JP2018051802A - 液体吐出装置、駆動回路および駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】液体吐出装置の吐出部に供給する駆動信号の波形精度を改善する。
【解決手段】駆動回路１２０ａは、イネーブルされたときに、信号ａinを、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの電圧域で増幅してノードＮ２から出力するトランジスター２３１ａおよび２３２ａと、イネーブルされたときに、信号ａinを、電圧Ｖ_Ａから電圧Ｖ_Ｂまでの電圧域で増幅してノードＮ２から出力するトランジスター２３１ｂおよび２３２ｂと、信号ａinの電圧と、電圧Ｖ_Ａとに基づいた（Ｖ_Ａ±α）／１０とを比較し、当該比較結果に応じて、トランジスター２３１ａおよび２３２ａとトランジスター２３１ｂおよび２３２ｂとの各々を個別にイネーブルさせる比較器３００とを備える。
【選択図】図１１

Description

本発明は、液体吐出装置、駆動回路および駆動方法に関する。

インクを吐出して画像や文書を印刷するインクジェットプリンターには、圧電素子（例えばピエゾ素子）を用いたものが知られている。圧電素子は、ヘッドユニットにおいて複数のノズルのそれぞれに対応して設けられ、それぞれが駆動信号にしたがって駆動される。このような駆動により、ノズルから所定のタイミングで所定量のインク（液体）が吐出されて、ドットが形成される。圧電素子は、電気的にみればコンデンサーのような容量性負荷であるので、各ノズルの圧電素子を動作させるためには十分な電流を供給する必要がある。

このため、インクジェットプリンターでは、駆動信号の元となる元駆動信号を増幅回路で増幅し、駆動信号としてヘッドユニットに供給して、圧電素子を駆動する構成となっている。増幅回路としては、元駆動信号をＡＢ級などで電流増幅する方式（リニア増幅、特許文献１参照）が挙げられる。ただし、リニア増幅では消費電力が大きく、エネルギー効率が悪いので、近年では、Ｄ級増幅についても提案されている（特許文献２参照）。Ｄ級増幅は、端的にいえば、元駆動信号をパルス変調するとともに、当該変調信号にしたがって電源電圧間において直列に挿入されたハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターをスイッチングし、このスイッチングによる出力信号をローパスフィルターで濾波することで、元駆動信号を増幅する、というものである。

特開２００９−１９０２８７号公報 特開２０１０−１１４７１１号公報

しかしながら、Ｄ級増幅方式では、リニア増幅方式と比較してエネルギー効率が高いものの、ローパスフィルターで消費される電力が無視できないので、消費電力を改善する点において改良の余地がある。
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、消費電力を改善した液体吐出装置、駆動回路および駆動方法を提供することにある。

上記目的の一つを達成するために、本発明の一態様に係る液体吐出装置は、所定の出力端から出力される駆動信号に基づいて駆動される圧電素子を含み、当該圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部と、イネーブルされたときに、前記駆動信号の元となる元駆動信号を、第１電圧から当該第１電圧よりも高位の第２電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第１増幅部と、イネーブルされたときに、前記元駆動信号を、前記第２電圧から当該第２電圧よりも高位の第３電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第２増幅部と、前記元駆動信号に応じた電圧と前記第２電圧に応じた電圧とを比較し、当該比較結果に基づいて前記第１増幅部および前記第２増幅器の各々を個別にイネーブルさせる比較器と、を具備する。
上記一態様に係る液体吐出装置によれば、ローパスフィルターが不要であるので、装置構成の肥大化を抑えることができる。また、元駆動信号に応じた電圧と、第２電圧に応じた電圧とを比較し、当該比較結果に基づいて第１増幅部および第２増幅部の各々が個別にイネーブルされるので、１つの増幅部により第１電圧から第３電圧までの電圧域で増幅する構成と比較して低消費電力化を図ることができる。

上記一態様に係る液体吐出装置において、前記比較器は、前記元駆動信号の電圧が前記第２電圧の降圧電圧を所定値分高位側にシフトした電圧未満であれば前記第１増幅部をイネーブルさせ、前記降圧電圧を所定値分低位側にシフトした電圧以上であれば前記第２増幅部をイネーブルさせる構成が好ましい。
この構成において、前記第１増幅部および前記第２増幅部は、所定の電圧増幅率で前記元駆動信号を増幅し、前記降圧電圧は、前記第２電圧を、前記所定の電圧増幅率の逆数に降圧した電圧であることが好ましい。

また、上記一態様に係る液体吐出装置において、前記第１増幅部は、前記出力端と前記第１電圧の給電点との間に接続された第１ローサイドトランジスターと、前記出力端と前記第２電圧の給電点との間に接続された第１ハイサイドトランジスターと、を有し、前記第２増幅部は、前記出力端と前記第２電圧の給電点との間に接続された第２ローサイドトランジスターと、前記出力端と前記第３電圧の給電点との間に接続された第２ハイサイドトランジスターと、を有する構成が好ましい。
この構成において、前記元駆動信号の電圧と前記駆動信号に応じた電圧との差電圧を増幅した制御信号を出力する差動増幅器と、前記元駆動信号の電圧変化が上昇方向であって、かつ、前記電圧変化の大きさが閾値以上の第１の場合と、前記元駆動信号の電圧変化が低下方向であって、かつ、前記電圧変化の大きさが前記閾値以上の第２の場合とにおいて、前記制御信号を選択する選択部と、前記第１の場合で前記第１増幅部がイネーブルされたときに、前記選択部により選択された制御信号を前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子に転送し、前記第２の場合で前記第１増幅部がイネーブルされたときに、前記選択部により選択された制御信号を前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子に転送する第１転送部と、前記第１の場合で前記第２増幅部がイネーブルされたときに、
前記選択部により選択された制御信号を前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子に転送し、前記第２の場合で前記第２増幅部がイネーブルされたときに、前記選択部により選択された制御信号を前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子に転送する第２転送部と、を有しても良い。
上記差動増幅器、選択部、第１転送部、および第２転送部を有する構成において、前記元駆動信号の電圧変化の大きさが前記閾値未満の場合、第１転送部は、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子の各々に、対応するトランジスターをオフさせるオフ信号をそれぞれ供給し、第２転送部は、前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子の各々にオフ信号をそれぞれ供給し、前記第１の場合、第１転送部は、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、第２転送部は、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、前記第２の場合、第１転送部は、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、第２転送部は、前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給しても良い。

上記一態様に係る液体吐出装置において、吐出部、第１増幅部、第２増幅部、および比較器が可動式のキャリッジに搭載された構成としても良い。
なお、液体吐出装置としては、液体を吐出するものであれば良く、これには後述する印刷装置のほかに、立体造形装置（いわゆる３Ｄプリンター）、捺染装置なども含まれる。
また、本発明は、液体吐出装置に限られず、種々の態様で実現することが可能であり、例えば当該圧電素子のような容量性負荷を駆動する駆動回路や、駆動方法などとしても概念することが可能である。

印刷装置の概略構成を示す図である。 印刷装置のヘッドユニットにおけるノズルの配列等を示す図である。 ノズルの配列を拡大して示す図である。 ヘッドユニットにおける要部構成を示す断面図である。 印刷装置の電気的な構成を示すブロック図である。 駆動信号の波形等を説明するための図である。 選択制御部の構成を示す図である。 デコーダーのデコード内容を示す図である。 選択部の構成を示す図である。 選択部から圧電素子に供給される駆動信号を示す図である。 印刷装置に適用される駆動回路の構成を示す図である。 駆動回路の電圧範囲等を説明するための図である。 駆動回路における比較器の例を示す図である。 駆動回路の動作を説明するための図である。

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態について、印刷装置を例にとって説明する。

図１は、印刷装置の概略構成を示す斜視図である。
この図に示される印刷装置は、液体の一例であるインクを吐出することによって、紙などの媒体Ｐにインクドット群を形成し、これにより、画像（文字や図形等などを含む）を印刷する液体吐出装置の一種である。

図１に示されるように、印刷装置１は、キャリッジ２０を、主走査方向（Ｘ方向）に移動（往復動）させる移動機構６を備える。
移動機構６は、キャリッジ２０を移動させるキャリッジモーター６１と、両端が固定されたキャリッジガイド軸６２と、キャリッジガイド軸６２とほぼ平行に延在し、キャリッジモーター６１により駆動されるタイミングベルト６３と、を有している。
キャリッジ２０は、キャリッジガイド軸６２に往復動自在に支持されるとともに、タイミングベルト６３の一部に固定されている。そのため、キャリッジモーター６１によりタイミングベルト６３を正逆走行させると、キャリッジ２０がキャリッジガイド軸６２に案内されて往復動する。

キャリッジ２０には、印刷ヘッド２２が搭載されている。この印刷ヘッド２２は、媒体Ｐと対向する部分に、インクを個別にＺ方向に吐出する複数のノズルを有する。なお、印刷ヘッド２２は、カラー印刷のために、概略的に４個のブロックに分かれている。４個のブロックの各々は、それぞれブラック（Ｂｋ）、シアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、およびイエロー（Ｙ）のインクを吐出する。
なお、キャリッジ２０には、フレキシブルフラットケーブル１９０を介してメイン基板（この図では省略）から各種の制御信号等が供給される構成となっている。

印刷装置１は、媒体Ｐを、プラテン８０上で搬送させる搬送機構８を備える。搬送機構８は、駆動源である搬送モーター８１と、搬送モーター８１により回転し、媒体Ｐを副走査方向（Ｙ方向）に搬送する搬送ローラー８２と、を備える。

このような構成において、キャリッジ２０の主走査に合わせて印刷ヘッド２２のノズルから印刷データに応じてインクを吐出させるとともに、媒体Ｐを搬送機構８によって搬送する動作を繰り返すことで、媒体Ｐの表面に画像が形成される。
なお、本実施形態において主走査は、キャリッジ２０を移動させることで実行されるが、媒体Ｐを移動させることで実行しても良く、キャリッジ２０と媒体Ｐとの双方を移動させても良い。要は、媒体Ｐとキャリッジ２０（印刷ヘッド２２）とが相対的に移動する構成であれば良い。

図２は、印刷ヘッド２２におけるインクの吐出面を媒体Ｐからみた場合の構成を示す図である。この図に示されるように、印刷ヘッド２２は、４個のヘッドユニット３を有する。４個のヘッドユニット３の各々は、それぞれブラック（Ｂｋ）、シアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、およびイエロー（Ｙ）に対応し、主走査方向であるＸ方向に沿って配列する。

図３は、１個のヘッドユニット３におけるノズルの配列を示す図である。
この図に示されるように、１個のヘッドユニット３では、複数のノズルＮが２列で配列する。ここで、説明の便宜上、この２列をそれぞれノズル列ＮａおよびＮｂとする。

