトランジスターの特性に起因する。そのため、トランジスターのパラメーター（サイズ等）を調整することで、第２の発振信号の温度特性を変更することが可能である。例えば、図１のＡ２のような曲線的な温度特性ではなく、直線的な特性とすることができ、さらに直線的な特性においても図１５のＥ１のような負の温度特性とすることもできるし、Ｅ２のような正の温度特性とすることもできる。

そのため、第２の発振信号の温度特性が直線的になるようなトランジスターのパラメーターを求めておき、当該パラメーターに従って第２の発振回路１３４を設計する。このような設計がされた第２の発振回路１３４の第２の発振信号は、傾きや切片等に差異は生じるかもしれないが、概ね直線的な温度特性となることが期待される。このようにすれば、（Ｔ，ＴＲＭ）の組を２つ求めることで、上記近似式を求めることが可能となるため、具体的な傾き等はその際に製品毎に（回路装置２０ごとに）決定すればよい。ただし、トランジスターの特性は製造ばらつき等によっても変化するため、直線的な温度特性を実現するためのパラメーター設定は容易とは言えず、慎重に行う必要がある。

なお、温度情報出力部１４８から出力された温度情報は、種々の利用が可能である。例えば、温度情報は回路装置２０に含まれるメモリー（図２２の不揮発性メモリー１４６）に記憶され、回路装置２０（或いは回路装置２０を含む電子機器等）を利用するユーザーにより読み出されてもよい。この場合、読み出し後の温度情報は、ユーザーによる任意の利用が可能である。或いは、温度情報は回路装置内部の処理に用いられてもよい。

具体的には、回路装置２０は図２３を用いて後述するように、第２の発振信号に基づくクロック信号ＯＳＱを用いて動作し、第１の発振信号に基づく検出信号ＩＱを処理する検出回路６０を含み、検出回路６０は、温度情報に基づいて、検出信号の補正処理を行ってもよい。

ここでの検出信号ＩＱとは、例えば物理量トランスデューサー１２から出力される物理量であってもよい。このようにすれば、検出回路６０において、検出信号ＩＱの温度情報に基づく補正処理を行うことが可能になり、精度の高い検出信号を取得すること等が可能になる。例えば、物理量トランスデューサー１２が温度に依存する信号を出力する場合、温度補償処理を行って、温度に依存しない信号に補正することが可能である。

５．第２の発振回路の例
次に第２の発振回路１３４の構成例を説明する。本実施形態の第２の発振回路１３４は、設定値ＴＲＭに基づいて電源電圧、帰還容量、負荷容量及び帰還抵抗の少なくとも１つが調整されるＣＲ発振回路であってもよい。以下、第２の発振回路１３４がＣＲ発振回路である場合を例にとって、第２の発振回路１３４の詳細について説明する。

本実施形態のＣＲ発振回路は、可変容量回路及び可変抵抗回路の少なくとも一方を有する。そして、設定値ＴＲＭに応じて可変容量回路の容量値又は可変抵抗回路の抵抗値が設定されることで、ＣＲ発振回路の発振周波数（第２の発振信号の周波数）ＦＶが設定される。

図１７に、この場合の第２の発振回路１３４の詳細な構成例を示す。第２の発振回路１３４であるＣＲ発振回路は、キャパシターＣと、可変抵抗回路１９６（第１の周波数調整部）と、可変容量回路１９７（第２の周波数調整部）と、増幅回路１８０（バッファー回路）を有する。

ＣＲ発振回路は、電源電圧ＶＤＯＳが供給されて動作して、クロック信号ＯＳＱ（発振信号）を生成する。具体的にはＣＲ発振回路は、キャパシターと抵抗で構成されるＲＣ回路を用いて、信号を入力に帰還して発振信号を生成する。そして、生成された発振信号を波形整形した信号がクロック信号ＯＳＱとして出力される。

増幅回路１８０（反転増幅回路）はインバーター回路ＩＶ０、ＩＶ１、ＩＶ２を有する。インバーター回路ＩＶ１の出力は、キャパシターＣを介して、増幅回路１８０の入力ノードＮＩに帰還される。インバーター回路ＩＶ２の出力は、可変抵抗回路１９６（Ｒ）を介して、増幅回路１８０の入力ノードＮＩに帰還される。インバーター回路ＩＶ０の入力が増幅回路１８０の入力になる。

インバーター回路ＩＶ２から出力される発振信号はインバーター回路ＩＶ３により波形整形されて、矩形波のクロック信号ＯＳＱとして出力される。なお、インバーター回路ＩＶ３の後段に分周回路を設け、クロック信号ＯＳＱを分周することで得られた１又は複数のクロック信号を出力するようにしてもよい。

