JP2018502542A - ダブルベースバイポーラジャンクショントランジスタの最適化された動作を有する回路、方法、及びシステム、並びに、可変電圧自己同期整流器回路、方法、及びシステム、並びに、ダブルベースコンタクト双方向バイポーラジャンクショントランジスタ回路による動作ポイント最適化、方法、及びシステム。 - Google Patents

ダブルベースバイポーラジャンクショントランジスタの最適化された動作を有する回路、方法、及びシステム、並びに、可変電圧自己同期整流器回路、方法、及びシステム、並びに、ダブルベースコンタクト双方向バイポーラジャンクショントランジスタ回路による動作ポイント最適化、方法、及びシステム。 Download PDF

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Abstract

本出願は、特に、Ｂ−ＴＲＡＮ（ダブルベース双方向バイポーラジャンクショントランジスタ）を動作させるための方法及び回路を教示する。例示的なベース駆動回路は、コレクタとして瞬間的に動作する側部デバイス上のベースコンタクト領域に高インピーダンス駆動を提供する。（Ｂ−ＴＲＡＮは、印加電流ではなく、印加電圧によって制御される。）電流信号は、好ましい実施態様の駆動回路を操作して、ダイオードモードターンオン及びプリターンオフ動作並びに低電圧降下を有するハードオン状態（「トランジスタオン」状態）を提供する。幾つかの実施形態において、自己同期整流器回路は、ゲート駆動回路用の調整可能低電圧を提供する。幾つかの好ましい実施形態において、（コレクタ側の）ｃベース領域を駆動するために使用されるベース駆動電圧は、その端子でのベース電流がモニタされている間に変化するため、必要であるより大きなベース電流は印加されない。これは、Ｂ−ＴＲＡＮにおいてベース駆動を最適化するという難しい問題を解決する。

Description

発明の詳細な説明
［相互参照］
優先権が、米国出願第６２／０７６，３２０号（ＩＰＣ−２２５．Ｐ）、第６２／１００，３０１号（ＩＰＣ−２３４．Ｐ）、第６２／１３０，４７０号（ＩＰＣ−２４２．Ｐ）、第６２／１６２，９０７号（ＩＰＣ−２４８−Ｐ）、第６２／１８２，８７８号（ＩＰＣ−２５７−Ｐ）、第６２／１９４，１６７号（ＩＰＣ−２５７−Ｐ．１）、及び第６２／１８５，５４３号（ＩＰＣ−２５８−Ｐ）から主張され、これらの全ては、参照により本明細書に組込まれる。
［背景］
本出願は、パワースイッチング方法に関し、特には、２つの別個で独立したベース接続を有するバイポーラパワースイッチングトランジスタを動作させるための回路及び方法に関する。
以下で論じられる論点が、開示される本発明から得られる後知恵を反映していてもよく、必ずしも従来技術であると認められないことに留意されたい。
米国特許出願公開第２０１４−０３７５２８７号（参照により本明細書に組込まれる）は、２つのベース端子を有する完全に双方向のバイポーラトランジスタを開示する。こうしたトランジスタは、「Ｂ−ＴＲＡＮ」と呼ばれる。トランジスタは、好ましくは、ベース領域として半導体ダイのバルクを使用し、ダイの対向面上に２つのエミッタ／コレクタ領域を有する。更に、２つの別個のベースコンタクト領域が、ダイの各面に一つずつ設けられる。そのため、例えばｐ型半導体ダイの場合、各面は、ｎ＋エミッタ／コレクタ領域とｐ型ベースコンタクト領域とを含むことになる。絶縁トレンチ及び周辺フィールド制限リングが、好ましくは更に含まれるが、本質的に、これは、４端子３層デバイスである。
この公開された構造の例は、概して図６に示される。この図において、半導体ダイ６１０の両面は、バルク基材６１０との接合を形成するエミッタ／コレクタ領域６２２を保持する。ベースコンタクト領域６３２もまた両面に存在する。この例は、ｎｐｎ構造を示すため、エミッタ／コレクタ領域６２２はｎ型であり、ベースコンタクト領域６３２はｐ型である。浅いｎ＋コンタクトドーピング６２４は、個別の端子ＥＣ１及びＥＣ２（この例では、半導体ダイの２つの対向面上の）から領域６２２までオーミックコンタクトを提供し、浅いｐ＋コンタクトドーピング６３４は、個別の端子Ｂ１及びＢ２（２つの対向面上の）から領域６３２までオーミックコンタクトを提供する。この例において、誘電体充填トレンチ６４０は、ベースコンタクト領域６３２とエミッタ／コレクタ領域６２２との間に横方向分離を提供する。（エミッタ−ベース接合とベースコンタクトとの間の直列抵抗を減少させるために、ｐ型拡散領域が付加され得ることに留意されたい。）Ｂ−ＴＲＡＮは、既存のスタティックトランファスイッチで従来利用可能な効率、よりも著しく良好な効率を提供し得る；例えば、１２００Ｖ Ｂ−ＴＲＡＮは、期待値として９９．９％のシステム効率を有する。
米国特許出願公開第２０１４−０３７５２８７号は更に、この種のデバイスの動作の幾つかの驚くべき側面を述べる。特に：１）デバイスがターンオンされると、デバイスは、好ましくは、最初に、単にダイオードとして動作し、その後、ベース駆動が適用されて、
オン状態電圧降下を減少させる。２）ベース駆動は、好ましくは、（デバイス端子において見られる外部電圧によって決定される）コレクタとして機能するエミッタ／コレクタ領域に最も近いベースに適用される。これは、ベースコンタクトが（通常）エミッタ−ベース接合に密接に接続される典型的なバイポーラトランジスタ動作と非常に異なる。３）２ステージターンオフシーケンスが好ましくは使用される。ターンオフの第１のステージにおいて、トランジスタは、フルバイポーラ伝導から外れるが、ダイオードとして動作するように依然として接続される；ターンオフの最終状態において、ダイオード伝導もまた阻止される。４）オフ状態において、ベース−エミッタ電圧（各サイドの）は、そのベース−エミッタ接合に並列である外部低電圧ダイオードによって制限される。これは、ベース−エミッタ接合のいずれかが、順方向バイアスに近い状態になるのを妨げ、そうでなければ起こり得るブレークダウン電圧の低下を回避する。
Ｂ−ＴＲＡＮは、完全対称デバイスであるため、２つのエミッタ／コレクタ領域の間に差が全く存在しない。しかし、デバイスの動作を述べるとき、外部印加電圧は、どちらの側が（瞬時的に）エミッタとして働くか、また、コレクタとして働くかを決定することになる。したがって、２つのベースコンタクト端子は、「ｅベース（ｅ−ｂａｓｅ）」及び「ｃベース（ｃ−ｂａｓｅ）」と呼ばれ、ｃベース端子は、所与の瞬間にコレクタ側であるデバイスの側にある。
図３Ａ〜３Ｆ（出願公開第２０１４−０３７５２８７号から採用した）は、その出願において開示される動作シーケンスの例を示す。