ノズル列ＮａおよびＮｂでは、それぞれ複数のノズルＮが、副走査方向であるＹ方向に沿ってピッチＰ１で配列する。また、ノズル列ＮａおよびＮｂ同士は、Ｘ方向にピッチＰ２だけ離間する。ノズル列Ｎａに属するノズルＮとノズル列Ｎｂに属するノズルＮとは、Ｙ方向に、ピッチＰ１の半分だけシフトした関係となっている。
このようにノズルＮを、ノズル列ＮａおよびＮｂの２列で、Ｙ方向にピッチＰ１の半分だけシフトして配置させることにより、Ｙ方向の解像度を、１列の場合と比較して実質的に倍に高めることができる。
なお、１個のヘッドユニット３におけるノズルＮの個数を便宜的にｍ（ｍは２以上の整数）とする。

ヘッドユニット３は、後述するように、ｍ個のノズルＮと、これらｍ個のノズルＮの各々に対応して設けられる圧電素子とを含むアクチュエーター基板に、各種の素子が実装された回路基板が接続された構成である。そこで説明の便宜のために、アクチュエーター基板の構造について説明する。
なお、本説明において、接続とは、２以上の要素間の直接的および間接的な結合を意味し、当該２つ以上の要素間に、１または２以上の中間要素が存在することも含む。上述の例でいえば、回路基板がアクチュエーター基板に例えばＦＰＣ（Flexible Printed Circuits）を介して接続される。

図４は、アクチュエーター基板の構造を示す断面図である。詳細には図３におけるｇ−ｇ線で破断した場合の断面を示す図である。
図４に示されるように、アクチュエーター基板４０は、流路基板４２のうち、Ｚ方向の負側の面上に圧力室基板４４と振動板４６とが設けられる一方、Ｚ方向の正側の面上にノズル板４１が設置された構造体である。
アクチュエーター基板４０の各要素は、概略的にはＹ方向に長尺な略平板状の部材であり、例えば接着剤等により互いに固定される。また、流路基板４２および圧力室基板４４は、例えばシリコンの単結晶基板で形成される。

ノズルＮは、ノズル板４１に形成される。ノズル列Ｎａに属するノズルに対応する構造と、ノズル列Ｎｂに属するノズルに対応する構造とは、Ｙ方向にピッチＰ１の半分だけシフトした関係にあるが、それ以外では、略対称に形成されるので、以下においてはノズル列Ｎａに着目してアクチュエーター基板４０の構造を説明することにする。

流路基板４２は、インクの流路を形成する平板材であり、開口部４２２と供給流路４２４と連通流路４２６とが形成される。供給流路４２４および連通流路４２６は、ノズル毎に形成され、開口部４２２は、複数のノズルにわたって連続するように形成されるとともに、対応する色のインクが供給される構造となっている。この開口部４２２は、液体貯留室Ｓｒとして機能し、当該液体貯留室Ｓｒの底面は、例えばノズル板４１によって構成される。具体的には、流路基板４２における開口部４２２と各供給流路４２４と連通流路４２６とを閉塞するように流路基板４２の底面に固定される。

圧力室基板４４のうち流路基板４２とは反対側の表面に振動板４６が設置される。振動板４６は、弾性的に振動可能な平板状の部材であり、例えば酸化シリコン等の弾性材料で形成された弾性膜と、酸化ジルコニウム等の絶縁材料で形成された絶縁膜との積層で構成される。振動板４６と流路基板４２とは、圧力室基板４４の各開口部４２２の内側で互い間隔をあけて対向する。各開口部４２２の内側で流路基板４２と振動板４６とに挟まれた空間は、インクに圧力を付与するキャビティ４４２として機能する。各キャビティ４４２は、流路基板４２の連通流路４２６を介してノズルＮに連通する。
振動板４６のうち圧力室基板４４とは反対側の表面には、ノズルＮ（キャビティ４４２）毎に圧電素子Ｐztが形成される。

圧電素子Ｐztは、振動板４６の面上に形成された複数の圧電素子Ｐztにわたって共通の駆動電極７２と、当該駆動電極７２の面上に形成された圧電体７４と、当該圧電体７４の面上に圧電素子Ｐzt毎に形成された個別の駆動電極７６とを包含する。このような構成において、駆動電極７２および７６によって圧電体７４を挟んで対向する領域が圧電素子Ｐztとして機能する。

圧電体７４は、例えば加熱処理（焼成）を含む工程で形成される。具体的には、複数の駆動電極７２が形成された振動板４６の表面に塗布された圧電材料を、焼成炉内での加熱処理により焼成してから圧電素子Ｐzt毎に成形（例えばプラズマを利用したミーリング）することで圧電体７４が形成される。

なお、ノズル列Ｎｂに対応する圧電素子Ｐztも同様に、駆動電極７２と、圧電体７４と、駆動電極７６とを包含した構成である。
また、この例では、圧電体７４に対し、共通の駆動電極７２を下層とし、個別の駆動電極７６を上層としたが、逆に駆動電極７２を上層とし、駆動電極７６を下層とする構成としても良い。

圧電素子Ｐztの一端である駆動電極７６には、吐出すべきインク量に応じた駆動信号の電圧Ｖoutが回路基板から個別に印加される一方、圧電素子Ｐztの他端である駆動電極７２には、電圧Ｖ_ＢＳの保持信号が共通に印加される。
このため、圧電素子Ｐztは、駆動電極７２および７６に印加された電圧に応じて、上または下方向に変位する。詳細には、駆動電極７６を介して印加される駆動信号の電圧Ｖoutが低くなると、圧電素子Ｐztにおける中央部分が両端部分に対して上方向に撓む一方、当該電圧Ｖoutが高くなると、下方向に撓む構成となっている。
ここで、上方向に撓めば、キャビティ４４２の内部容積が拡大（圧力が減少）するので、インクが液体貯留室Ｓｒから引き込まれる一方、下方向に撓めば、キャビティ４４２の内部容積が縮小（圧力が増加）するので、縮小の程度によっては、インク滴がノズルＮから吐出される。このように、圧電素子Ｐztに適切な駆動信号が印加されると、当該圧電素子Ｐztの変位によって、インクがノズルＮから吐出される。このため、少なくとも圧電素子Ｐzt、キャビティ４４２、およびノズルＮによってインクを吐出する吐出部が構成されることになる。

次に、印刷装置１の電気的な構成について説明する。

図５は、印刷装置１の電気的な構成を示すブロック図である。
この図に示されるように、印刷装置１は、メイン基板１００にフレキシブルフラットケーブル１９０を介してヘッドユニット３が接続された構成となっている。ヘッドユニット３は、アクチュエーター基板４０と、回路基板５０とに大別される。
なお、印刷装置１では、４個のヘッドユニット３が設けられ、メイン基板１００が、４個のヘッドユニット３をそれぞれ独立に制御する。４個のヘッドユニット３では、吐出するインクの色以外において異なることがないので、以下においては便宜的に１個のヘッドユニット３について代表して説明することにする。

図５に示されるように、メイン基板１００は、制御部１１０およびオフセット電圧生成回路１３０を含む。
このうち、制御部１１０は、ＣＰＵや、ＲＡＭ、ＲＯＭなどを有する一種のマイクロコンピューターであり、印刷対象となる画像データがホストコンピューター等から供給されたときに、所定のプログラムを実行して各部を制御するための各種の信号等をそれぞれ出力する。

具体的には、第１に、制御部１１０は、データｄＡおよびｄＢと、信号ＯＥａ、ＯＣａ、ＯＥｂおよびＯＣｂとを、それぞれ回路基板５０に供給する。
ここで、データｄＡは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを規定するデジタルのデータである。信号ＯＥａおよびＯＣａの各々は、それぞれデータｄＡで規定される駆動信号ＣＯＭ−Ａの波形の電圧変化に応じた論理レベルとなる信号であり、詳細については後述する。
同様に、データｄＢは、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを規定するデジタルのデータである。信号ＯＥｂおよびＯＣｂの各々は、それぞれ、データｄＢで規定される駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形の電圧変化に応じた論理レベルとなる信号であり、詳細については後述する。

第２に、制御部１１０は、移動機構６および搬送機構８に対する制御に同期して、ヘッドユニット３に各種の制御信号Ｃtrを供給する。なお、制御信号Ｃtrには、ノズルＮから吐出させるインクの量を規定する印刷データＳＩ、当該印刷データの転送に用いるクロック信号Ｓck、印刷周期等を規定する信号ＬＡＴ、ＣＨが含まれる。
なお、制御部１１０は、移動機構６および搬送機構８を制御するが、このような構成については既知であるので説明を省略する。

また、オフセット電圧生成回路１３０は、電圧Ｖ_ＢＳの保持信号を生成する。電圧Ｖ_ＢＳの保持信号は、フレキシブルフラットケーブル１９０および回路基板５０を介して、アクチュエーター基板４０における複数の圧電素子Ｐztの他端にわたって共通に印加される。電圧Ｖ_ＢＳの保持信号は、複数の圧電素子Ｐztの他端を、それぞれ一定の状態に保つためのものである。

一方、ヘッドユニット３において回路基板５０は、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂと、選択制御部５１０と、圧電素子Ｐztに一対一に対応した選択部５２０と、を有する。

駆動回路１２０ａは、データｄＡをアナログ信号に変換し、当該アナログ信号を、信号ＯＥａ、ＯＣａを用いて例えば電圧１０倍に増幅し、駆動能力を高めて（低インピーダンスに変換して）駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力する。
同様に、駆動回路１２０ｂは、データｄＢをアナログ信号に変換し、当該アナログ信号を、信号ＯＥｂ、ＯＣｂを用いて例えば電圧１０倍に増幅して駆動信号ＣＯＭ−Ｂとして出力する。
なお、詳細については後述するが、便宜的にデータｄＡをアナログに変換した信号をａinと表記し、データｄＢをアナログに変換した信号をｂinと表記する。また、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ａin）およびＣＯＭ−Ｂ（ｂin）については、それぞれ後述するように台形波形である。

選択制御部５１０は、選択部５２０の各々における選択をそれぞれ制御する。
詳細には、選択制御部５１０は、制御部１１０からクロック信号に同期して供給される印刷データを、ヘッドユニット３のノズル（圧電素子Ｐzt）の数個分、一旦蓄積するとともに、各選択部５２０に対し、印刷データにしたがって駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂの選択を、タイミング信号で規定される印刷周期の開始タイミングで指示する。
各選択部５２０は、選択制御部５１０による指示にしたがって、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂのいずれかを選択し（または、いずれも選択せずに）、電圧Ｖoutの駆動信号として、対応する圧電素子Ｐztの一端に印加する。

一方、ヘッドユニット３におけるアクチュエーター基板４０は、図４で説明したように、ノズルＮ毎に圧電素子Ｐztが１個ずつ設けられる。圧電素子Ｐztの各々における他端は共通接続されて、当該他端にはオフセット電圧生成回路１３０による電圧Ｖ_ＢＳが印加される。
なお、ヘッドユニット３では、アクチュエーター基板４０に回路基板５０が接続されるとともに、当該回路基板５０に、駆動回路１２０ａ、１２０ｂ、選択制御部５１０、および、複数の選択部５２０を構成する素子が、それぞれ実装される。