この構成例では、物理量トランスデューサー１２と回路装置２０とが接続され、調整回路１３０が動作する状態において、設定値ＴＲＭに基づいて可変容量回路１９７の容量値が設定される。これにより、ＣＲ発振回路の発振周波数が調整回路１３０のループにより制御される。可変容量回路１９７は、その容量値が可変に調整可能な回路になっており、可変容量回路１９７の容量値を変化させることで、ＲＣ回路の容量値が変化して、ＣＲ発振回路の発振周波数が設定される。

一方、物理量トランスデューサー１２と回路装置２０とが接続される前において、ＣＲ発振回路の発振周波数が、可変抵抗回路１９６により調整される。このとき、ＣＲ発振回路の発振周波数は、ターゲットの発振周波数（干渉周波数を避けた周波数）の近傍に調整される。即ち、設定値ＴＲＭにより設定できる発振周波数の範囲に、ターゲットの発振周波数（干渉周波数を避けた周波数）が入るように、可変抵抗回路１９６の抵抗値が調整される。可変抵抗回路１９６は、その抵抗値が可変に調整可能な回路になっており、可変抵抗回路１９６の抵抗値を変化させることで、ＲＣ回路の抵抗値が変化して、ＣＲ発振回路の発振周波数が設定される。

このようにすることで、本実施形態では、物理量トランスデューサー１２と回路装置２０とが接続される前の状態での、発振周波数の調整（粗調整）と、物理量トランスデューサー１２と回路装置２０とが接続された状態での、調整回路１３０による発振周波数のロック（駆動周波数と発振周波数の比を一定に保つ制御）を実現できる。これにより、干渉周波数を避けた周波数のクロック信号ＯＳＱを生成することが可能になる。

なお、図１７ではＣＲ発振回路が可変容量回路１９７及び可変抵抗回路１９６の両方を含み、可変容量回路１９７の容量値が設定値ＴＲＭに応じて設定される場合を例に説明したが、ＣＲ発振回路の構成はこれに限定されない。例えば、可変容量回路１９７及び可変抵抗回路１９６の一方を含まなくてもよい。或いは、可変抵抗回路１９６の抵抗値が設定値ＴＲＭに応じて設定されることで、発振周波数が制御されてもよい。或いは、不図示の電圧生成回路を含み、その電圧生成回路が設定値ＴＲＭに応じて電源電圧ＶＤＯＳを変更することで、発振周波数が制御されてもよい。或いは、不図示の電圧生成回路を含み、その電圧生成回路が生成する電源電圧ＶＤＯＳが粗調整されることで、発振周波数が粗調整されてもよい。

図１８に、ＣＲ発振回路を構成する増幅回路１８０、可変抵抗回路１９６及び可変容量回路１９７の詳細な構成例を示す。

増幅回路１８０は、ＮＡＮＤ回路ＮＡ、インバーター回路ＩＶ１、ＩＶ２を有する。インバーター回路ＩＶ１の出力は、キャパシターＣを介して、増幅回路１８０の入力ノードＮＩに帰還される。インバーター回路ＩＶ２の出力は、可変抵抗回路１９６を介して、増幅回路１８０の入力ノードＮＩに帰還される。ＮＡＮＤ回路ＮＡの第１の入力が、増幅回路１８０の入力になり、ＮＡＮＤ回路ＮＡの第２の入力にはイネーブル信号ＥＮが入力される。イネーブル信号ＥＮがＨレベルになるとＣＲ発振回路が動作イネーブル状態に設定され、イネーブル信号ＥＮがＬレベルになると動作ディスエーブル状態に設定される。

可変抵抗回路１９６は、直列接続される複数の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６と、複数の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６の各抵抗素子に対して各ヒューズ素子が並列に接続される複数のヒューズ素子ＦＵ１〜ＦＵ６（広義にはスイッチ素子）を有する。例えばヒューズ素子ＦＵ１は抵抗素子Ｒ１と並列に接続され、ヒューズ素子ＦＵ２は抵抗素子Ｒ２と並列に接続される。ヒューズ素子ＦＵ３〜ＦＵ６と抵抗素子Ｒ３〜Ｒ６の接続構成も同様である。また可変抵抗回路１９６は、複数の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６に直列接続される基準抵抗素子Ｒ７を有する。即ち、複数の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６及び基準抵抗素子Ｒ７は、増幅回路１８０の出力ノードＮＱと入力ノードＮＩとの間に直列接続される。