図３Ａは、１つの例示的なＮＰＮ ＢＴＲＡＮについてのサンプル等価回路を示す。ボディダイオード３１２Ａ及び３１２Ｂは、例えば、上側及び下側Ｐ−Ｎ接合にそれぞれ対応し得る。例えば、図１Ａのサンプル実施形態において、これらは、エミッタ／コレクタ領域１０４Ａとベース領域１０２Ａとの間の接合に対応し得る。スイッチ３１４Ａ及び３１４Ｂは、それぞれのベース端子１０８Ａ及び１０８Ｂをそれぞれのエミッタ／コレクタ端子１０６Ａ及び１０６Ｂに短絡し得る。
１つのサンプル実施形態において、ＢＴＲＡＮは、次のように、各方向に６つの動作フェーズを有し得る。
１）最初に、図３Ｂに見られるように、エミッタ／コレクタ端子Ｔ１上の電圧は、エミッタ／コレクタ端子Ｔ２に関して正である。スイッチ３１４Ａ及び３１６Ａは、オープンであり、ベース端子Ｂ１をオープンのままにする。スイッチ３１４Ｂがクローズされ、ベース端子Ｂ２をエミッタ／コレクタ端子Ｔ２に短絡させる。これは、次に、ボディダイオード３１２Ｂを機能的にバイパスする。この状態で、デバイスはターンオフされる。デバイスの上側の逆バイアスのＰ−Ｎ接合（ボディダイオード３１２Ａで示す）のせいで、この状態では電流は流れないことになる。
２）図３Ｃに見られるように、エミッタ／コレクタ端子Ｔ１上の電圧は、エミッタ／コレクタ端子Ｔ２に関して負にもたらされる。Ｐ−Ｎダイオード接合３１２Ａは、ここで順方向バイアスされ、ここでドリフト領域内に電子を注入し始める。電流は、順方向バイアスダイオードの場合のように流れる。
短時間、例えば、数ミリ秒後、ドリフト層は十分に充電される。順方向電圧降下は低いが、大きさが０．７Ｖ（典型的なシリコンダイオード電圧降下）より大きい。１つのサンプル実施形態において、例えば、２００Ａ／ｃｍ２の典型的な電流密度における典型的な順方向電圧降下（Ｖｆ）は、例えば１．０Ｖの大きさを有し得る。
３）順方向電圧降下Ｖｆを更に減少させるため、例えば図３Ｄのように、ドリフト領域の伝導率が増加される。より多くの電荷キャリア（ここでは、正孔）をドリフト領域に注入し、それにより、その伝導率を増加させ、順方向電圧降下Ｖｆを減少させるために、ベース端子Ｂ２は、スイッチ３１４Ｂのオープンによって、端子Ｔ２から非接続状態にされる。ベース端子Ｂ２は、その後、スイッチ３１６Ｂによって正電荷供給源に接続される。１つのサンプル実施形態において、正電荷供給源は、例えば、＋１．５ＶＤＣに充電されたキャパシタであり得る。結果として、サージ電流が、ドリフト領域に流入し、したがって、正孔を注入することになる。これは、次に、上側Ｐ−Ｎダイオード接合３１２Ａが更に多くの電子をドリフト領域に注入することを引き起こすことになる。これは、ドリフト領域の伝導率を著しく増加させ、順方向電圧降下Ｖｆを、例えば０．１〜０．２Ｖまで減少させ、デバイスを飽和状態に置く。
４）図３Ｄのサンプル実施形態において続いて、電流が、ベース端子Ｂ２を通じてドリフト領域に連続的に流入し、低い順方向電圧降下Ｖｆを維持する。必要な電流の大きさは、例えば、等価ＮＰＮトランジスタ３１８のゲインによって決定される。デバイスが、高レベル注入レジームで駆動されるため、このゲインは、例えばベース／ドリフト領域の厚さ及びベース／ドリフト領域内のキャリア寿命等の低レベルレジームファクタによってではなく、例えば表面再結合速度等の、高レベル再結合ファクタによって決定される。
５）デバイスをターンオフするため、例えば、図３Ｅのように、ベース端子Ｂ２が、正電源から非接続状態にされ、代わりに、エミッタ端子Ｔ２に接続され、スイッチ３１６Ｂをオープンし、スイッチ３１４Ｂをクローズする。これは、大きな電流がドリフト領域から流出することを引き起こし、それが、次に、デバイスを飽和状態から迅速に連れ出す。スイッチ３１４Ａのクローズが、ベース端子Ｂ１をコレクタ端子Ｔ１に接続し、上側Ｐ−Ｎ接合３１２Ａにおける電子注入を停止させる。これらの動作は共に、順方向電圧降下Ｖｆをほんのわずかに増加させながら、ドリフト領域から電荷キャリアを急速に除去する。両方のベース端子が、スイッチ３１４Ａ及び３１４Ｂによってそれぞれのエミッタ／コレクタ端子に短絡されるため、ボディダイオード３１２Ａ及び３１２Ｂは、共に機能的にバイパスされる。
６）最後に、最適時間（例えば１２００Ｖデバイスに対してノミナルで２μｓであり得る）で、例えば図３Ｆに見られるように、完全なターンオフが起こり得る。完全なターンオフは、スイッチ３１４Ｂのオープンによって始まり、ベース端子Ｂ２を対応する端子Ｔ２から非接続状態にし得る。これにより、より低いＰ−Ｎダイオード接合３１２Ｂが逆バイアスになるにつれて、空乏領域が、より低いＰ−Ｎダイオード接合３１２Ｂから形成される。残りのいずれの電荷キャリアも、上側ベースで、再結合する、又は、収集される。デバイスは、導通を停止し、順方向電圧を阻止する。
ステップ１〜６のプロシージャは、適切に修正されると、逆方向にデバイスを動作させるように使用され得る。ステップ１〜６は、同様に、ＰＮＰ ＢＴＲＡＮを動作させるように（例えば、全ての関連する極性を反転させることによって）修正され得る。
［概要］
本出願は、他のイノベーションの中でも、Ｂ−ＴＲＡＮを動作させるための方法及び回路、並びに、これらのイノベーションの幾つか又は全てを組み込むモジュール及びシステムを教示する。
驚くことに、Ｂ−ＴＲＡＮが、完全オントランジスタモードで（すなわち、低電圧降下かつ大電流で）動作するとき、コレクタ側ベースコンタクト（すなわち、「ｃベース」）が、ｃベース上の電流が著しく増加し始めるポイントまで、高インピーダンスを有するこ
とを、本発明者は発見した。そのポイントで、トランジスタは、非常に低い電圧降下で既に動作しており、増加したｃベース電流は、電圧降下をそれほど改善することなく、ゲインを低下させる。
好ましいベース駆動回路は、ｃベースに対して（すなわち、所与の瞬間にコレクタとして動作するデバイスの側のベースコンタクトに対して）電圧源ドライブとして動作する。好ましい実施態様の駆動回路は、制御信号によって操作されて、更に、ダイオードモードターンオン及びプリターンオフ動作を提供する。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態において、２つの個別のサブ回路が、ベースのそれぞれで、異なるモードでの駆動のために使用される；１つのサブ回路は、完全オントランジスタモードにおいてｃベース駆動用の調整可能電圧を提供し、他のサブ回路は、ダイオードオンモード又はプリターンオフモードにおいて、一方または両方のベースを対応するエミッタ／コレクタ領域にクランプする。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態において、ベース駆動回路用の電力は、自己同期整流器回路によって提供される。