本実施形態において、１つのドットについては、１つのノズルＮからインクを最多で２回吐出させることで、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の４階調を表現させる。この４階調を表現するために、本実施形態では、２種類の駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを用意するとともに、各々の１周期をそれぞれ前半と後半とに分けている。そして、１周期のうち、前半および後半の各々において駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを、表現すべき階調に応じた選択して（または選択しないで）、圧電素子Ｐztに供給する構成となっている。
そこで先に、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂについて説明し、この後、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを選択するための選択制御部５１０および選択部５２０の詳細な構成について説明する。

図６は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂの波形等を示す図である。
図に示されるように、駆動信号ＣＯＭ−Ａは、印刷周期Ｔａのうち、制御信号ＬＡＴが出力されて（立ち上がって）から制御信号ＣＨが出力されるまでの期間Ｔ１に配置された台形波形Ａｄｐ１と、印刷周期Ｔａのうち、制御信号ＣＨが出力されてから次の制御信号ＬＡＴが出力されるまでの期間Ｔ２に配置された台形波形Ａｄｐ２とを繰り返す波形となっている。

本実施形態において台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２とは、互いにほぼ同一の波形であり、仮にそれぞれが圧電素子Ｐztの一端である駆動電極７６に供給されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから所定量、具体的には中程度の量のインクをそれぞれ吐出させる波形である。

駆動信号ＣＯＭ−Ｂは、期間Ｔ１に配置された台形波形Ｂｄｐ１と、期間Ｔ２に配置された台形波形Ｂｄｐ２とを繰り返す波形となっている。本実施形態において台形波形Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２とは、互いに異なる波形である。このうち、台形波形Ｂｄｐ１は、ノズルＮ付近のインクを微振動させてインクの粘度の増大を防止するための波形である。このため、仮に台形波形Ｂｄｐ１が圧電素子Ｐztの一端に供給されたとしても、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮからインク滴が吐出されない。また、台形波形Ｂｄｐ２は、台形波形Ａｄｐ１（Ａｄｐ２）とは異なる波形となっている。仮に台形波形Ｂｄｐ２が圧電素子Ｐztの一端に供給されたとしたならば、当該圧電素子Ｐztに対応するノズルＮから上記所定量よりも少ない量のインクを吐出させる波形である。

台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２の開始タイミングでの電圧と、終了タイミングでの電圧とは、いずれも電圧Ｖcenで共通である。すなわち、台形波形Ａｄｐ１、Ａｄｐ２、Ｂｄｐ１、Ｂｄｐ２の各々は、それぞれ電圧Ｖcenで開始し、電圧Ｖcenで終了する波形となっている。

なお、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）は、データｄＡ（ｄＢ）をアナログに変換した信号ａin（ｂin）を、電圧増幅して（インピーダンス変換して）駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）として出力するものである。このため、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）電圧波形は、多少の誤差を伴うものの、増幅前のアナログの信号ａin（ｂin）の電圧波形をそれぞれ１０倍とした相似形の関係にある。

制御部１１０は、駆動信号ＣＯＭ−Ａ（信号ａin）の台形波形に応じて、次のような論理レベルとなる信号ＯＥａおよびＯＣａの各々を駆動回路１２０ａにそれぞれ供給する。詳細には、第１に、制御部１１０は、信号ＯＥａを、駆動信号ＣＯＭ−Ａについて電圧を低下させる期間と電圧を上昇させる期間とにわたってＬレベルとし、それ以外の駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧を一定とさせる期間にわたってＨレベルとする。第２に、制御部１１０は、信号ＯＣａを、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧を上昇させる期間にわたってＬレベルとし、それ以外の期間にわたってＨレベルとする。
これにより、駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形において電圧が一定となる期間では、信号ＯＥａがＨレベルとなり、電圧が変化する期間では、信号ＯＥａがＬレベルとなる。さらに、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧が変化する期間（すなわち信号ＯＥａがＬレベルとなる期間）のうち、電圧が低下する期間では信号ＯＣａがＨレベルとなり、電圧が上昇する期間では信号ＯＣａがＬレベルとなる。

同様に、制御部１１０は、駆動信号ＣＯＭ−Ｂ（信号ｂin）の台形波形に応じて、次のような論理レベルとなる信号ＯＥｂおよびＯＣｂの各々を駆動回路１２０ｂにそれぞれ供給する。詳細には、第１に、制御部１１０は、信号ＯＥｂを、駆動信号ＣＯＭ−Ｂ（信号ｂin）について電圧を低下させる期間と電圧を上昇させる期間とにわたってＬレベルとし、それ以外の駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧を一定とさせる期間にわたってＨレベルとする。第２に、制御部１１０は、信号ＯＣｂを、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧を上昇させる期間にわたってＬレベルとし、それ以外の期間にわたってＨレベルとする。
これにより、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形において電圧が一定となる期間では、信号ＯＥｂがＨレベルとなり、電圧が変化する期間では、信号ＯＥｂがＬレベルとなる。さらに、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの電圧が変化する期間（すなわち信号ＯＥｂがＬレベルとなる期間）のうち、電圧が低下する期間では信号ＯＣｂがＨレベルとなり、電圧が上昇する期間では信号ＯＣｂがＬレベルとなる。

図７は、図５における選択制御部５１０の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択制御部５１０には、クロック信号Ｓck、印刷データＳＩ、制御信号ＬＡＴおよびＣＨが供給される。選択制御部５１０では、シフトレジスタ（Ｓ／Ｒ）５１２とラッチ回路５１４とデコーダー５１６との組が、圧電素子Ｐzt（ノズルＮ）のそれぞれに対応して設けられている。

印刷データＳＩは、印刷周期Ｔａにわたって、着目しているヘッドユニット３において、すべてのノズルＮによって形成すべきドットを規定するデータである。本実施形態では、非記録、小ドット、中ドットおよび大ドットの４階調を表現するために、ノズル１個分の印刷データは、上位ビット（ＭＳＢ）および下位ビット（ＬＳＢ）の２ビットで構成される。
印刷データＳＩは、クロック信号Ｓckに同期してノズルＮ（圧電素子Ｐzt）毎に、媒体Ｐの搬送に合わせて制御部１１０から供給される。当該印刷データＳＩを、ノズルＮに対応して２ビット分、一旦保持するための構成がシフトレジスタ５１２である。
詳細には、ｍ個の圧電素子Ｐzt（ノズル）の各々に対応した計ｍ段のシフトレジスタ５１２が縦続接続されるとともに、図において左端に位置する１段のシフトレジスタ５１２に供給された印刷データＳＩが、クロック信号Ｓckにしたがって順次後段（下流側）に転送される構成となっている。
なお、図では、シフトレジスタ５１２を区別するために、印刷データＳＩが供給される上流側から順番に１段、２段、…、ｍ段と表記している。

ラッチ回路５１４は、シフトレジスタ５１２で保持された印刷データＳＩを制御信号ＬＡＴの立ち上がりでラッチする。
デコーダー５１６は、ラッチ回路５１４によってラッチされた２ビットの印刷データＳＩをデコードして、制御信号ＬＡＴと制御信号ＣＨとで規定される期間Ｔ１、Ｔ２ごとに、選択信号Ｓａ、Ｓｂを出力して、選択部５２０での選択を規定する。

図８は、デコーダー５１６におけるデコード内容を示す図である。
この図において、ラッチされた２ビットの印刷データＳＩについては（ＭＳＢ、ＬＳＢ）と表記している。デコーダー５１６は、例えばラッチされた印刷データＳＩが（０、１）であれば、選択信号Ｓａ、Ｓｂの論理レベルを、期間Ｔ１ではそれぞれＨ、Ｌレベルで、期間Ｔ２ではそれぞれＬ、Ｈレベルで、出力するということを意味している。
なお、選択信号Ｓａ、Ｓｂの論理レベルについては、クロック信号Ｓck、印刷データＳＩ、制御信号ＬＡＴおよびＣＨの論理レベルよりも、レベルシフター（図示省略）によって、高振幅論理にレベルシフトされる。

図９は、図５における選択部５２０の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択部５２０は、インバーター（ＮＯＴ回路）５２２ａおよび５２２ｂと、トランスファーゲート５２４ａおよび５２４ｂとを有する。
デコーダー５１６からの選択信号Ｓａは、トランスファーゲート５２４ａにおいて丸印が付されていない正制御端に供給される一方で、インバーター５２２ａによって論理反転されて、トランスファーゲート５２４ａにおいて丸印が付された負制御端に供給される。同様に、選択信号Ｓｂは、トランスファーゲート５２４ｂの正制御端に供給される一方で、インバーター５２２ｂによって論理反転されて、トランスファーゲート５２４ｂの負制御端に供給される。
トランスファーゲート５２４ａの入力端には、駆動信号ＣＯＭ−Ａが供給され、トランスファーゲート５２４ｂの入力端には、駆動信号ＣＯＭ−Ｂが供給される。トランスファーゲート５２４ａおよび５２４ｂの出力端同士は、共通接続されるとともに、対応する圧電素子Ｐztの一端に接続される。
トランスファーゲート５２４ａは、選択信号ＳａがＨレベルであれば、入力端および出力端の間を導通（オン）させ、選択信号ＳａがＬレベルであれば、入力端と出力端との間を非導通（オフ）させる。トランスファーゲート５２４ｂについても同様に選択信号Ｓｂに応じて、入力端および出力端の間をオンオフさせる。

図６に示されるように、印刷データＳＩは、ノズル毎に、クロック信号Ｓckに同期して供給されて、ノズルに対応するシフトレジスタ５１２において順次転送される。そして、クロック信号Ｓckの供給が停止すると、シフトレジスタ５１２のそれぞれには、各ノズルに対応した印刷データＳＩが保持された状態になる。
ここで、制御信号ＬＡＴが立ち上がると、ラッチ回路５１４のそれぞれは、シフトレジスタ５１２に保持された印刷データＳＩを一斉にラッチする。図６において、Ｌ１、Ｌ２、…、Ｌｍ内の数字は、１段、２段、…、ｍ段のシフトレジスタ５１２に対応するラッチ回路５１４によってラッチされた印刷データＳＩを示している。

デコーダー５１６は、ラッチされた印刷データＳＩで規定されるドットのサイズに応じて、期間Ｔ１、Ｔ２のそれぞれにおいて、選択信号Ｓａ、Ｓａの論理レベルを図８に示されるような内容で出力する。
すなわち、第１に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（１、１）であって、大ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてもＨ、Ｌレベルとする。第２に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（０、１）であって、中ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとする。第３に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（１、０）であって、小ドットのサイズを規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＬ、Ｌレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとする。第４に、デコーダー５１６は、当該印刷データＳＩが（０、０）であって、非記録を規定する場合、選択信号Ｓａ、Ｓｂを、期間Ｔ１においてＬ、Ｈレベルとし、期間Ｔ２においてＬ、Ｌレベルとする。