可変容量回路１９７は、可変容量素子ＣＶ１〜ＣＶ４と容量制御電圧出力回路ＢＣ１〜ＢＣ４を有する。可変容量素子ＣＶ１〜ＣＶ４の一端は、増幅回路１８０の出力ノードＮＱに接続され、他端は容量制御電圧出力回路ＢＣ１〜ＢＣ４の出力に接続されている。可変容量素子ＣＶ１〜ＣＶ４は、容量制御電圧出力回路ＢＣ１〜ＢＣ４が出力した容量制御電圧により容量が変化する素子である。容量制御電圧は、設定値ＴＲＭに対応した電圧に設定される。可変容量素子ＣＶ１〜ＣＶ４は例えばバリキャップ（バラクター）などにより実現できる。可変容量回路１９７は、例えばバイナリーに重みづけられた可変容量素子のアレイにより実現することができ、この場合には容量制御電圧による制御はハイレベルとローレベルの２値制御になる。例えば、設定値ＴＲＭが４ビットの場合、そのＬＳＢ側から第１〜第４のビットの論理レベルを、それぞれ容量制御電圧出力回路ＢＣ１〜ＢＣ４が出力する。

次に可変抵抗回路１９６を用いた発振周波数の調整手法について説明する。発振周波数の調整については、半導体ウェハープロセスによるトランジスターや抵抗などの素子ばらつきに対して、可変抵抗回路１９６を用いて所望の発振周波数に調整することを目的としている。

図１８の可変抵抗回路１９６の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６の抵抗値は例えばバイナリーで重み付けされている。例えばＲ１〜Ｒ６の各抵抗素子は、１又は複数のユニット抵抗により構成されている。例えばＲ１は２０＝１個の抵抗ユニットで構成され、Ｒ２は直列接続された２１＝２個の抵抗ユニットにより構成され、Ｒ３は直列接続された２２個の抵抗ユニットにより構成される。同様に、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６は、各々、直列接続された２３個、２４個、２５個の抵抗ユニットにより構成される。従って、ユニット抵抗の抵抗値をＲＵとすると、Ｒ１の抵抗値は２０×ＲＵ（＝ＲＵ）、Ｒ２の抵抗値は２１×ＲＵ（＝２×ＲＵ）、Ｒ３の抵抗値は２２×ＲＵ、Ｒ４の抵抗値は２３×ＲＵ、Ｒ５の抵抗値は２４×ＲＵ、Ｒ６の抵抗値は２５×ＲＵに設定される。

一方、Ｒ７は、基準となる発振周波数を設定するための基準抵抗素子であり、Ｒ７の抵抗値である基準抵抗値をＲＢとすると、ＲＢは例えばＲ６と同程度の抵抗値に設定できる。このように設定することで、可変抵抗回路１９６の抵抗値を所定範囲内（例えばＲＢ〜ＲＢ＋ＲＵ×（２６−１）の範囲）で可変に設定できるようになる。

図１８に示すように、ＦＵ１〜ＦＵ６の各ヒューズ素子は、Ｒ１〜Ｒ６の各抵抗素子と並列に設けられている。そしてヒューズカット前においては、全てのヒューズ素子ＦＵ１〜ＦＵ６が非カット状態となっている。従って、可変抵抗回路１９６の抵抗値は、Ｒ７の基準抵抗値ＲＢ（正確には、ＲＢ＋ヒューズ素子等の寄生抵抗値）に設定される。そして、この状態でＣＲ発振回路の発振周波数が計測される。計測された発振周波数をｆｒとすると、例えば下式（１）に示すようにｆｒの一次式で表されるトリミング式によりヒューズ値が計算される。なおａ、ｂは定数である。

ヒューズ値＝ａ×ｆｒ＋ｂ （１）

計算されたヒューズ値に基づいて、ヒューズ素子ＦＵ１〜ＦＵ６のいずれをカット（トリミング）するかが決定される。例えばトリミング式で計算されたヒューズ値に基づいて、ヒューズ素子ＦＵ１、ＦＵ３、ＦＵ４、ＦＵ５がカットされたとする。この場合には、可変抵抗回路１９６の抵抗値は、ＲＢ＋Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５（＋寄生抵抗値）になる。

具体的にはヒューズ値（整数に変換した後のヒューズ値）をバイナリー表現のデータに変換することで、カットするヒューズ素子を決定できる。例えばヒューズ値＝１＝２０であれば、ヒューズ素子ＦＵ１をカットし、ヒューズ値＝２＝２１であれば、ヒューズ素子ＦＵ２をカットする。また、ヒューズ値＝３＝２０＋２１であれば、ヒューズ素子ＦＵ１及びＦＵ２をカットし、ヒューズ値＝４＝２２であれば、ヒューズ素子ＦＵ３をカットし、ヒューズ値＝５＝２０＋２２であれば、ヒューズ素子ＦＵ１及びＦＵ３をカットする。即ち、ヒューズ素子ＦＵ１がバイナリー表現のヒューズ値のＬＳＢに相当し、ヒューズ素子ＦＵ２がＬＳＢの次のビットに相当し、ヒューズ素子ＦＵ３がその次のビットに相当する。同様にヒューズ素子ＦＵ６はバイナリー表現のヒューズ値のＭＳＢに相当する。そしてヒューズ値のＬＳＢが１であれば、ヒューズ素子ＦＵ１をカットし、０であればカットしない。ＬＳＢの次のビットが１であれば、ヒューズ素子ＦＵ２をカットし、０であればカットしない。