また、必ずしも全てではないが幾つかの好ましい実施形態において、（コレクタ側の）ｃベース領域を駆動するために使用されるベース駆動電圧は、必要以上のベース電流が印加されないように、その端子のベース電流がモニタされながら変更される。これは、ゲインの減少を回避し、Ｂ−ＴＲＡＮのベース駆動を最適化するという難しい問題を解決する。
開示される発明は、添付図面を参照して述べられ、図面は、重要なサンプル実施形態を示し、参照により本明細書に組み込まれる。
本発明に係るベース駆動回路の１つの例示的な実施形態を示す。 本発明に係るベース駆動回路の１つのサンプル実施形態を示す。 図１Ａの実施形態の動作時の例示的な波形を示す。 可変電圧自己同期整流器の１つのサンプル実施形態を示す。 図３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ，３Ｅ，３Ｆは、種々の動作ステージにおける例示的なＢ−ＴＲＡＮについてのサンプル等価回路を示す。 本発明の１つのサンプル実施形態に係る部分的なデバイスモデルを示す。 ｃベース上のベース電流ＩＣＢが、動作条件下で、ｃベースバイアスＶＣＢと共にどのように変化するかを示す。 Ｂ−ＴＲＡＮの１つのサンプル実施形態を示す。
［サンプル実施形態の詳細な説明］
本出願の多数の革新的な教示が、現在のところ好ましい実施形態を特に参照して述べられる（制限としてではなく例として）。本出願は、幾つかの発明を述べるが、以下の記述のいずれも、特許請求の範囲を制限するものとして一般的に考えられるべきでない。
（参照により本明細書に組み込まれる）ＰＣＴ出願公開第ＷＯ２０１４／２１００７２号は、（特に）「Ｂ−ＴＲＡＮ」として知られる新規な双方向バイポーラトランジスタを開示した。先に論じたように、Ｂ−ＴＲＡＮの動作サイクルは、連続的に、「ダイオードターンオン」（又は「ダイオードオン」）状態、低−ＶＣＥ又は「トランジスタオン」状態、「プリターンオフ」状態、及び「アクティブオフ」状態を含む。好ましくは、Ｂ−Ｔ
ＲＡＮは更に、通常動作が起こらないときにその阻止電圧を高く維持する「パッシブオフ」状態を有する。
本出願は、これらのデバイスの動作の改善を述べる。改善の１つのエリアは、完全なオン状態（「トランジスタオン」状態）にあった。Ｂ−ＴＲＡＮの重要な利点は、完全にオンであるときのその低い電圧降下ＶＣＥにある。しかし、デバイス利得について高い値を維持することが望ましい。同様に、デバイスのスイッチング速度及び逆リカバリを高速に維持することが望ましい。これらの改善は、完全なオン状態におけるデバイス挙動のよりよい理解によって達成された。
簡単のため、以下の説明は、ＮＰＮ Ｂ−ＴＲＡＮが使用されることを仮定する。この場合、物理的なベースは、ｐ型半導体ダイのバルクによって提供され、ベースコンタクト領域は（ｐ＋コンタクトドーピングを有する）ｐ型である。２つのエミッタ／コレクタ領域はｎ＋であり、いずれであれ、より正の外部電圧を見るエミッタ／コレクタ領域が、コレクタ側であることになる。（動作原理は、逆極性を有するＰＮＰ Ｂ−ＴＲＡＮデバイスの場合と同じである；こうしたデバイスにおいて、より負の外部電圧を見る側が、コレクタ側であることになる。）
コレクタ側のベースコンタクト領域は「ｃベース」と呼ばれ、（エミッタ側の）他のベースコンタクト領域は「ｅベース」と呼ばれる。これらのベースコンタクト領域は、物理的に異なるわけではないが、外部からの印加電圧が存在する場合に、非常に異なる挙動をする。
高い駆動電圧をｃベースに印加することによって、完全なオン状態（トランジスタオン）に達する。これは、ブレークダウン電圧を減少させることなしに、良好なゲインと共に低いオン状態電圧降下を提供する。デバイスゲインは、ベータ、すなわち、エミッタ電流のベース電流に対する比として測定されるが、ｃベース駆動下のトランジスタの挙動は、他のパワーバイポーラジャンクショントランジスタの挙動と非常に異なる。
図４は、ｃベースバイアスＶＣＢ、及び、対応する外部端子間の電圧降下ＶＣＥについての値の表と共に、部分的なデバイスモデルを示す。この図において、図の上部のコレクタ／エミッタ端子が、コレクタであると仮定され（すなわち、より正の外部電圧に接続され）、従って、可変電圧源に接続されて示されるベースコンタクトは、ｃベースである。
図５は、ｃベース上のベース電流ＩＣＢが、動作条件下でｃベースバイアスＶＣＢと共にどのように変動するかを示す。電流ＩＣＢがＶＣＢについての広い範囲の値にわたってほぼフラットであることに留意されるべきである。
図４及び５の組合せは動作の重要な特徴を示す。デバイスの電圧降下ＶＣＥは、ｃベースバイアスＶＣＢが（以下で述べるように規定される）その最適動作ポイントに達するときに、その望まれる低い値まで下がることになるが、ｃベース上の電流は、ｃベースバイアスがこのポイントまで増加しても、ほぼ一定のままである。言い換えれば、ｃベース端子は、そのバイアスが、インピーダンスが降下するポイントに増加するまで、非常に高いインピーダンスを有する。このポイントにおいて、デバイスの直列抵抗は、望まれるように低い。
トランジスタオン状態において、ｅベースは、実質一定電圧にあり、低駆動条件から高駆動条件まで約０．１Ｖだけ変化する。対照的に、ｃベースは、電圧がコレクタより０Ｖ大きい値からコレクタより約０．６Ｖ大きい値まで変化しても、ほぼ一定電流駆動である。ｃベース電流がｃベース電圧に伴って変化する代わりに、ＶＣＥが変化する。０Ｖのｃ
ベースバイアス（ｃベースがコレクタに短絡される）では、エミッタ電流密度に依存する或るゲインが存在し、ＶＣＥは、広い範囲の電流密度にわたってノミナルで０．９Ｖである。ｃベースバイアスをコレクタより約０．１Ｖ大きい値まで上げることは、ゲインを変えるのではなく、ＶＣＥを、ノミナルで０．１Ｖだけ下げる。ｃベースバイアスを０．６Ｖまで上げることは、ＶＣＥを約０．２又は０．３Ｖまで下げる。そのため、ｃベースを駆動するとき、電流源ではなく、電圧源が、有利には、図１Ａのサンプル実施形態のように使用される。
これは、電流源からベースに入る、ＢＪＴが通常駆動される方法との非常に顕著な差である。
ｃベース自体の、ｄｉ／ｄｖによる差動インピーダンスは高い。ｃベース駆動電流は、ｃベース−コレクタ電圧ＶＣＢが、コレクタ／ベース接合を順方向バイアスする状態に近づくまでの、広い範囲の値にわたる（シリコンにおいて２５℃で０．６Ｖにわたる）ＶＣＢに関して非常にわずかしか変化しない。それが、電圧源型ドライブが必要とされる理由である。ｃベース電流ＩＣＢは、エミッタ電流と共に変化し、ＶＣＢが一定のままであってもエミッタ電流の増加と共に増加するが、（ＩＣＢが望ましくないことに増加し始めるＶＣＢの値になるまで）変化するＶＣＢによってそれほど増加しない。