図１０は、印刷データＳＩに応じて選択されて、圧電素子Ｐztの一端に供給される駆動信号の電圧波形を示す図である。
印刷データＳＩが（１、１）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオンし、トランスファーゲート５２４ｂがオフする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１が選択される。選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてもＨ、Ｌレベルとなるので、選択部５２０は、駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ２を選択する。
このように期間Ｔ１において台形波形Ａｄｐ１が選択され、期間Ｔ２において台形波形Ａｄｐ２が選択されて、駆動信号として圧電素子Ｐztの一端に供給されると、当該圧電素子Ｐztに対応したノズルＮから、中程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐにはそれぞれのインクが着弾し合体して、結果的に、印刷データＳＩで規定される通りの大ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（０、１）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＨ、Ｌレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオンし、トランスファーゲート５２４ｂはオフする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ａの台形波形Ａｄｐ１が選択される。次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとなるので、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２が選択される。
したがって、ノズルから、中程度および小程度の量のインクが２回にわけて吐出される。このため、媒体Ｐには、それぞれのインクが着弾して合体して、結果的に、印刷データＳＩで規定された通りの中ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（１、０）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてともにＬレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂがオフする。このため、期間Ｔ１において台形波形Ａｄｐ１、Ｂｄｐ１のいずれも選択されない。トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂがともにオフする場合、当該トランスファーゲート５２４ａ、５２４ｂの出力端同士の接続点から圧電素子Ｐztの一端までの経路は、電気的にどの部分にも接続されないハイ・インピーダンス状態になる。ただし、圧電素子Ｐztの両端では、自己が有する容量性によって、トランスファーゲートがオフする直前の電圧（Ｖcen−Ｖ_ＢＳ）が保持される。
次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてＬ、Ｈレベルとなるので、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ２が選択される。このため、ノズルＮから、期間Ｔ２においてのみ小程度の量のインクが吐出されるので、媒体Ｐには、印刷データＳＩで規定された通りの小ドットが形成されることになる。

印刷データＳＩが（０、０）であるとき、選択信号Ｓａ、Ｓｂは、期間Ｔ１においてＬ、Ｈレベルとなるので、トランスファーゲート５２４ａがオフし、トランスファーゲート５２４ｂがオンする。このため、期間Ｔ１において駆動信号ＣＯＭ−Ｂの台形波形Ｂｄｐ１が選択される。次に、選択信号Ｓａ、Ｓｂは期間Ｔ２においてともにＬレベルとなるので、台形波形Ａｄｐ２、Ｂｄｐ２のいずれも選択されない。
このため、期間Ｔ１においてノズルＮ付近のインクが微振動するのみであり、インクは吐出されないので、結果的に、ドットが形成されない、すなわち、印刷データＳＩで規定された通りの非記録になる。

このように、選択部５２０は、選択制御部５１０による指示にしたがって駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂを選択し（または選択しないで）、圧電素子Ｐztの一端に印加する。このため、各圧電素子Ｐztは、印刷データＳＩで規定されるドットのサイズに応じて駆動されることになる。
なお、図６に示した駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂはあくまでも一例である。実際には、媒体Ｐの性質や搬送速度などに応じて、予め用意された様々な波形の組み合わせが用いられる。
また、ここでは、圧電素子Ｐztが、電圧の低下に伴って上方向に撓む例で説明したが、駆動電極７２、７６に印加する電圧を逆転させると、圧電素子Ｐztは、電圧の低下に伴って下向に撓むことになる。このため、圧電素子Ｐztが、電圧の低下に伴って下方向に撓む構成では、図に例示した駆動信号ＣＯＭ−Ａ、ＣＯＭ−Ｂが、電圧Ｖcenを基準に反転した波形となる。

次に、回路基板５０における駆動回路１２０ａ、１２０ｂについて、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する側の駆動回路１２０ａを例にとって説明する。

図１１は、駆動回路１２０ａの構成を示す図である。この図に示されるように、駆動回路１２０ａは、補助電源Ｅａ、Ｅｂ、ＥｃおよびＥｄと、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ、Digital to Analog Converter）２１０と、差動増幅器２２１と、セレクター２２３と、ゲートセレクター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄと、比較器３００と、４つのトランジスター対と、抵抗素子Ｒ１およびＲ２と、コンデンサーＣ０とを含む。
このうち、補助電源Ｅａは電圧Ｖ_Ａを出力し、補助電源Ｅｂは電圧Ｖ_Ｂを出力し、補助電源Ｅｃは電圧Ｖ_Ｃを出力し、補助電源Ｅｄは電圧Ｖ_Ｄを出力する。

図１２は、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄについて説明するための図である。
この図に示されるように、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄの各々は、それぞれ順番に１０．５Ｖ、２１．０Ｖ、３１．５Ｖ、および４２．０Ｖである。駆動回路１２０ａでは、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄを基準として次のような電圧範囲が規定される。詳細には、電圧ゼロのグランドＧnd以上電圧Ｖ_Ａ未満の範囲が第１範囲として規定され、電圧Ｖ_Ａ以上電圧Ｖ_Ｂ未満の範囲が第２範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｂ以上電圧Ｖ_Ｃ未満の範囲が第３範囲として規定され、電圧Ｖ_Ｃ以上電圧Ｖ_Ｄ未満の範囲が第４範囲として規定されている。
なお、補助電源Ｅａ、Ｅｂ、ＥｃおよびＥｄの各々は、例えば図示省略した主電源から電圧の供給を受けて、それぞれ順番に電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄにそれぞれ生成する。

図１１の説明に戻すと、ＤＡＣ２１０は、デジタルのデータｄＡをアナログの信号ａinに変換する。
差動増幅器２２１の負入力端（−）には信号ａinが供給される一方、正入力端（＋）にはノードＮ３の電圧Ｏut2が印加されている。このため、差動増幅器２２１は、電圧Ｏut2から、入力である信号ａinの電圧Ｖinを減算した差電圧を増幅した信号（制御信号）を出力することになる。
なお、差動増幅器２２１は、例えば電源の低位側をグランドＧndとして電源の高位側を電圧Ｖ_Ａとしている。このため、差動増幅器２２１の出力電圧は、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲となる。

セレクター（選択部）２２３は、信号ＯＥａおよびＯＣａの論理レベルに応じて、次のような２つの信号を選択して、それぞれ信号Ｇt1およびＧt2として出力する。
詳細には、セレクター２２３は、信号ＯＥａがＬレベルであって、かつ、信号ＯＣａがＬレベルであれば、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。
一方、セレクター２２３は、信号ＯＥａがＬレベルであって、かつ、信号ＯＣａがＨレベルであれば、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択する。
なお、セレクター２２３は、信号ＯＥａがＨレベルであれば、信号ＯＣａの論理レベルとは無関係に、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。

換言すれば、セレクター２２３は、第１に、駆動信号ＣＯＭ−Ａの増幅前である信号ａinの電圧上昇期間であれば、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択し、第２に、信号ａinの電圧下降期間であれば、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、第３に、信号ａinの電圧平坦期間であれば、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。
なお、セレクター２２３は、図示省略しているが、電源の低位側をグランドＧndとし、電源の高位側を電圧Ｖ_Ａとしている。このため、セレクター２２３の出力電圧については、差動増幅器２２１の出力信号が選択されてときには、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲であり、Ｈレベルが電圧Ｖ_Ａとなり、ＬレベルがグランドＧndとなる。

比較器３００は、信号ａinの電圧が、信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃを基準にして、どの電圧範囲に含まれるかを判別して、当該判別の結果に応じて、それぞれ次のように選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄを出力する。
詳細には、比較器３００は、選択信号Ｓａについては、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧がグランドＧnd以上（Ｖ_Ａ＋α）未満の範囲であればＨレベルとし、それ以外の範囲であればＬレベルとする。なお、例えば信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ａ＋α）未満であるときとは、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満であるときである。
また、比較器３００は、選択信号Ｓｂについては、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ａ−α）以上（Ｖ_Ｂ＋α）未満の範囲であればＨレベルとし、それ以外の範囲であればＬレベルとする。
同様に、比較器３００は、選択信号Ｓｃについては、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ｂ−α）以上（Ｖ_Ｃ＋α）未満の範囲であればＨレベルとし、それ以外の範囲であればＬレベルとする。
比較器３００は、選択信号Ｓｄについては、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ｃ−α）以上Ｖ_Ｄ未満の範囲であればＨレベルとし、それ以外の範囲であればＬレベルとする。
ここで、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ａ−α）以上（Ｖ_Ａ＋α）未満である場合、選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベル（選択信号ＳｃおよびＳｄがともにＬレベル）となる。
また、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ｂ−α）以上（Ｖ_Ｂ＋α）未満である場合、選択信号ＳｂおよびＳｃがともにＨレベル（選択信号ＳａおよびＳｄがともにＬレベル）となり、（Ｖ_Ｃ−α）以上（Ｖ_Ｃ＋α）未満である場合、選択信号ＳｃおよびＳｄがともにＨレベル（選択信号ＳａおよびＳｂがともにＬレベル）となる。
まとめると、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄの各々がＨレベルとなるのは、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が、図１２において太線の範囲にある場合である。

次に、このような選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄを出力する比較器３００の具体例について説明する。

図１３は、比較器３００の具体例についての構成を示す図である。
この図の例において比較器３００は、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１９、演算増幅器３２１〜３２６、ＮＯＴ回路３３１〜３３３、ＡＮＤ回路３４１および３４２を含む。

このうち、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１３は、グランドＧndと電圧Ｖ_Ａの給電点との間で直列に接続されて、電圧Ｖ_Ａを分圧することによって次の２つの電圧を生成し、比較対象として演算増幅器３２１および３２２に給電している。詳細には、抵抗素子Ｒ１１およびＲ１２の接続点で電圧（Ｖ_Ａ−α）／１０が生成されて、演算増幅器３２１の正入力端（＋）に給電され、抵抗素子Ｒ１２およびＲ１３の接続点で電圧（Ｖ_Ａ＋α）／１０が生成されて、演算増幅器３２２の正入力端（＋）に給電される。
同様に、抵抗素子Ｒ１４〜Ｒ１６は、グランドＧndと電圧Ｖ_Ｂの給電点との間で直列に接続されて、電圧Ｖ_Ｂを分圧することによって次の２つの電圧を生成し、比較対象として演算増幅器３２３および３２４に給電している。詳細には、抵抗素子Ｒ１４およびＲ１５の接続点で電圧（Ｖ_Ｂ−α）／１０が生成されて、演算増幅器３２３の正入力端（＋）に給電され、抵抗素子Ｒ１５およびＲ１６の接続点で電圧（Ｖ_Ｂ＋α）／１０が生成されて、演算増幅器３２４の正入力端（＋）に給電される。
抵抗素子Ｒ１７〜Ｒ１９は、グランドＧndと電圧Ｖ_Ｃの給電点との間で直列に接続されて、電圧Ｖ_Ｃを分圧することによって次の２つの電圧を生成し、比較対象として演算増幅器３２５および３２６に給電している。詳細には、抵抗素子Ｒ１７およびＲ１８の接続点で電圧（Ｖ_Ｃ−α）／１０が生成されて、演算増幅器３２５の正入力端（＋）に給電され、抵抗素子Ｒ１８およびＲ１９の接続点で電圧（Ｖ_Ｃ＋α）／１０が生成されて、演算増幅器３２６の正入力端（＋）に給電される。