また、図１７、図１８では可変容量回路として、負荷容量を変更可能な回路を示したが、ＣＲ発振回路における容量は負荷容量に限定されず、帰還容量であってもよい。

図１９は、帰還容量が可変であるＣＲ発振回路の例を示す。図１７と比較した場合、負荷容量であった可変容量回路１９７が除かれている。また、帰還容量であるキャパシターＣが可変容量回路１９８に置き換えられている。可変容量回路１９８の具体的な構成は種々考えられるが、例えば図１８を用いて上述した可変容量回路１９７と同様の構成とすればよい。このように、帰還容量を可変とすることでＣＲ発振回路の発振周波数を調整してもよい。

また、以上では第２の発振回路１３４がＣＲ発振回路である場合を例に説明したが、第２の発振回路１３４はこの構成に限定されない。例えば、第２の発振回路１３４は、図２０に示す構成であってもよい。

図２０に示す第２の発振回路１３４は、設定値ＴＲＭをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路７２と、Ｄ／Ａ変換回路７２からのアナログの出力電圧ＤＡＱに基づいて発振する電圧制御発振器７４と、を含む。この第２の発振回路１３４を本実施形態の調整回路１３０に適用した場合、設定値ＴＲＭに応じてＤ／Ａ変換回路７２の出力電圧ＤＡＱが変化し、それに応じてクロック信号ＯＳＱの周波数が変化し、その周波数が比較器１３１とループフィルター１３６を介して設定値ＴＲＭにフィードバックされる。アナログの出力電圧ＤＡＱは離散的な電圧値をとるが、図７等で説明したようにデルタシグマ変調により平均として所望の周波数となるクロック信号ＯＳＱが出力される。

例えば、第２の発振回路１３４は、設定値ＴＲＭに基づいて電源電圧及び負荷容量の少なくとも一方が調整されるリングオシレーターであってもよい。一例としては、図２０の電圧制御発振器７４を図２１に示したリングオシレーターにより実現することが考えられる。なお、図２１では３つのインバーター回路（ＩＶ_ＲＯ１〜ＩＶ_ＲＯ３）を用いたリングオシレーターを示したが、リングオシレーターは奇数個のインバーター回路により実現可能であることが知られており、段数は３に限定されるものではない。また、インバーター回路の段数以外についても、図２１とは異なる構成によりリングオシレーターを実現することが可能である。

リングオシレーターは電源電圧により発振周波数を調整できることが知られており、設定値ＴＲＭに基づく電源電圧（出力電圧ＤＡＱ）を当該リングオシレーターに供給することで、所望の周波数の発振信号を出力することが可能になる。なお、リングオシレーターの発振周波数は負荷容量Ｃ_ＲＯの大きさでも変更できることが知られている。よって、リングオシレーターは、設定値ＴＲＭに基づいて負荷容量Ｃ_ＲＯが調整されるものであってもよい。例えば、負荷容量Ｃ_ＲＯを、可変容量回路１９７と同様の構成により実現してもよい。また、リングオシレーターは、設定値ＴＲＭに基づいて電源電圧と負荷容量Ｃ_ＲＯの両方が調整されるものであってもよい。

６．電子機器、ジャイロセンサー
以上では本実施形態に係る回路装置２０について説明した。ただし本実施形態の手法は回路装置に限定されず、他の機器に適用してもよい。例えば、本実施形態の手法は、回路装置２０と物理量トランスデューサー１２と、を含む物理量センサーに適用できる。以下、物理量トランスデューサー１２が角速度を求める振動子１０であり、物理量センサーが角速度情報を出力するジャイロセンサーである例を説明するが、他の物理量を求める物理量トランスデューサーを用いてもよい。

また、回路装置２０とともに用いられる素子は物理量トランスデューサー１２に限定されるものではなく、他の振動子を利用することも可能である。言い換えれば、本実施形態の手法は、回路装置２０と振動子と、を含む発振器に適用できる。この場合、回路装置２０の第１の発振回路１２０は上述したように駆動回路３０であり、振動子は当該駆動回路３０により駆動される（電源を供給され振動する）素子であってもよい。ここでの振動子とは、例えば圧電素子（ピエゾ素子）であり、狭義にはセラミック発振子であってもよい。発振器は発振信号を出力可能であればよく、物理量センサーのように何らかの物理量を出力するものでなくてよい。