ｃベースが変化している間、ｅベースがほぼ一定電圧を維持するので、ｅベースのインピーダンスは非常に低い。
図１Ａは、ＮＰＮ Ｂ−ＴＲＡＮトランジスタ１０６、並びに、ダイオードモード駆動回路要素１１０及びトランジスタモード駆動回路要素１３０を含むコンプリートスイッチ１００の第１の例を示す。ページの上部の半分は、コレクタ側にある、すなわち、印加電圧の正側を見ていると仮定される。
図１Ｃは、図１Ａの回路の動作時の波形の例を示す。最初に、ダイオードオン フェーズでは、ＮＭＯＳ Ｓ１２のゲートが低く、ＮＭＯＳ Ｓ１３のゲートは高い。これは、例えば米国特許出願公開第２０１４／０３７５２８７号に記載されるダイオードターンオンモードを有効にする。ＮＭＯＳトランジスタＳ２２及びＳ２３はオフのままである。この時間中に、エミッタ／コレクタ端子にわたる電流ＩＴは、急速にターンオンし、外部駆動下でランプアップされた状態が想定されるエミッタ／コレクタ端子間の電圧ＶＣＥは、ほぼダイオード電圧降下（それに或るオーミック電圧降下を足した値、シリコンにおいて全部で約０．８Ｖ）まで下げられる。
次に、トランジスタオン フェーズにおいて、Ｓ１２はターンオンされ、一方Ｓ１３はターンオフされる。Ｓ１２は、以下で述べるようにコレクタ端子から引出される可変電圧源１９０に接続される。ｃベースのこの電圧は、トランジスタを、電圧降下ＶＣＥが０．３Ｖ以下である、その低電圧降下状態に駆動する。このフェーズは、駆動電流が必要とされる間継続する。
プリ−オフ フェーズにおいて、スイッチＳ１２はターンオフされ、スイッチＳ１３及びＳ２３は共にターンオンされる。これは、即座に電圧降下をダイオード電圧降下まで押し上げるが、デバイス電流ＩＴは、エミッタ電流密度によって決定されるレベルにあるままである。この電流が、外部負荷の電圧をクランプするのに十分でない場合、印加電圧は、図示するように増加することになる。
最後に、アクティブオフ フェーズにおいて、スイッチＳ１３は、ターンオフされるが、スイッチＳ２３はオンしたままである。これは、デバイス電流ＩＴをカットオフし、デ
バイス上の電圧は、どんな値であっても、外部接続によって決定付けられる値まで上がる。
スイッチＳ２３が、このシーケンス中に決してターンオンされなかったことに留意されたい。このスイッチは、（ページの上部のエミッタ／コレクタ端子ノードがコレクタ側ではなくエミッタ側になるように）外部電圧が反転すると、ターンオンされて、トランジスタオンモードを達成することになる。
図２は、図１Ａのサンプル実施形態において有利には使用され得る可変電圧自己同期整流器の１つのサンプル実施形態を示す。可変電圧供給部２１０（示される例では、単純なバックコンバータ）は、調整可能な供給電圧をオシレータ２２０に提供する。オシレータ２２０は、変圧器２３０の第１の巻線２３２を駆動する。第１の二次巻線２３４は、オシレータ２２０の遷移と同期する相補的出力Ａ及びＢ、更に、変圧器２３０を通したカップリングによる位相シフトを提供する。別の二次巻線２３６は、（シフトした電圧で）オシレータ２２０の出力に対応する大電流でかつ低電圧の波形を提供する。２つの二次巻線の出力は、同期し、制御信号Ａ及びＢを同期インバータ２４０を駆動するために使用可能である。制御信号Ａ及びＢは、好ましくは、同期インバータの４つのトランジスタに対する適切なゲート電圧、例えば、５Ｖを提供するようにスケーリングされる。そのため、２４Ｖ ＤＣ供給は、その電圧が変化し得る非常に低い電圧のＤＣ出力に効率的に変換されている。バックコンバータの設定ポイント電圧を変更することによって、ｃベース端子に印加される電圧が調整され得る。
ここで図５に戻ると、ｃベース端子上のバイアスは、ベース電流がもはや一定でないポイントまでのバイアス調整によって最適化される。
ｅベースコンタクトと違って、ｃベースコンタクトは高インピーダンスであり、デバイスがオンであるとき、ｃベースに流れる電流ＩＣＢが、ＶＣＢがベースコレクタ接合を順方向バイアスする状態に近づくまで、ノミナルで一定であることを意味する。このポイントで、ＶＣＥは、ダイオード電圧降下（ノミナルで０．２Ｖ）より十分に低く、ＩＣＢは、以下で示すように、ＶＣＥのわずかな更なる増加と共に急速に増加し始める。
本出願は、他の概念の中でもとりわけ、ＶＣＢが、最適動作ポイントを見つけるために動的に変化させられる又は「振られる（ｄｉｔｈｅｒｅｄ）」ことを教示する。最適動作ポイントは、ＩＣＢが、ＩＣＢ／ＶＣＢ曲線のフラットな部分を超えて小さいが測定可能な或る量だけ増加した位置に置かれるべきである。これは、曲線の傾斜が或る最適値にあるＶＣＢを見つけることによって行われる。
１つのサンプル実施形態において、「トランスコンダクタンス」又は最適動作ポイントについての最適値は、ベース駆動電流が、ｃベース−コレクタ短絡条件ＶＣＢ＝０でのベース駆動電流を２０％超える値であるときである。このポイントは、実際には、任意の数のディザリング（ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ）シーケンスによって見つけられ得る；一例において、ＩＣＢについてのベースライン値は、ダイオードモードで見つけることができ、その後、ターゲット値は、例えば、ベースライン電流値を１０％、２０％、又は３０％だけ増加させることによって計算される。電圧ＶＣＢは、その後、測定されるコレクタ電流がターゲット値に達するまで、小さなステップで、例えば１％のインクリメントで増加される。任意選択で、２つの限界値が計算され、制御電圧ＶＣＢは、動作中にＩＣＢについての上限値に達すると、戻るようにランプダウンされ得る。任意選択で、このディザリングプロセスは、トランジスタが長い期間オン状態にあるときに、短い間隔で繰り返され得る。
図１Ｂは、より完全なベース駆動回路の例を示す。これは、逆並列ダイオードがダイオ
ードモード駆動回路要素１１０内の２つのＭＯＳトランジスタ内のボディダイオードに接続される点で、図１Ａの駆動回路とわずかに異なる。更に、図１Ｂはまた、パッシブオフ保護回路要素１２０を形成するＪＦＥＴ＋ショットキーの分岐を示す。
Ｂ−ＴＲＡＮは、ｅベース（エミッタ側のベース）がエミッタに短絡され、ｃベース（コレクタ側のベース）が開放状態であるとき、「アクティブオフ状態」にある。ＮＰＮ Ｂ−ＴＲＡＮに関するこの状態において、コレクタはアノード（高電圧側）であり、エミッタはカソード（低電圧側）である。