演算増幅器３２１〜３２６の各々は、正入力端（＋）の電圧が負入力端（−）の電圧以上である場合にＨレベルを出力し、正入力端（＋）の電圧が負入力端（−）の電圧未満である場合にＬレベルを出力するコンパレーターである。
演算増幅器３２１〜３２６における各負入力端（−）には、それぞれ信号ａinが共通に供給されている。
演算増幅器３２１の出力信号は、ＮＯＴ回路３３１により論理反転されて、ＡＮＤ回路３４１の入力端の一方に供給される。
演算増幅器３２２の出力信号は、選択信号Ｓａとしてゲートセレクター２７０ａ（図１１参照）に供給される。
演算増幅器３２３の出力信号は、ＮＯＴ回路３３２により論理反転されて、ＡＮＤ回路３４２の入力端の一方に供給される。
演算増幅器３２４の出力信号は、ＡＮＤ回路３４１の入力端の他方に供給される。
ＡＮＤ回路３４１の出力信号は、選択信号Ｓｂとしてゲートセレクター２７０ｂ（図１１参照）に供給される。
演算増幅器３２５の出力信号は、ＮＯＴ回路３３３により論理反転されて、選択信号Ｓｄとしてゲートセレクター２７０ｄ（図１１参照）に供給される。
演算増幅器３２６の出力信号は、ＡＮＤ回路３４２の入力端の他方に供給される。
ＡＮＤ回路３４２の出力信号は、選択信号Ｓｃとしてゲートセレクター２７０ｃ（図１１参照）に供給される。

図１３の具体例によれば、信号ａinの電圧Ｖinが（Ｖ_Ａ−α）／１０未満であれば、すなわち、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ａ＋α）未満であれば、演算増幅器３２２の出力信号である選択信号ＳａがＨレベルとなる。
また、電圧Ｖinが（Ｖ_Ａ−α）／１０以上（Ｖ_Ｂ＋α）／１０未満であれば、すなわち、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ａ−α）以上（Ｖ_Ｂ＋α）未満の範囲であれば、ＡＮＤ回路３４１の出力信号である選択信号ＳｂがＨレベルとなる。
同様に、電圧Ｖinが（Ｖ_Ｂ−α）／１０以上（Ｖ_Ｃ＋α）／１０未満であれば、すなわち、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ｂ−α）以上（Ｖ_Ｃ＋α）未満の範囲であれば、ＡＮＤ回路３４２の出力信号である選択信号ＳｃがＨレベルとなり、電圧Ｖinが（Ｖ_Ｃ−α）／１０以上であれば、すなわち、信号ａinを電圧１０倍で増幅したときの電圧が（Ｖ_Ｃ−α）以上であれば、演算増幅器３２５の出力信号をＮＯＴ回路３３３で論理反転した信号である選択信号ＳｄがＨレベルとなる。

次に、説明の便宜上、４つのトランジスター対について説明する。
この例において、４つのトランジスター対は、トランジスター２３１ａ、２３２ａの対、トランジスター２３１ｂ、２３２ｂの対、トランジスター２３１ｃ、２３２ｃの対、および、トランジスター２３１ｄ、２３２ｄの対によって構成される。
４つのトランジスター対を構成する計８つのトランジスターのうち、トランジスター２３１ａ、２３１ｂ、２３１ｃ、２３１ｄが、ハイサイドであって例えばＰチャネル型の電界効果トランジスターであり、トランジスター２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄが、ローサイドであって、例えばＮチャネル型の電界効果トランジスターである。

トランジスター２３１ａについては、ソース端子に電圧Ｖ_Ａが印加され、ドレイン端子がノードＮ２に接続される。トランジスター２３２ａについては、ソース端子がグランドＧndに接地され、ドレイン端子がノードＮ２に接続される。
同様に、トランジスター２３１ｂ（２３１ｃ、２３１ｄ）については、ソース端子に電圧Ｖ_Ｂ（Ｖ_Ｃ、Ｖ_Ｄ）が印加され、ドレイン端子がノードＮ２に接続される。トランジスター２３２ｂ（２３２ｃ、２３２ｄ）については、ソース端子に電圧Ｖ_Ａ（Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ）が印加され、ドレイン端子がノードＮ２に接続される。

なお、例えばトランジスター２３１ａを第１ハイサイドトランジスターとし、トランジスター２３２ａを第１ローサイドトランジスターとした場合、トランジスター２３１ｂが第２ハイサイドトランジスターとなり、トランジスター２３２ｂが第２ローサイドトランジスターとなる。

ゲートセレクター２７０ａは、電源の低位側をグランドＧndとし、高位側を電圧Ｖ_Ａとして、入力端Ｅnbに供給された選択信号ＳａがＨレベルのときにイネーブルされ、Ｌレベルにディセーブルされる。ゲートセレクター２７０ａは、イネーブルされたときに、セレクター２２３から出力される信号Ｇt1およびＧt2の各々をそれぞれレベルシフトして、トランジスター２３１ａのゲート端子、および、トランジスター２３２ａのゲート端子にそれぞれ供給する。詳細には、ゲートセレクター２７０ａは、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源のグランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ａのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ａのゲート端子に供給する。
なお、信号Ｇt1およびＧt2の最低電圧から最高電圧までの範囲は、グランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの範囲に一致しているので、ゲートセレクター２７０ａに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1を０Ｖシフトして（そのまま）トランジスター２３１ａのゲート端子に、信号Ｇt2を０Ｖシフトしてトランジスター２３２ａのゲート端子に、それぞれ供給する。

ゲートセレクター２７０ｂは、電源の低位側を電圧Ｖ_Ａとし、高位側を電圧Ｖ_Ｂとして、入力端に供給された選択信号ＳｂがＨレベルのときにイネーブルされ、Ｌレベルにディセーブルされる。ゲートセレクター２７０ｂは、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ａから電圧Ｖ_Ｂまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電圧Ｖ_Ａから電圧Ｖ_Ｂまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。すなわち、ゲートセレクター２７０ｂに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1に１０．５Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2に１０．５Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。

同様に、ゲートセレクター２７０ｃは、電源の低位側を電圧Ｖ_Ｂとし、高位側を電圧Ｖ_Ｃとして、入力端Ｅnbに供給された選択信号ＳｃがＨレベルのときにイネーブルされ、Ｌレベルにディセーブルされる。ゲートセレクター２７０ｃは、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ｂから電圧Ｖ_Ｃまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｃのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電圧Ｖ_Ｂから電圧Ｖ_Ｃまでの範囲にレベシフトして、トランジスター２３２ｃのゲート端子に供給する。すなわち、ゲートセレクター２７０ｃに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1に２１．０Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｃのゲート端子に供給し、信号Ｇt2に２１．０Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｃのゲート端子に供給する。
同様に、ゲートセレクター２７０ｄは、電源の低位側を電圧Ｖ_Ｃとし、高位側を電圧Ｖ_Ｄとするものであり、イネーブルされたときに、信号Ｇt1の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電源の電圧Ｖ_Ｃから電圧Ｖ_Ｄまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３１ｄのゲート端子に供給し、信号Ｇt2の最低電圧から最高電圧までの範囲を、電圧Ｖ_Ｃから電圧Ｖ_Ｄまでの範囲にレベルシフトして、トランジスター２３２ｄのゲート端子に供給する。すなわち、ゲートセレクター２７０ｄに限っていえば、イネーブルされたときに、信号Ｇt1に３１．５Ｖを上乗せしてトランジスター２３１ｄのゲート端子に供給し、信号Ｇt2に３１．５Ｖを上乗せしてトランジスター２３２ｄのゲート端子に供給する。

なお、ゲートセレクター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、および２７０ｄの各々は、ディセーブルされたとき、それぞれに対応する２つのトランジスターをそれぞれオフとさせる信号を出力する。すなわち、ゲートセレクター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄは、ディセーブルされると、信号Ｇt1を強制的にＨレベルに変換し、信号Ｇt2を強制的にＬレベルに変換する。
ここでいうＨレベル（およびＬレベル）は、ゲートセレクター２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃおよび２７０ｄのそれぞれにおける電源の高位側電圧（および低位側電圧）である。例えば、ゲートセレクター２７０ｂは、電圧Ｖ_Ｂと電圧Ｖ_Ａとを電源とするので、高位側の電圧Ｖ_ＢがＨレベルであり、低位側の電圧Ｖ_ＡがＬレベルである。

さて、出力端であるノードＮ２からは駆動信号ＣＯＭ−Ａが出力される。この駆動信号ＣＯＭ−Ａは、抵抗素子Ｒ１を介して差動増幅器２２１の正入力端（＋）に帰還される。この例では、便宜的に、差動増幅器２２１の正入力端（＋）をノードＮ３と表記する一方、当該ノードＮ３の電圧をＯut2と表記している。
ノードＮ３は、抵抗素子Ｒ２を介してグランドＧndに接地される。このため、ノードＮ３の電圧Ｏut2は、ノードＮ２の電圧Ｏutの電圧を、抵抗素子Ｒ１およびＲ２の抵抗値で規定される比、すなわち、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）で分圧した電圧となる。本実施形態において、分圧比は、駆動回路１２０における電圧増幅率の逆数である１／１０に設定される。このため、ノードＮ３における電圧Ｏut2は、ノードＮ２における電圧Ｏutの１／１０という関係となる。

なお、ダイオードｄ１、ｄ２は逆流防止用である。ダイオードｄ１の順方向は、トランジスター２３１ａ、２３１ｂおよび２３１ｃのドレイン端子からノードＮ２に向かう方向であり、ダイオードｄ２の順方向は、ノードＮ２からトランジスター２３１ｂ、２３１ｃおよび２３１ｄのドレイン端子に向かう方向である。
ノードＮ２の電圧Ｏutは電圧Ｖ_Ｄよりも高くならないので、逆流を考慮する必要がない。このため、トランジスター２３１ｄに対してダイオードｄ１は設けられていない。同様にノードＮ２の電圧Ｏutは電圧ゼロのグランドＧndよりも低くならないので、トランジスター２３２ａに対してダイオードｄ２は設けられていない。
また、コンデンサーＣ０は、異常発振の防止等のために設けられ、一端がノードＮ２に接続され、他端が一定電位の、例えばグランドＧndに接地されている。

なおここでは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する駆動回路１２０ａを例にとって説明したが、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する駆動回路１２０ｂの構成については、駆動回路１２０ａと同一であって、入出力信号だけが異なる。すなわち、駆動回路１２０ｂは、信号ＯＥａの代わりに信号ＯＥｂが、信号ＯＣａの代わりに信号ＯＣｂが、データｄＡの代わりにデータｄＢが、それぞれ入力される一方、ノードＮ２から駆動信号ＣＯＭ−Ｂが出力される構成となる。

次に、駆動回路１２０ａの動作について説明する。

図１４は、駆動回路１２０ａの動作を説明するための図である。この図に示されるように、また、上述したように信号ａinの電圧波形は、図６に示した駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧波形を増幅前の１／１０に縮小した相似形である。