また、本実施形態の手法は、上記回路装置を含む電子機器、移動体に適用することもできる。以下、物理量トランスデューサー、電子機器、移動体等の構成例について説明する。

図２２に、本実施形態の回路装置２０、この回路装置２０を含むジャイロセンサー５１０（広義には物理量センサー、物理量検出装置）、このジャイロセンサー５１０を含む電子機器５００の詳細な構成例を示す。

なお回路装置２０、電子機器５００、ジャイロセンサー５１０は図２２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器５００としては、デジタルカメラ、ビデオカメラ、スマートフォン、携帯電話機、カーナビゲーションシステム、ロボット、生体情報検出装置、ゲーム機、時計、健康器具、或いは携帯型情報端末等の種々の機器を想定できる。また以下では、物理量トランスデューサー（角速度センサー素子）が圧電型の振動子（振動片、振動ジャイロ）であり、センサーがジャイロセンサーである場合を例にとり説明するが、本発明はこれに限定されない。例えばシリコン基板などから形成された静電容量検出方式の振動ジャイロや、角速度情報と等価な物理量や角速度情報以外の物理量を検出する物理量トランスデューサー等にも本発明は適用可能である。

電子機器５００は、ジャイロセンサー５１０と処理部５２０を含む。またメモリー５３０、操作部５４０、表示部５５０を含むことができる。ＣＰＵ、ＭＰＵ等で実現される処理部５２０（外部の処理装置）は、ジャイロセンサー５１０等の制御や電子機器５００の全体制御を行う。また処理部５２０は、ジャイロセンサー５１０により検出された角速度情報（広義には物理量）に基づいて処理を行う。例えば角速度情報に基づいて、手ぶれ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などのための処理を行う。メモリー５３０（ＲＯＭ、ＲＡＭ等）は、制御プログラムや各種データを記憶したり、ワーク領域やデータ格納領域として機能する。操作部５４０はユーザーが電子機器５００を操作するためのものであり、表示部５５０は種々の情報をユーザーに表示する。

ジャイロセンサー５１０（物理量検出装置）は、振動子１０と回路装置２０を含む。振動子１０（広義には物理量トランスデューサー、角速度センサー素子）は、水晶などの圧電材料の薄板から形成される圧電型振動子である。具体的には、振動子１０は、Ｚカットの水晶基板により形成されたダブルＴ字型の振動子である。

回路装置２０は、駆動回路３０、調整回路１３０、検出回路６０、制御部１４０、レジスター部１４２、出力部１４４（インターフェース部）、不揮発性メモリー１４６、演算処理部１５０を含む。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

調整回路１３０は、駆動回路３０からの信号に基づいてクロック信号を生成する。検出回路６０は、Ａ／Ｄ変換回路１００、ＤＳＰ部１１０を含み、これらＡ／Ｄ変換回路１００、ＤＳＰ部１１０と、演算処理部１５０、制御部１４０は、調整回路１３０からのクロック信号又は、それを分周したクロック信号で動作する。

制御部１４０は、回路装置２０の制御処理を行う。この制御部１４０は、ロジック回路（ゲートアレイ等）やプロセッサー等により実現できる。回路装置２０での各種のスイッチ制御やモード設定等はこの制御部１４０により行われる。

駆動回路３０は、駆動信号ＤＱを出力して振動子１０を駆動する。例えば振動子１０からフィードバック信号ＤＩを受け、これに対応する駆動信号ＤＱを出力することで、振動子１０を励振させる。検出回路６０は、駆動信号ＤＱにより駆動される振動子１０から検出信号ＩＱ１、ＩＱ２（検出電流、電荷）を受け、検出信号ＩＱ１、ＩＱ２から、振動子１０に印加された物理量に応じた所望信号（コリオリ力信号）を検出（抽出）する。

振動子１０は、基部１と、連結腕２、３と、駆動腕４、５、６、７と、検出腕８、９を有する。矩形状の基部１に対して＋Ｙ軸方向、−Ｙ軸方向に検出腕８、９が延出している。また基部１に対して−Ｘ軸方向、＋Ｘ軸方向に連結腕２、３が延出している。そして連結腕２に対して＋Ｙ軸方向、−Ｙ軸方向に駆動腕４、５が延出しており、連結腕３に対して＋Ｙ軸方向、−Ｙ軸方向に駆動腕６、７が延出している。なおＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸は水晶の軸を示すものであり、各々、電気軸、機械軸、光学軸とも呼ばれる。