Ｂ−ＴＲＡＮは、また、両方のベースが開放状態であるときオフであるが、この状態におけるＢ−ＴＲＡＮの高いゲインに起因して、ブレークダウン電圧は低い。先に論じた、それぞれのエミッタ／コレクタ上の各ベースの間に取付けられるノーマリーオンＪＦＥＴとショットキーダイオードの直列結合は、この「パッシブオフ状態」における阻止電圧を大幅に増加させることになる。ＪＦＥＴは、通常動作中、ターンオフされる。
Ｂ−ＴＲＡＮターンオンについての現在好ましい１つのサンプル実施形態は、アクティブオフ状態及び阻止順方向電圧から、ｃベースをコレクタに短絡させつつ、ｅベース−エミッタ短絡を同時にオープンすることである。これは、電荷キャリアを、コレクタ／ベース接合の周りの空乏ゾーンの最も高いフィールド領域に即座に導入して、ＩＧＢＴターンオンに非常に類似する、ハードスイッチングについての非常に高速な順方向バイアス式ターンオンを達成する。
アクティブオフ状態からの別の有利なターンオン方法は、Ｂ−ＴＲＡＮを含む回路が、Ｂ−ＴＲＡＮに印加される電圧の極性を反転させるときに起こり、ハードターンオン方法で述べたのと同じベース状態を生成するが、それはゼロ電圧近くで生じる。すなわち、エミッタに短絡されるｅベースは、Ｂ−ＴＲＡＮ電圧がアクティブオフ状態極性から反転するため、コレクタに短絡したｃベースになる。更に、ターンオンは速い。
アクティブオフ状態からの第３のターンオン方法において、ｅベースはエミッタから非接続状態にされ、ベース領域内に電荷キャリアを注入するのに十分な電圧の電流又は電圧源に接続される。この方法は、電荷キャリアが空乏ゾーンの真下のベースに入るため、おそらくゆっくりである。また、ｅベース内へのキャリア注入が、ｃベース内へのキャリア注入に比べて低いゲインをもたらすことが知られている。
ターンオンが、ｃベースを使用する方法のいずれかによって達成された後において、ＶＣＥは、ダイオード電圧降下より大きい。ＶＣＥをダイオード電圧降下未満に駆動するため、ターンオンは、電圧又は電流源を介した、ｃベース内への増加した電荷注入の第２のステージに入る。増加した電荷注入の量は、ダイオード電圧降下より下方に、ＶＣＥがどれだけ減少するかを決定する。ｅベース内への注入もＶＣＥを減少させることになるが、ゲインは、ｃベース注入の場合よりずっと低い。
ターンオフは、幾つかの方法のうちの任意の方法によって達成され得る。最も有利な方法は、２ステッププロセスである。第１のステップにおいて、ｃベースは、キャリア注入電源から非接続状態にされ、コレクタに短絡され、一方、前もって開放状態にあるｅベースは、エミッタに短絡される。これは、各ベースとそのエミッタ／コレクタとの間に大きな電流をもたらし、それは、ドリフト領域から電荷キャリアを急速に除去する。これは、次に、ドリフト領域の抵抗率が増加するのでＶＣＥの上昇をもたらす。ベースが短絡された後の或る最適時間に、ｃベースとコレクタとの間の接続は、開放され、その後、空乏領域がコレクタ／ベース接合の周りに形成されるため、ＶＣＥが急速に増加する。
代替的に、ターンオフは、単にｃベースを開放し、ｅベースをエミッタに短絡することによって達成され得るが、これは、より高いターンオフ損失をもたらすことになる。その理由は、ドリフト領域（ベース）が、空乏ゾーン形成の開始時に高レベルの電荷キャリアを有することになるからである。
または、ターンオフは、単にｃベースを開放し、ｅベースを開放状態のままにすることによって達成され得るが、これは、最も高いターンオフ損失及び更には低いブレークダウン電圧をもたらすことになる。
１つのサンプル実施形態において、ベース駆動は、Ｂ−ＴＲＡＮを駆動するためにＮチャネルＭＯＳＦＥＴだけを使用する。これは、低い（０．７Ｖ未満の）ＭＯＳＦＥＴ出力電圧を有利に使用する。入力は、最も好ましくは、可変電圧であり、可変電圧は、電流検知によって、最適なベース駆動電圧を決定するように使用され得る。
別のサンプル実施形態は、より高い電圧をサポートするが、Ｎチャネル及びＰチャネルの両方のＭＯＳＦＥＴを使用する。
［利点］
開示されるイノベーションは、種々の実施形態において、少なくとも以下の利点の１つ又は複数を提供する。しかし、これらの利点の全てが開示されるイノベーションの全てから得られるわけでなく、この利点のリストは、クレームされる種々の発明を制限しない。
・高いゲイン；
・低いオン状態電圧降下；
・ブレークダウンの回避；
・固有の電流制限；
・簡単な回路実装；
・電力消費の最小化；
・調整可能な供給電圧。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、本出願が、他のイノベーションの中でもとりわけ、Ｂ−ＴＲＡＮ（ダブルベース双方向バイポーラジャンクショントランジスタ）を動作させるための方法及び回路を教示することが提供される。いずれの側であれ、（所与の瞬間に）コレクタとして動作するデバイスの側のベースコンタクト領域に高インピーダンス駆動を提供するベース駆動回路が述べられる。（Ｂ−ＴＲＡＮは、他のバイポーラジャンクショントランジスタと違って、印加電流ではなく印加電圧によって制御される。）好ましい実施態様の駆動回路は、ダイオードモードターンオン及びプリターンオフ動作、並びに、低電圧降下を有するハードオン状態（「トランジスタオン」状態）を提供する制御信号によって操作される。必ずしも全てではないが幾つかの好ましい実施形態において、ゲート駆動回路用の調整可能な低電圧が、自己同期整流器回路によって提供される。同様に、必ずしも全てではないが幾つかの好ましい実施形態において、（コレクタ側の）ｃベース領域を駆動するために使用されるベース駆動電圧は、必要以上のベース電流が印加されないように、その端子のベース電流がモニタされながら、変更される。これは、Ｂ−ＴＲＡＮのベース駆動を最適化するという難しい問題を解決する。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次のシステムが提供される：パワースイッチング用のシステムであって、バルクの第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される