なお、信号ａinについては、図１４に示されるような波形で時間経過とともに推移する、として説明する。
ここで、台形波形である信号ａinにおける開始・終了電圧のＶcen／１０が、（Ｖ_Ｂ＋α）／１０以上（Ｖ_Ｃ−α）／１０未満であり、最低電圧がグランドＧnd以上（Ｖ_Ａ−α）／１０未満であり、最高電圧が（Ｖ_Ｃ＋α）／１０以上Ｖ_Ｄ未満であるとする。

また、台形波形の信号ａinの電圧Ｖinは、台形波形の当初においてＶcen／１０で第３範囲にあり、電圧低下とともに第２範囲および第１範囲に移行して最低電圧のｍinで一定となり、電圧上昇とともに第１範囲、第２範囲、第３範囲、および第４範囲に移行して最高電圧ｍaxで一定となり、再び電圧低下して第４範囲および第３範囲に移行して、電圧Ｖcen／１０で一定となるものとする。
なお、ここでは信号ａinを基準にしているので、各電圧範囲は、駆動信号ＣＯＭ−Ａを基準にしてみたとき（図１２参照）の１／１０とした関係にある。

比較器３００は、台形波形の信号ａinの電圧がＶcen／１０から低下し、タイミングｔ_１において（Ｖ_Ｂ＋α）／１０未満になると、選択信号ＳｂをＬレベルからＨレベルに切り替え、タイミングｔ_２において（Ｖ_Ｂ−α）／１０未満になると、選択信号ＳｃをＨレベルからＬレベルに切り替える。
比較器３００は、信号ａinの電圧がさらに低下し、タイミングｔ_３において（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満になると、選択信号ＳａをＬレベルからＨレベルに切り替え、タイミングｔ_４において（Ｖ_Ａ−α）未満になると、選択信号ＳｂをＬレベルに切り替える。
信号ａinの電圧がさらに低下し、最低電圧で一定となり、その後、上昇に転じて、タイミングｔ_５において（Ｖ_Ａ−α）／１０以上になると、比較器３００は、選択信号ＳｂをＬレベルからＨレベルに切り替える。
比較器３００は、信号ａinの電圧がさらに上昇し、タイミングｔ_６において（Ｖ_Ａ＋α）／１０以上になると、選択信号ＳａをＬレベルに切り替え、タイミングｔ_７において（Ｖ_Ｂ−α）以上になると、選択信号ＳｃをＨレベルに切り替える。
比較器３００は、信号ａinの電圧が引き続き上昇し、タイミングｔ_８において（Ｖ_Ｂ＋α）／１０以上になると、選択信号ＳｂをＬレベルに切り替え、タイミングｔ_９において（Ｖ_Ｃ−α）以上になると、選択信号ＳｄをＨレベルに切り替え、タイミングｔ_１０において（Ｖ_Ｃ＋α）／１０以上になると、選択信号ＳｃをＬレベルに切り替える。
信号ａinの電圧がさらに上昇して最高電圧で一定となり、その後、低下に転じ、タイミングｔ_１１において（Ｖ_Ｃ＋α）／１０未満になると、比較器３００は、選択信号ＳｃをＨレベルに切り替え、タイミングｔ_１２において（Ｖ_Ｃ−α）未満になると、選択信号ＳｄをＬレベルに切り替える。

このように信号ａinの電圧の推移に応じて選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄの各々の論理レベルが変化する。この変化において、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、Ｈレベルとなるのは、１つか、または、隣り合うもの同士の２つである。なお、ここでいう隣り合うもの同士とは、選択信号ＳａおよびＳｂ同士、選択信号ＳｂおよびＳｃ同士、または、選択信号ＳｃおよびＳｄ同士のいずれかをいう。

そこで次に、トランジスター対の動作について、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、１つがＨレベルとなる場合と、２つがＨレベルとなる場合とにわけて説明する。

まず、トランジスター対の動作について、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、１つがＨレベルとなる場合について説明する。この場合、Ｈレベルとなった選択信号によって対応する１つのゲートセレクターがイネーブルされ、他の３つのゲートセレクターがディセーブルされる。
ディセーブルにされた３つのゲートセレクターの各々は、対応するハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターをそれぞれオフにさせるので、信号ａinの増幅動作には寄与しない。このため、信号ａinの増幅動作に寄与するのは、イネーブルにされたゲートセレクターに対応するハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターのみとなる。
そこで、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、Ｈレベルとなるものを、一般化するために、符号末尾のａ、ｂ、ｃまたはｄを削除して符号Ｓとして説明する。同様に、イネーブルされるゲートセレクターの符号を２７０とし、イネーブルされたゲートセレクター２７０に対応するハイサイドトランジスターの符号を２３１とし、ローサイドトランジスターの符号を２３２として説明する。

信号ａinの電圧波形は、本実施形態では台形波形としているので、いずれかの選択信号ＳがＨレベルとなる電圧範囲において信号ａinの電圧変化で分けると、次の３つのパターンがある。すなわち、
信号ａinの電圧が上昇する場合（第１パターン）と、
信号ａinの電圧が低下する場合（第２パターン）と、
信号ａinの電圧が一定の場合（第３パターン）と、
である。

第１パターンの場合、信号ＯＥａおよびＯＣａがともにＬレベルとなるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1として差動増幅器２２１の出力信号を選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。このため、信号Ｇt1として選択された差動増幅器２２１の出力信号は、イネーブルされたゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３１のゲート端子に供給され、信号Ｇt2として選択されたＬレベルは、同ゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３２のゲート端子に供給される。
第１パターンでは、増幅前の信号ａinの電圧Ｖinが、増幅後に基づく電圧Ｏut2よりも先んじて上昇する。逆にいえば、電圧Ｏut2は、電圧Ｖin未満となる。このため、信号Ｇt1として選択される差動増幅器２２１の出力信号の電圧は、両者の差電圧に応じて低くなり、ほぼＬレベルに振れる。信号Ｇt1がＬレベルになると、Ｐチャネル型のトランジスター２３１がオンするので、電圧Ｏut2が上昇する。なお、電圧Ｏut2は、コンデンサーＣ０や容量性を有する圧電素子Ｐztなどにより、実際には、一気に電源の高位側電圧に上昇することはなく、緩慢に上昇する。
電圧Ｏut2が上昇して電圧Ｖin以上になると、信号Ｇt2がＨレベルになり、トランジスター２３１がオフするが、電圧Ｖinが上昇しているので、再び電圧Ｏut2が電圧Ｖin未満となる。このため、信号Ｇt2がＬレベルとなって、トランジスター２３１が再びオンすることになる。
このように第１パターンにおいては信号Ｇt1がＬ、Ｈレベルで交互に切り替えられ、これにより、トランジスター２３１は、スイッチング動作をすることになる。このスイッチング動作により、電圧Ｏut2が電圧Ｖinに追従するように制御される。ここで、電圧Ｏut2は、ノードＮ２の電圧Ｏutを１／１０に分圧した電圧であるから、電圧Ｏutは、信号ａinの電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御されることになる。
また、第１パターンの場合、セレクター２２３は、信号Ｇt2としてＬレベルを選択するので、Ｎチャネル型のトランジスター２３２はオフすることになる。

第２パターンの場合、信号ＯＥａがＬレベルであり、信号ＯＣａがＨレベルとなるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2として差動増幅器２２１の出力信号を選択する。このため、信号Ｇt1として選択されたＨレベルは、イネーブルされたゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３１のゲート端子に供給され、信号Ｇt2として選択された差動増幅器２２１の出力信号は、同ゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３２のゲート端子に供給される。
第２パターンでは、増幅前の信号ａinの電圧Ｖinが、増幅後に基づく電圧Ｏut2よりも先んじて低下する。逆にいえば、電圧Ｏut2は、電圧Ｖin以上となる。このため、信号Ｇt2として選択される差動増幅器２２１の出力信号の電圧は、両者の差電圧に応じて高くなり、ほぼＨレベルに振れる。信号Ｇt2がＨレベルになると、Ｎチャネル型のトランジスター２３２がオンするので、電圧Ｏut2が低下する。なお、電圧Ｏut2は、コンデンサーＣ０や容量性を有する圧電素子Ｐztなどにより、実際には、一気に電源の低位側電圧に低下することはなく、緩慢に低下する。
電圧Ｏut2が低下して電圧Ｖin未満になると、信号Ｇt2がＬレベルになり、トランジスター２３２がオフするが、電圧Ｖinが低下しているので、再び電圧Ｏut2が電圧Ｖin以上となる。このため、信号Ｇt2がＨレベルとなって、トランジスター２３２が再びオンすることになる。
このように第２パターンにおいては信号Ｇt1がＨ、Ｌレベルで交互に切り替えられ、これにより、トランジスター２３２は、スイッチング動作をすることになる。このスイッチング動作により、電圧Ｏut2が電圧Ｖinに追従するように制御される。このため、第２パターンにおいても、電圧Ｏutは、信号ａinの電圧Ｖinを１０倍した電圧となるように制御されることになる。
また、第２パターンの場合、セレクター２２３は、信号Ｇt1としてＨレベルを選択するので、Ｐチャネル型のトランジスター２３１はオフすることになる。

なおここでは、第１パターンの場合に、トランジスター２３１がスイッチング動作し、第２パターンの場合に、トランジスター２３２がスイッチング動作すると説明したが、接続される圧電素子Ｐztの個数が多い場合、トランジスターのオン抵抗と負荷容量で決まる時定数の関係で、リニア動作する場合もあり得る。

第３パターンの場合、信号ＯＥａがＨレベルとなるので、セレクター２２３は、信号Ｇt1としてＨレベルを選択し、信号Ｇt2としてＬレベルを選択する。このため、信号Ｇt1として選択されたＨレベルは、イネーブルされたゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３１のゲート端子に供給されるので、Ｐチャネル型のトランジスター２３１がオフする一方、信号Ｇt2として選択されたＬレベルは、同ゲートセレクター２７０によりレベルシフトされてトランジスター２３２のゲート端子に供給されるので、Ｎチャネル型のトランジスター２３２がオフすることになる。
トランジスター２３１および２３２がオフすると、ノードＮ２は、コンデンサーＣ０によって、スイッチング動作終了時の電圧に保持される。
なお、駆動回路１２０ａの負荷は、容量性の圧電素子Ｐztであるから、電圧一定であれば、電流が流れない。このため、リーク等を考慮しないのであれば、ノードＮ２の電圧ＶoutはコンデンサーＣ０によって一定に保たれることになる。