駆動回路３０からの駆動信号ＤＱは、駆動腕４、５の上面に設けられた駆動電極と、駆動腕６、７の側面に設けられた駆動電極に入力される。また駆動腕４、５の側面に設けられた駆動電極と、駆動腕６、７の上面に設けられた駆動電極からの信号が、フィードバック信号ＤＩとして駆動回路３０に入力される。また検出腕８、９の上面に設けられた検出電極からの信号が、検出信号ＩＱ１、ＩＱ２として検出回路６０に入力される。なお検出腕８、９の側面に設けられたコモン電極は例えば接地される。

駆動回路３０により交流の駆動信号ＤＱが印加されると、駆動腕４、５、６、７は、逆圧電効果により矢印Ａに示すような屈曲振動（励振振動）を行う。即ち、駆動腕４、６の先端が互いに接近と離間を繰り返し、駆動腕５、７の先端も互いに接近と離間を繰り返す屈曲振動を行う。このとき駆動腕４、５と駆動腕６、７とが、基部１の重心位置を通るＹ軸に対して線対称の振動を行っているので、基部１、連結腕２、３、検出腕８、９はほとんど振動しない。

この状態で、振動子１０に対してＺ軸を回転軸とした角速度が加わると（振動子１０がＺ軸回りで回転すると）、コリオリ力により駆動腕４、５、６、７は矢印Ｂに示すように振動する。即ち、矢印Ａの方向とＺ軸の方向とに直交する矢印Ｂの方向のコリオリ力が、駆動腕４、５、６、７に働くことで、矢印Ｂの方向の振動成分が発生する。この矢印Ｂの振動が連結腕２、３を介して基部１に伝わり、検出腕８、９が矢印Ｃの方向で屈曲振動を行う。この検出腕８、９の屈曲振動による圧電効果で発生した電荷信号が、検出信号ＩＱ１、ＩＱ２として検出回路６０に入力される。ここで、駆動腕４、５、６、７の矢印Ｂの振動は、基部１の重心位置に対して周方向の振動であり、検出腕８、９の振動は、矢印Ｂとは周方向で反対向きの矢印Ｃの方向での振動である。検出信号ＩＱ１、ＩＱ２は、駆動信号ＤＱに対して位相が９０度だけずれた信号になる。

例えば、Ｚ軸回りでの振動子１０（ジャイロセンサー）の角速度をωとし、質量をｍとし、振動速度をｖとすると、コリオリ力はＦｃ＝２ｍ・ｖ・ωと表される。従って検出回路６０が、コリオリ力に応じた信号である所望信号を検出することで、角速度ωを求めることができる。そして求められた角速度ωを用いることで、処理部５２０は、手振れ補正、姿勢制御、或いはＧＰＳ自律航法等のための種々の処理を行うことができる。

なお図２２では、振動子１０がダブルＴ字型である場合の例を示しているが、本実施形態の振動子１０はこのような構造に限定されない。例えば音叉型、Ｈ型等であってもよい。また振動子１０の圧電材料は、水晶以外のセラミックスやシリコン等の材料であってもよい。

図２３に回路装置の駆動回路３０、検出回路６０の詳細な構成例を示す。

駆動回路３０は、振動子１０からのフィードバック信号ＤＩが入力される増幅回路３２と、自動ゲイン制御を行うゲイン制御回路４０と、駆動信号ＤＱを振動子１０に出力する駆動信号出力回路５０を含む。また同期信号ＳＹＣを検出回路６０に出力する同期信号出力回路５２を含む。なお、駆動回路３０の構成は図２３に限定されず、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

増幅回路３２（Ｉ／Ｖ変換回路）は、振動子１０からのフィードバック信号ＤＩを増幅する。例えば振動子１０からの電流の信号ＤＩを電圧の信号ＤＶに変換して出力する。この増幅回路３２は、演算増幅器、帰還抵抗素子、帰還キャパシターなどにより実現できる。

駆動信号出力回路５０は、増幅回路３２による増幅後の信号ＤＶに基づいて、駆動信号ＤＱを出力する。例えば駆動信号出力回路５０が、矩形波（又は正弦波）の駆動信号を出力する場合には、駆動信号出力回路５０はコンパレーター等により実現できる。

ゲイン制御回路４０（ＡＧＣ）は、駆動信号出力回路５０に制御電圧ＤＳを出力して、駆動信号ＤＱの振幅を制御する。具体的には、ゲイン制御回路４０は、信号ＤＶを監視して、発振ループのゲインを制御する。例えば駆動回路３０では、ジャイロセンサーの感度を一定に保つために、振動子１０（駆動用振動子）に供給する駆動電圧の振幅を一定に保つ必要がある。このため、駆動振動系の発振ループ内に、ゲインを自動調整するためのゲイン制御回路４０が設けられる。ゲイン制御回路４０は、振動子１０からのフィードバック信号ＤＩの振幅（振動子の振動速度ｖ）が一定になるように、ゲインを可変に自動調整する。このゲイン制御回路４０は、増幅回路３２の出力信号ＤＶを全波整流する全波整流器や、全波整流器の出力信号の積分処理を行う積分器などにより実現できる。