第１及び第２トランジスタモード駆動回路であって、各駆動回路が、電圧源として、対応するベースコンタクト領域と、ベースコンタクト領域に最も近いエミッタ／コレクタ領域との間に、調整可能電圧を選択的に印加するように構成された、第１及び第２トランジスタモード駆動回路と、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される第１及び第２ダイオードモード駆動回路であって、各駆動回路が、対応するベースコンタクト領域を、そのベースコンタクト領域に最も近いエミッタ／コレクタ領域に選択的に接続するように構成される、第１及び第２ダイオードモード駆動回路と、を備えるシステム。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次のシステムが提供される：パワースイッチング用のシステムであって、第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路であって、各トランジスタモード駆動回路が電圧モード駆動回路である、一対のトランジスタモード駆動回路と、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される一対のダイオードモード駆動回路であって、各ダイオードモード駆動回路が、対応するベースコンタクト領域を、そのベースコンタクト領域に最も近いエミッタ／コレクタ領域に選択的に接続するように構成される、一対のダイオードモード駆動回路と、を備えるシステム。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次のシステムが提供される：パワースイッチング用のシステムであって、第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路であって、各駆動回路が、電圧源として、対応するベースコンタクト領域と、そのベースコンタクト領域に最も近いエミッタ／コレクタ領域との間に、選択可能値で調整可能電圧を選択的に印加するように構成される、一対のトランジスタモード駆動回路と、を備えるシステム。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の方法が提供される：パワースイッチングのための方法であって、第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを、トランジスタオンモードでは、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置されるエミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近いベースコンタクト領域の一方のベースコンタクト領域に、選択された調整可能電圧を供給することと、ダイオードオンモードでは、デバイス間のダイオード電圧降下が許容可能であるとき、一対の第２駆動回路のうちの一方を使用して、ベースコンタクト領域の一方を、それぞれ、エミッタ／コレクタ領域のうちの最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、プリターンオフモードでは、一対の第２駆動回路の両方を使用して、ベースコンタクト領域のそれぞれを、エミッタ／コレクタ領域のうちのそれぞれ最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、によって駆動することを含む方法。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の方法が提供される：パワースイッチングのための方法であって、第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポ
ーラトランジスタを、トランジスタオンモードでは、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置されるエミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近いベースコンタクト領域の一方に、選択された調整可能電圧を供給することと、ダイオードオンモードでは、デバイス間のダイオード電圧降下が許容可能であるとき、一対の第２駆動回路のうちの一方を使用して、ベースコンタクト領域の一方を、エミッタ／コレクタ領域のうちのそれぞれ最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、によって駆動することを含む方法。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の方法が提供される：パワースイッチングのための方法であって、第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを、トランジスタオンモードで、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置されるエミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近いベースコンタクト領域の一方に、選択された調整可能電圧を供給することによって駆動することを含む方法。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の方法が提供される：可変電圧低電圧出力を提供する方法であって、ａ）オシレータに給電するために、調整可能電圧を提供する行為と、ｂ）オシレータを使用して、ＡＣ波形を変圧器の一次巻線に印加する行為と、ｃ）変圧器の１つの二次巻線で、相補的制御信号を生成する行為と、ｄ）相補的制御信号を使用して、同じ変圧器の別の二次巻線に接続される同期整流器を動作させる行為であって、それにより、低電圧出力を提供する行為と、を含む方法。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の可変電圧低電圧電力回路が提供される：可変電圧低電圧電力回路であって、調整可能電圧を提供するように接続される調整可能電圧供給回路と、オシレータ回路であって、供給電圧として調整可能電圧を受けるように接続され、更には、変圧器の一次巻線をＡＣ波形で駆動するように接続される、オシレータ回路と、相補的制御信号を出力するように接続される、変圧器の第１の二次巻線と、第１の二次巻線より少ない卷数を有する、変圧器の第２の二次巻線と、相補的制御信号によってゲート制御され、ブリッジ構成で接続される少なくとも４つのトランジスタを含む同期整流器であって、二次巻線の出力を整流するように接続される、同期整流器と、を備え、第２の二次巻線の出力は、同期整流器によって整流された後、ダイオード電圧降下より小さい実質的にＤＣの出力を提供する可変電圧低電圧電力回路。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次の方法が提供される：第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の第１及び第２の第１導電型エミッタ／コレクタ領域を有し、更には、第１及び第２のエミッタ／コレクタ領域にそれぞれ近接するが、互いに近接せずに互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを動作させる方法であって、ａ）低いオン状態抵抗が所望されるとき、ベース駆動電圧を、デバイスのコレクタ側にあるベースコンタクト領域に印加する行為と、ｂ）ベース電流をモニタしながら、ベース駆動電圧を変更し、それにより、ベース電流がベース駆動電圧と共に増加し始めるターゲットベース駆動電圧を見つけ出し、ほぼターゲットベース駆動電圧でトランジスタを動作させる行為と、を含む方法。