ここでは、イネーブルされた、ある１つのゲートセレクター２７０と、当該ゲートセレクター２７０に対応するトランジスター２３１および２３２との動作について説明したが、例えばゲートセレクター２７０ａがイネーブルされたならば、トランジスター２３１ａおよび２３２ａによってグランドＧndから電圧Ｖ_Ａまでの第１範囲で信号ａinを電圧１０倍で増幅することになる。
また例えばゲートセレクター２７０ｂがイネーブルされたならば、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂによって電圧Ｖ_Ａから電圧Ｖ_Ｂまでの第２範囲で信号ａinを電圧１０倍で増幅することになる。
同様にゲートセレクター２７０ｃがイネーブルされたならば、トランジスター２３１ｃおよび２３２ｃによって電圧Ｖ_Ｂから電圧Ｖ_Ｃまでの第３範囲で信号ａinを電圧１０倍で増幅し、ゲートセレクター２７０ｄがイネーブルされたならば、トランジスター２３１ｄおよび２３２ｄによって電圧Ｖ_Ｃから電圧Ｖ_Ｄまでの第４範囲で信号ａinを電圧１０倍で増幅することになる。

次に、トランジスター対の動作について、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、隣り合うもの同士の２つがＨレベルとなる場合について説明する。この場合、２つの選択信号に対応する２つのゲートセレクターがイネーブルされ、他の２つのゲートセレクターがディセーブルされる。
例えば選択信号ＳａおよびＳｂの２つがＨレベルとなる場合、ゲートセレクター２７０ａおよび２７０ｂがイネーブルされ、ゲートセレクター２７０ｃおよび２７０ｄがディセーブルされる。
なお、選択信号ＳａおよびＳｂの２つがＨレベルとなる場合とは、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲にある場合である。

イネーブルされた２つのゲートセレクターのうち、一方のゲートセレクター２７０ａは、セレクター２２３から出力される信号Ｇt1をレベルシフトしてトランジスター２３１ａのゲート端子に供給し、信号Ｇt2をレベルシフトしてトランジスター２３２ａのゲート端子に供給する。
選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上Ｖ_Ａ／１０未満の範囲にあれば、トランジスター２３１ａおよび２３２ａは、当該電圧ａinの電圧変化に応じて上記第１パターン、第２パターン、または第３パターンのいずれかと同様な動作をして、信号ａinの電圧Ｖinを１０倍して駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力する。
選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧がＶ_Ａ／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲にあって、当該電圧ａinの電圧が上昇する第１パターンの場合に、トランジスター２３１ａはオンする可能性があるが、当該トランジスター２３１ａのソース端子は電圧Ｖ_Ａであるので、駆動信号ＣＯＭ−Ａを当該電圧Ｖ_Ａ以上とするための増幅動作には寄与しない。また、信号ａinの電圧がＶ_Ａ／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲にあれば、ノードＮ２の電圧Ｏutがトランジスター２３１ａのソース端子の電圧Ｖ_Ａよりも高位となっている場合もあるが、ダイオードｄ１により逆流が阻止されるので、トランジスター２３１ａの破壊が防止される。
なお、選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧がＶ_Ａ／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲にあって、当該電圧ａinの電圧が低下する第２パターンの場合、トランジスター２３２ａは、スイッチング動作して、信号ａinの増幅動作に寄与することになる。

一方、イネーブルされた２つのゲートセレクターのうち、他方のゲートセレクター２７０ｂは、セレクター２２３から出力される信号Ｇt1をレベルシフトしてトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、信号Ｇt2をレベルシフトしてトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給する。
選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧がＶ_Ａ／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲にあれば、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂは、当該電圧ａinの電圧変化に応じて上記第１パターン、第２パターン、または、第パターンのいずれかと同様な動作をして、信号ａinの電圧Ｖinを１０倍して駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力することになる。
選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上Ｖ_Ａ／１０未満の範囲にあって、当該電圧ａinの電圧が低下する第２パターンの場合、トランジスター２３２ｂはオンする可能性があるが、当該トランジスター２３２ｂのソース端子は電圧Ｖ_Ａであるので、駆動信号ＣＯＭ−Ａを当該電圧Ｖ_Ａ未満とするための増幅動作には寄与しない。また、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上Ｖ_Ａ／１０未満の範囲にあれば、ノードＮ２の電圧Ｏutがトランジスター２３２ｂのソース端子の電圧Ｖ_Ａよりも低位となっている場合もあるが、ダイオードｄ２により逆流が阻止されるので、トランジスター２３２ｂの破壊が防止される。
なお、選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなる電圧範囲のうち、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上Ｖ_Ａ／１０未満の範囲にあって、当該電圧ａinの電圧が上昇する第１パターンの場合、トランジスター２３１ｂは、スイッチング動作して、信号ａinの増幅動作に寄与することになる。

ここで、仮に比較器３００として、信号ａinの電圧がグランドＧnd以上Ｖ_Ａ／１０未満の範囲で選択信号ＳａのみがＨレベルになり、Ｖ_Ａ／１０以上Ｖ_Ｂ／１０未満の範囲で選択信号ＳｂのみがＨレベルになる構成を想定してみる。この構成では、信号ａinの電圧が上昇してＶ_Ａ／１０を跨ぐ際に、選択信号ＳａにおけるＬレベルへの切り替わりから、選択信号ＳｂにおけるＨレベルへの切り替わりまでに、何らかの原因で時間差が発生してしまうと、トランジスター２３１ａおよび２３２ａの対によるスイッチング動作から、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂの対によるスイッチング動作までの時間的な間が発生して、駆動信号ＣＯＭ−Ａにノイズが重畳される原因となる。
また、上記構成では、信号ａinの電圧が低下してＶ_Ａ／１０を跨ぐときにも、同様に、選択信号ＳｂにおけるＬレベルへの切り替わりから、選択信号ＳａにおけるＨレベルへの切り替わりまでに、時間差が発生してしまうと、駆動信号ＣＯＭ−Ａにノイズが重畳される原因となる。
なお、駆動信号ＣＯＭ−Ａにノイズが重畳されると圧電素子Ｐztの変位に悪影響を与えるので、印刷品位を低下させることになる。

これに対して、本実施形態では、信号ａinの電圧が（Ｖ_Ａ−α）／１０以上（Ｖ_Ａ＋α）／１０未満の範囲であれば、選択信号ＳａおよびＳｂがともにＨレベルとなるので、トランジスター２３１ａおよび２３２ａの対によるスイッチング動作と、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂの対によるスイッチング動作とが時間的にオーバーラップされて実行される。このため、スイッチング動作が途切れて、ノイズが重畳されるという不具合が防止されて、印刷品位の低下を抑えることができる。
また、駆動信号ＣＯＭ−Ａの電圧変化部分では、トランジスター２３１または２３２のオン抵抗とドレイン電流の積との出力電圧が飽和するので、オーバーラップさせない構成では、出力段であるノードＮ２においてトランジスター対の切り換え時に不連続な歪みが発生しやすい。
これに対して、本実施形態では、オーバーラップの電圧幅を、予測される飽和電圧以上に設定することにより、出力電圧の飽和に起因する歪みが低減される。これにより、高い波形精度を確保することができる。

ここでは、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、隣り合うもの同士の２つがＨレベルとなる場合の例として、選択信号ＳａおよびＳｂがＨレベルとなる場合を挙げたが、選択信号ＳｂおよびＳｃがＨレベルとなる場合、および、選択信号ＳｃおよびＳｄがＨレベルとなる場合についても、特段説明しないでも良いであろう。

また実際には、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄの各論理レベルは、信号ａinの電圧変化に対して図１４に示されるように順次変化し、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄのうち、１つ、または、２つがＨレベルとなってゲートセレクターがイネーブルされる。そして、イネーブルされた１または２つのゲートセレクターに対応するトランジスター対によって信号ａinの電圧を１０倍に増幅し、駆動信号ＣＯＭ−Ａとして出力する動作が実行されることになる。

なお、グランドＧndを第１電圧とし、第２電圧をＶ_Ａとし、第３電圧をＶ_Ａとした場合、ゲートセレクター２７０ａが選択信号Ｓａによりイネーブルされると、信号ａinが、トランジスター２３１ａおよび２３２ａによって、第１電圧であるグランドＧndから第２電圧であるＶ_Ａまでの電圧域で増幅される。このため、トランジスター２３１ａおよび２３２ａが第１増幅部に相当することになる。
なお、比較器３００が、選択信号Ｓａによりイネーブルするのは、直接的にはゲートセレクター２７０ａであるが、ゲートセレクター２７０ａがイネーブルされると、トランジスター２３１ａおよび２３２ａによる増幅（スイッチング動作）もイネーブルされる。このため、選択信号Ｓａおよびゲートセレクター２７０ａを介して間接的にトランジスター２３１ａおよび２３２ａがイネーブルされる、ということができる。
一方、この場合に、ゲートセレクター２７０ｂが選択信号Ｓｂによりイネーブルされると、信号ａinが、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂによって、第２電圧である電圧Ｖ_Ａから第３電圧であるＶ_Ｂまでの電圧域で増幅される。このため、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂが第２増幅部に相当することになる。また、選択信号Ｓｂおよびゲートセレクター２７０ｂを介して間接的にトランジスター２３１ｂおよび２３２ｂがイネーブルされる、ということができる。

ところで、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄを出力する比較器３００では、実施形態のようにアナログの信号ａinではなく、デジタルのデータｄＡで判別する構成や、電圧閾値である（Ｖ_Ａ−α）／１０、および（Ｖ_Ａ＋α）／１０等を別途生成して比較する構成などが考えられる。詳細には、データｄＡと、電圧閾値である（Ｖ_Ａ−α）／１０および（Ｖ_Ａ＋α）／１０等に相当するデータとをデジタルで比較して、当該比較結果に基づいて選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄを出力する構成や、信号ａinと、別途独立して生成した（Ｖ_Ａ−α）／１０および（Ｖ_Ａ＋α）／１０等とをアナログで比較して、当該比較結果に基づいて選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、およびＳｄを出力する構成などが考えられる。
しかしながら、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄは、電源伝送路のインピーダンス変化や主電源の経時劣化等で変動しやすい。このため、上記構成において、トランジスター対に給電される電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ、およびＶ_Ｄが変動すると、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｂ、およびＳｄによって指定されるトランジスター対のイネーブル精度が低下する。

また、オーバーラップの範囲である±αは、消費電力の観点から言えばできるだけ狭くするのが好ましい。かといって狭くし過ぎると、スイッチング動作が途切れる可能性も高くなる。
一方、実施形態において、４段のトランジスター対については、隣り合うトランジスター対で３つの電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、およびＶ_Ｃが共通に使用される。これらの３つの電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、およびＶ_Ｃにおけるオーバーラップの範囲は、実施形態のよう各電圧について幅±αで共通が好ましい。ここで、各電圧についてオーバーラップ範囲を±αで共通にするためには、電圧が高位となるほど、αを高い精度で設定することが要求される。例えば、１０．５Ｖの電圧Ｖ_Ａに対して、±αの範囲を１０％の１．０５Ｖに設定するのであれば、３１．５Ｖの電圧Ｖ_Ｂに対しては±αの範囲を３．３％の精度で設定する必要がある。