同期信号出力回路５２は、増幅回路３２による増幅後の信号ＤＶを受け、同期信号ＳＹＣ（参照信号）を検出回路６０に出力する。この同期信号出力回路５２は、正弦波（交流）の信号ＤＶの２値化処理を行って矩形波の同期信号ＳＹＣを生成するコンパレーターや、同期信号ＳＹＣの位相調整を行う位相調整回路（移相器）などにより実現できる。

また同期信号出力回路５２は基準クロック信号ＣＫＦを調整回路１３０に出力する。例えば同期信号出力回路５２は、正弦波の信号ＤＶの２値化処理を行うコンパレーターを含む。そして、例えばコンパレーターの出力信号を第１のバッファー回路でバッファリングした信号が同期信号ＳＹＣになり、コンパレーターの出力信号を第２のバッファー回路でバッファリングした信号が基準クロック信号ＣＫＦとなる。これにより基準クロック信号ＣＫＦと同期信号は例えば周波数が同じ信号になる。なお、同期信号ＳＹＣの生成用の第１のコンパレーターと、基準クロック信号ＣＫＦの生成用の第２のコンパレーターを設けてもよい。

検出回路６０は、増幅回路６１、同期検波回路８１、フィルター部９０、Ａ／Ｄ変換回路１００、ＤＳＰ部１１０を含む。増幅回路６１は、振動子１０からの第１、第２の検出信号ＩＱ１、ＩＱ２を受けて、電荷−電圧変換や差動の信号増幅やゲイン調整などを行う。同期検波回路８１は、駆動回路３０からの同期信号ＳＹＣに基づいて同期検波を行う。フィルター部９０（ローパスフィルター）は、Ａ／Ｄ変換回路１００の前置きフィルターとして機能する。またフィルター部９０は、同期検波によっては除去しきれなかった不要信号を減衰する回路としても機能する。Ａ／Ｄ変換回路１００は、同期検波後の信号のＡ／Ｄ変換を行う。ＤＳＰ部１１０はＡ／Ｄ変換回路１００からのデジタル信号に対してデジタルフィルター処理やデジタル補正処理などのデジタル信号処理を行う。デジタル補正処理としては、例えばゼロ点補正処理や感度補正処理などがある。

なお、例えば振動子１０からの電荷信号（電流信号）である検出信号ＩＱ１、ＩＱ２は、電圧信号である駆動信号ＤＱに対して位相が９０度遅れる。また増幅回路６１のＱ／Ｖ変換回路等において位相が９０度遅れる。このため、増幅回路６１の出力信号は駆動信号ＤＱに対して位相が１８０度遅れる。従って、例えば駆動信号ＤＱ（ＤＶ）と同相の同期信号ＳＹＣを用いて同期検波することで、駆動信号ＤＱに対して位相が９０度遅れた不要信号等を除去できるようになる。

図２４のＦ１に本実施形態の回路装置２０を含む移動体の例を示す。本実施形態の回路装置２０は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図２４のＦ１は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、振動子１０と回路装置２０を有するジャイロセンサー５１０（センサー）が組み込まれている。ジャイロセンサー５１０は車体２０７の姿勢を検出することができる。ジャイロセンサー５１０の検出信号は車体姿勢制御装置２０８に供給される。車体姿勢制御装置２０８は例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり個々の車輪２０９のブレーキを制御したりすることができる。その他、こういった姿勢制御は二足歩行ロボットや航空機、ヘリコプター等の各種の移動体において利用されることができる。姿勢制御の実現にあたってジャイロセンサー５１０は組み込まれることができる。

図２４のＦ２、Ｆ３に示すように、本実施形態の回路装置はデジタルスチルカメラや生体情報検出装置（ウェアラブル健康機器。例えば脈拍計、歩数計、活動量計等）などの種々の電子機器に適用できる。例えばデジタルスチルカメラにおいてジャイロセンサーや加速度センサーを用いた手ぶれ補正等を行うことができる。また生体情報検出装置において、ジャイロセンサーや加速度センサーを用いて、ユーザーの体動を検出したり、運動状態を検出できる。またＦ４に示すように、本実施形態の回路装置はロボットの可動部（アーム、関節）や本体部にも適用できる。ロボットは、移動体（走行・歩行ロボット）、電子機器（非走行・非歩行ロボット）のいずれも想定できる。走行・歩行ロボットの場合には、例えば自律走行に本実施形態の回路装置を利用できる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また、回路装置、物理量センサー、発振器、電子機器、移動体等の構成、振動子の構造等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