必ずしも全てではないが幾つかの実施形態によれば、次のシステムが提供される：パワースイッチング用のシステムであって、第２導電型バルクベース領域によって分離される
２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所でバルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、それぞれ第１及び第２のベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路と、を備え、低い電圧降下が所望されるトランジスタオン状態において、外部電圧極性によって決定される駆動回路のうちの一方が、ベースコンタクト領域のうちの選択されたベースコンタクト領域に、調整可能電圧を印加し、調整可能電圧を振り、それにより、選択されたベースコンタクト領域の電流が印加電圧と共に増加し始める動作ポイント電圧を見つけ出し、その後、調整可能電圧をほぼ動作ポイント電圧で維持するように構成されるシステム。
［修正及び変形］
当業者によって理解されるように、本出願で説明される革新的な概念は、途方もない範囲の用途にわたって修正され変更され得て、したがって、特許される主題の範囲は、与えられる特定の例示的な教示のいずれによっても制限されない。添付特許請求の範囲の精神及び広い範囲内に入る全てのこうした代替、修正、変形を包含することが意図される。
一例について、上述した主要な実施形態は、ＮＰＮ Ｂ−ＴＲＡＮトランジスタを使用する。しかし、同じ原理は、電圧の適切な反転によって、ＰＮＰ Ｂ−ＴＲＡＮトランジスタに適用される。
別の例について、本明細書の教示は、どんな阻止電圧及び電流容量が要求されるかに応じて、種々のサイズのＢ−ＴＲＡＮデバイスに適用され得る。
別の例について、いろいろな他のセンサ及び／又は制御関係が、本出願に示す概念的回路関連に付加され得る。
別の例について、Ｂ−ＴＲＡＮが大型回路（例えば、ＰＰＳＡ変換器）の一部として使用される場合、単一制御モジュールが、任意には、接続されて、適切な制御信号をＢ−ＴＲＡＮの駆動回路の夫々に印加し得る。
別の例について、電圧モード駆動が使用されるため、単一Ｂ−ＴＲＡＮ駆動回路が、任意には使用されて、複数のＢ−ＴＲＡＮを並列に駆動し得る。これは、他のバイポーラジャンクショントランジスタの場合、実用的でない。
本出願のいずれの説明も、任意の特定の要素、ステップ、又は機能が、クレームの範囲内に含まれなければならない本質的要素であることを示唆するとして解釈されるべきでなく、特許される主題の範囲は、許可クレームによってのみ定義される。更に、正確な言葉「ｍｅａｎｓ ｆｏｒ」の後に分詞が続かない限り、これらの特許請求の範囲のいずれも、米国特許法第１１２条第６パラグラフの発動を意図されない。
出願される特許請求の範囲は、出来る限り包括的であることを意図され、どんな主題も意図的に放棄（ｒｅｌｉｎｑｕｉｓｈｅｄ，ｄｅｄｉｃａｔｅｄ，ａｂａｎｄｏｎｅｄ）されない。

Claims (18)

  1. パワースイッチング用のシステムであって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される第１及び第２トランジスタモード駆動回路であって、各駆動回路が、電圧源として、対応する前記ベースコンタクト領域と、前記ベースコンタクト領域に最も近い前記エミッタ／コレクタ領域との間に、調整可能電圧を選択的に印加するように構成された、第１及び第２トランジスタモード駆動回路と、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される第１及び第２ダイオードモード駆動回路であって、各駆動回路が、対応する前記ベースコンタクト領域を、前記ベースコンタクト領域に最も近い前記エミッタ／コレクタ領域に選択的に接続するように構成される、第１及び第２ダイオードモード駆動回路と、
    を備えるシステム。
  2. パワースイッチング用のシステムであって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路であって、各トランジスタモード駆動回路が電圧モード駆動回路である、一対のトランジスタモード駆動回路と、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される一対のダイオードモード駆動回路であって、各ダイオードモード駆動回路が、対応する前記ベースコンタクト領域を、前記ベースコンタクト領域に最も近い前記エミッタ／コレクタ領域に選択的に接続するように構成される、一対のダイオードモード駆動回路と、
    を備えるシステム。
  3. パワースイッチング用のシステムであって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路であって、各駆動回路が、電圧源として、対応する前記ベースコンタクト領域と、前記ベースコンタクト領域に最も近い前記エミッタ／コレクタ領域との間に、選択可能値で調整可能電圧を選択的に印加するように構成される、一対のトランジスタモード駆動回路と、
    を備えるシステム。
  4. パワースイッチングのための方法であって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを、
    トランジスタオンモードでは、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置される前記エミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近い前記ベースコンタクト領域の一方に、選択された調整可能電圧を供給することと、
    ダイオードオンモードでは、前記デバイス間のダイオード電圧降下が許容可能であると
    き、一対の第２駆動回路のうちの一方を使用して、前記ベースコンタクト領域の一方を、それぞれ、前記エミッタ／コレクタ領域のうちの最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、
    プリターンオフモードでは、前記一対の第２駆動回路の両方を使用して、前記ベースコンタクト領域のそれぞれを、前記エミッタ／コレクタ領域のうちのそれぞれ最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、
    によって駆動することを含む方法。
  5. パワースイッチングのための方法であって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを、
    トランジスタオンモードでは、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置される前記エミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近い前記ベースコンタクト領域の一方に、選択された調整可能電圧を供給することと
    ダイオードオンモードでは、前記デバイス間のダイオード電圧降下が許容可能であるとき、一対の第２駆動回路のうちの一方を使用して、前記ベースコンタクト領域の一方を、前記エミッタ／コレクタ領域のうちのそれぞれ最も近いエミッタ／コレクタ領域にクランプすることと、
    によって駆動することを含む方法。
  6. パワースイッチングのための方法であって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを、
    トランジスタオンモードでは、最小電圧降下が所望されるとき、一対の第１駆動回路のうちの一方を使用して、外部印加される電圧極性によって規定される、コレクタとして機能するように配置される前記エミッタ／コレクタ領域のいずれかに最も近い前記ベースコンタクト領域の一方に、選択された調整可能電圧を供給すること
    によって駆動することを含む方法。
  7. 前記第１導電型はｎ型である請求項１、請求項２、又は請求項３に記載のシステム。
  8. ２つの更なる駆動回路であって、それぞれ前記トランジスタモード駆動回路に並列に接続され、それぞれが、ノーマリーオフスイッチと直列にショットキーダイオードを備える２つの更なる駆動回路を更に備える請求項１、請求項２、又は請求項３に記載のシステム。
  9. 前記第１導電型はｎ型である請求項４、請求項５、又は請求項６に記載の方法。
  10. ２つの更なる駆動回路であって、それぞれ前記トランジスタモード駆動回路に並列に接続され、それぞれが、ノーマリーオフスイッチと直列にショットキーダイオードを備える２つの更なる駆動回路を更に備える請求項４、請求項５、又は請求項６に記載の方法。
  11. 可変電圧低電圧出力を提供する方法であって、
    ａ）オシレータに給電するために、調整可能電圧を提供する行為と、
    ｂ）前記オシレータを使用して、ＡＣ波形を変圧器の一次巻線に印加する行為と、
    ｃ）前記変圧器の１つの二次巻線で、相補的制御信号を生成する行為と、
    ｄ）前記相補的制御信号を使用して、同じ変圧器の別の二次巻線に接続される同期整流
    器を動作させる行為であって、それにより、低電圧出力を提供する行為と、
    を含む方法。
  12. 前記相補的制御信号は、接地された中心端子を有するタップ付き巻線によって生成される請求項１１に記載の方法。
  13. 可変電圧低電圧電力回路であって、
    調整可能電圧を提供するように接続される調整可能電圧供給回路と、
    オシレータ回路であって、供給電圧として前記調整可能電圧を受けるように接続され、更には、変圧器の一次巻線をＡＣ波形で駆動するように接続されるオシレータ回路と、
    相補的制御信号を出力するように接続される、前記変圧器の第１の二次巻線と、
    前記第１の二次巻線より少ない卷数を有する、前記変圧器の第２の二次巻線と、
    前記相補的制御信号によってゲート制御され、ブリッジ構成で接続される少なくとも４つのトランジスタを含む同期整流器であって、前記二次巻線の出力を整流するように接続される、同期整流器と、
    を備え、
    前記第２の二次巻線の出力は、前記同期整流器によって整流された後、ダイオード電圧降下より小さい実質的にＤＣの出力を提供する可変電圧低電圧電力回路。
  14. 第２導電型バルクベース領域によって分離される別個の場所の第１及び第２の第１導電型エミッタ／コレクタ領域を有し、更には、第１及び第２のエミッタ／コレクタ領域にそれぞれ近接するが、互いに近接せずに互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタを動作させる方法であって、
    ａ）低いオン状態抵抗が所望されるとき、ベース駆動電圧を、前記デバイスのコレクタ側にある前記ベースコンタクト領域に印加する行為と、
    ｂ）ベース電流をモニタしながら、前記ベース駆動電圧を変更し、それにより、ベース電流がベース駆動電圧と共に増加し始めるターゲットベース駆動電圧を見つけ出し、ほぼ前記ターゲットベース駆動電圧で前記トランジスタを動作させる行為と、
    を含む方法。
  15. 前記第１及び第２の第１導電型エミッタ／コレクタ領域は、第２導電型半導体ダイの対向する表面上に位置する請求項１に記載の方法。
  16. 前記ベース電流は、ほぼゼロのベース駆動電圧で最初に測定される請求項１に記載の方法。
  17. 前記変更するステップは、前記デバイスがオンである間に、複数回繰り返される請求項１に記載の方法。
  18. パワースイッチング用のシステムであって、
    第２導電型バルクベース領域によって分離される２つの第１導電型エミッタ／コレクタ領域、及び、互いに離れた場所で前記バルクベース領域に接続する２つの別個の第２導電型ベースコンタクト領域を有する双方向バイポーラトランジスタと、
    それぞれ第１及び第２の前記ベースコンタクト領域に別々に接続される一対のトランジスタモード駆動回路と、
    を備え、低い電圧降下が所望されるトランジスタオン状態において、外部電圧極性によって決定される前記駆動回路うちの一方が、
    ベースコンタクト領域のうちの選択されたベースコンタクト領域に、調整可能電圧を印加し、
    前記調整可能電圧を振り、それにより、前記選択されたベースコンタクト領域の電流が印加電圧と共に増加し始める動作ポイント電圧を見つけ出し、その後、前記調整可能電圧をほぼ前記動作ポイント電圧で維持する
    ように構成されるシステム。
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