１…基部、２，３…連結腕、４−７…駆動腕、８，９…検出腕、１０…振動子、
１２…物理量トランスデューサー、２０…回路装置、３０…駆動回路、３２…増幅回路、
４０…ゲイン制御回路、４２…差分器、４４…加算器、４６…遅延回路、
５０…駆動信号出力回路、５２…同期信号出力回路、６０…検出回路、６１…増幅回路、
７０…クロック信号生成回路、７２…変換回路、７４…電圧制御発振器、
８１…同期検波回路、９０…フィルター部、１００…Ａ／Ｄ変換回路、
１１０…ＤＳＰ部、１２０…第１の発振回路、１３０…調整回路、１３１…比較器、
１３３…分周回路、１３４…第２の発振回路、１３５…カウンター回路、
１３６…ループフィルター、１３７…変調部、１３８…積分器、１３９…ゲイン処理部、
１４０…制御部、１４２…レジスター部、１４４…出力部、１４６…不揮発性メモリー、
１４８…温度情報出力部、１５０…演算処理部、１８０…増幅回路、
１９６…可変抵抗回路、１９７，１９８…可変容量回路、２０６…自動車、
２０７…車体、２０８…車体姿勢制御装置、２０９…車輪、５００…電子機器、
５１０…ジャイロセンサー、５２０…処理部、５３０…メモリー、５４０…操作部、
５５０…表示部

Claims (16)

1. 発振周波数の温度特性が第１の温度特性となる第１の発振信号を出力する第１の発振回路と、
   発振周波数の温度特性が、前記第１の温度特性とは異なる第２の温度特性となる第２の発振信号を出力する第２の発振回路と、
   前記第１の発振信号に基づいて、前記第２の発振信号の前記発振周波数を補正するための設定値を生成する調整回路と、
   前記設定値に基づく温度情報を出力する温度情報出力部と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
2. 請求項１において、
   所与の測定温度範囲での温度変化に対する前記第２の発振信号の前記発振周波数の変化量は、前記測定温度範囲での温度変化に対する前記第１の発振信号の前記発振周波数の変化量に比べて大きいことを特徴とする回路装置。
3. 請求項１において、
   前記第２の発振信号の一次の周波数温度係数は、前記第１の発振信号の一次の周波数温度係数に比べて大きいことを特徴とする回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項において、
   前記調整回路は、
   前記第１の発振信号を基準クロック信号として、前記第２の発振信号として所与の周波数のクロック信号を生成するＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路であることを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項において、
   前記調整回路は、
   前記第１の発振信号及び前記第２の発振信号の一方の信号を分周して分周クロック信号を出力する分周回路と、
   前記分周クロック信号と、前記第１の発振信号及び前記第２の発振信号の他方の信号とに基づく比較対象値と、前記比較対象値の基準値との比較処理を行う比較器と、
   を有することを特徴とする回路装置。
6. 請求項５において、
   前記調整回路は、
   前記分周クロック信号で規定される計測期間を、前記他方の信号によってカウントすることで計測されたカウント値を、前記比較対象値として出力するカウンター回路を有することを特徴とする回路装置。
7. 請求項５又は６において、
   前記調整回路は、
   前記比較処理の出力信号を積分する積分器と、前記積分器の出力にゲイン処理を行うゲイン処理部と、を含む変調部を有することを特徴とする回路装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか一項において、
   前記第２の発振回路は、
   前記設定値に基づいて電源電圧及び負荷容量の少なくとも一方が調整されるリングオシレーターであることを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至７のいずれか一項において、
   前記第２の発振回路は、
   前記設定値に基づいて電源電圧、帰還容量、負荷容量及び帰還抵抗の少なくとも１つが調整されるＣＲ発振回路であることを特徴とする回路装置。
10. 請求項１乃至９のいずれか一項において、
    前記第１の発振回路は、
    振動子を駆動する駆動回路であることを特徴とする回路装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか一項において、
    前記温度情報出力部は、
    前記設定値の温度特性の近似式に基づいて前記温度情報を求め、求めた前記温度情報を出力することを特徴とする回路装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項において、
    前記第２の発振信号に基づくクロック信号を用いて動作し、前記第１の発振信号に基づく検出信号を処理する検出回路をさらに含み、
    前記検出回路は、
    前記温度情報に基づいて、前記検出信号の補正処理を行うことを特徴とする回路装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路装置と、
    物理量トランスデューサーと、
    を含むことを特徴とする物理量センサー。
14. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路装置と、
    振動子と、
    を含むことを特徴とする発振器。
15. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
16. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする移動体。

Images