本実施形態では、図１３に示されるように、実際の電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、およびＶ_Ｃの各々を入力し、当該電圧に基づいて比較基準の電圧閾値である（Ｖ_Ａ−α）／１０、（Ｖ_Ａ＋α）／１０、（Ｖ_Ｂ−α）／１０、（Ｖ_Ｂ＋α）／１０、（Ｖ_Ｃ−α）／１０、および（Ｖ_Ｃ＋α）／１０を生成し、信号ａinの電圧と比較している。
このため、本実施形態では、電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、および、Ｖ_Ｃがそれぞれ誤差を持ち、または変動したときでも、当該誤差および変動に応じて電圧閾値も変動する。したがって、オーバーラップの範囲である±αを狭くしつつ、選択信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｂ、およびＳｄによって指定されるトランジスター対のイネーブル精度を高めることができる。

ここでは、駆動信号ＣＯＭ−Ａを出力する駆動回路１２０ａを例にとって説明したが、駆動信号ＣＯＭ−Ｂを出力する駆動回路１２０ｂについても同様な動作となる。なお、駆動信号ＣＯＭ−Ｂの波形と、当該波形に対する信号ＯＥｂおよびＯＣｂとについては図６で説明した通りである。このため、駆動回路１２０ｂについても、信号ｂinの電圧を１０倍に増幅し、駆動信号ＣＯＭ−Ｂとして出力する動作が実行されることになる。

駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）によれば、Ｄ級増幅方式と比較して、入力信号を変調する際に三角波形などを発振する回路や、復調のためのローパスフィルターが不要であるので、その分、回路構成の簡略化とともに、消費電力を抑えることができる。
また、信号ａinの電圧Ｖinが一定である場合、すべてのハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターがオフするので、Ｄ級増幅方式のようにスイッチングにより電力が消費される、という問題も発生しない。
したがって、駆動回路１２０ａ（１２０ｂ）によれば、回路構成の簡略化とともに、さらなる低消費電力化を図ることもできる。

なお、比較器３００については、実際の電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、およびＶ_Ｃの各々をＡＤＣ（Analog to Digital Converter）でデジタルに変換して、デジタルのデータｄＡ（ｄＢ）と比較する構成としても良い。この構成においては、データｄＡ（ｄＢ）で規定される電圧値を１０倍に換算するか、あるいは、デジタルに変換した電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、およびＶ_Ｃの各々を１／１０に換算した上で、αを考慮しつつ比較する構成とすれば良い。

駆動信号ＣＯＭ−Ａ（ＣＯＭ−Ｂ）については台形波形に限られず、正弦波などのように、傾きに連続性を有する波形であっても良い。このような波形を出力させる際には、次のように信号ＯＥａ（ＯＥｂ）およびＯＣａ（ＯＣｂ）を出力する構成とすれば良い。
詳細には、増幅前の信号ａin（ｂin）の電圧変化が低下方向である場合であって、当該電圧変化が相対的に大きい場合、例えば、単位時間当たりにおける電圧変化が絶対値でみて予め定められた閾値以上の場合（第１の場合）であれば、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）をＬレベルとし、信号ＯＣａ（ＯＣｂ）をＨレベルとすれば良い。
一方、信号ａin（ｂin）の電圧変化が上昇方向である場合であって、当該電圧変化の大きさが絶対値でみて閾値以上の場合（第２の場合）であれば、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）およびＯＣａ（ＯＣｂ）をいずれもＬレベルとすれば良い。
また、信号ａin（ｂin）の電圧変化の大きさが絶対値でみて閾値未満の場合であれば、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）およびＯＣａ（ＯＣｂ）をいずれもＨレベルとすれば良い。なお、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）およびＯＣａ（ＯＣｂ）をいずれもＨレベルであれば、すべてのハイサイドトランジスターおよびローサイドトランジスターがオフして、スイッチング動作が実行されないので、ここでいう閾値については小さく設定するように配慮する必要がある。

なお、第１の場合と第２の場合とにおいて、セレクター２２３が差動増幅器２２１の出力信号を選択し、ゲートセレクター２７０ａがトランジスター２３１ａおよび２３２ａを間接的にイネーブルする場合であって、第１の場合であれば、差動増幅器２２１の出力信号をトランジスター２３１ａのゲート端子に供給（転送）し、第２の場合であれば、差動増幅器２２１の出力信号をトランジスター２３２ａのゲート端子に供給する。このため、ゲートセレクター２７０ａが、第１転送部に相当する。
また、ゲートセレクター２７０ｂは、トランジスター２３１ｂおよび２３２ｂを間接的にイネーブルする場合であって、第１の場合であれば、差動増幅器２２１の出力信号をトランジスター２３１ｂのゲート端子に供給し、第２の場合であれば、差動増幅器２２１の出力信号をトランジスター２３２ｂのゲート端子に供給（転送）する。このため、ゲートセレクター２７０ｂが、第２転送部に相当する。

なお、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）およびＯＣａ（ＯＣｂ）については、制御部１１０が出力するのではなく、別の回路が、制御部１１０から出力されるデータｄＡ（ｄＢ）を次のように解析することにより生成することが可能である。
例えば、当該別の回路は、当該データｄＡ（ｄＢ）について、時間的に隣り合う離散値（データ）同士を比較して、当該離散値同士が互いに同じであれば、電圧一定期間であるので、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）をＨレベルで出力すれば良い。また、当該別の回路は、当該データｄＡ（ｄＢ）について、時間的に隣り合う離散値同士を比較して、当該離散値同士が互い異なっていれば、電圧上昇期間または電圧低下期間のいずれかであるので、信号ＯＥａ（ＯＥｂ）をＬレベルで出力すれば良い。また、当該別の回路は、電圧上昇期間であれば、信号ＯＣａ（ＯＣｂ）をＬレベルとし、そうでなければＨレベルで出力すれば良い。

また、上記説明では、トランジスター対のうち、トランジスター２３１をＰチャネル型とし、トランジスター２３２をＮチャネル型としたが、トランジスター２３１、２３２をＰチャネル型またはＮチャネル型で揃えても良い。ただし、トランジスターのチャネル型に合わせて、差動増幅器２２１による出力信号を正転または反転させたり、トランジスターを強制オフさせるときのゲート信号の論理レベルを適宜合わせたりする必要がある。

駆動回路１２０ａおよび１２０ｂにおいてトランジスター対の段数を「４」としたが、「２」以上であれば良い。

上記説明では、液体吐出装置を印刷装置として説明したが、液体を吐出して立体を造形する立体造形装置や、液体を吐出して布地を染める捺染装置などであっても良い。

また、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂの各々については、それぞれヘッドユニット３に搭載する構成としたが、それぞれメイン基板１００に実装された構成として良い。
ただし、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂがメイン基板１００に実装された構成では、大振幅の信号が長尺のフレキシブルフラットケーブル１９０を介してヘッドユニット３に供給する必要があるので、消費電力および耐ノイズ性で不利である。逆に言えば、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂがヘッドユニット３に搭載された構成では、大振幅の信号をフレキシブルフラットケーブル１９０に供給する必要がないので、消費電力および耐ノイズ性で有利である。

さらに、上記説明では、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂの駆動対象としてインクを吐出するための圧電素子Ｐztを例にとって説明したが、駆動回路１２０ａおよび１２０ｂを印刷装置から切り離して考えてみたときに、駆動対象としては、圧電素子Ｐztに限られず、例えば超音波モーターや、タッチパネル、静電スピーカー、液晶パネルなどの容量性成分を有する負荷のすべてに適用可能である。

１…印刷装置（液体吐出装置）、３…ヘッドユニット、１００…メイン基板、１２０ａ、１２０ｂ…駆動回路、２２１…差動増幅器、２２３…セレクター、２３１ａ、２３１ｂ、２３１ｃ、２３１ｄ、２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ、２３２ｄ…トランジスター、２７０ａ、２７０ｂ、２７０ｃ、２７０ｄ…ゲートセレクター、３０００…比較器、４４２…キャビティ、Ｐzt…圧電素子、Ｎ…ノズル、Ｒ１、Ｒ２…抵抗素子、Ｃ０…コンデンサー。

Claims (8)

1. 所定の出力端から出力される駆動信号に基づいて駆動される圧電素子を含み、当該圧電素子の駆動により液体を吐出する吐出部と、
   イネーブルされたときに、前記駆動信号の元となる元駆動信号を、第１電圧から当該第１電圧よりも高位の第２電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第１増幅部と、
   イネーブルされたときに、前記元駆動信号を、前記第２電圧から当該第２電圧よりも高位の第３電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第２増幅部と、
   前記元駆動信号に応じた電圧と前記第２電圧に応じた電圧とを比較し、当該比較結果に基づいて前記第１増幅部および前記第２増幅部の各々を個別にイネーブルさせる比較器と、
   を具備することを特徴とする液体吐出装置。
2. 前記比較器は、
   前記元駆動信号の電圧が、前記第２電圧の降圧電圧を所定値分高位側にシフトした電圧未満であれば前記第１増幅部をイネーブルさせ、前記降圧電圧を所定値分低位側にシフトした電圧以上であれば前記第２増幅部をイネーブルさせる
   ことを特徴とする請求項１に記載の液体吐出装置。
3. 前記第１増幅部および前記第２増幅部は、所定の電圧増幅率で前記元駆動信号を増幅し、
   前記降圧電圧は、前記第２電圧を、前記所定の電圧増幅率の逆数に降圧した電圧である
   ことを特徴とする請求項２に記載の液体吐出装置。
4. 前記第１増幅部は、
   前記出力端と前記第１電圧の給電点との間に接続された第１ローサイドトランジスターと、
   前記出力端と前記第２電圧の給電点との間に接続された第１ハイサイドトランジスターと、
   を有し、
   前記第２増幅部は、
   前記出力端と前記第２電圧の給電点との間に接続された第２ローサイドトランジスターと、
   前記出力端と前記第３電圧の給電点との間に接続された第２ハイサイドトランジスターと、
   を有することを特徴とする請求項１、２または３に記載の液体吐出装置。
5. 前記元駆動信号の電圧と前記駆動信号に応じた電圧との差電圧を増幅した制御信号を出力する差動増幅器と、
   前記元駆動信号の電圧変化が上昇方向であって、かつ、前記電圧変化の大きさが閾値以上の第１の場合と、
   前記元駆動信号の電圧変化が低下方向であって、かつ、前記電圧変化の大きさが前記閾値以上の第２の場合とにおいて、前記制御信号を選択する選択部と、
   前記第１の場合で前記第１増幅部がイネーブルされたときに、
   前記選択部により選択された制御信号を前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子に転送し、
   前記第２の場合で前記第１増幅部がイネーブルされたときに、
   前記選択部により選択された制御信号を前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子に転送する第１転送部と、
   前記第１の場合で前記第２増幅部がイネーブルされたときに、
   前記選択部により選択された制御信号を前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子に転送し、
   前記第２の場合で前記第２増幅部がイネーブルされたときに、
   前記選択部により選択された制御信号を前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子に転送する第２転送部と、
   を有することを特徴とする請求項４に記載の液体吐出装置。
6. 前記元駆動信号の電圧変化の大きさが前記閾値未満の場合、
   第１転送部は、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子の各々に、対応するトランジスターをオフさせるオフ信号をそれぞれ供給し、
   第２転送部は、前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子、および、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子の各々にオフ信号をそれぞれ供給し、
   前記第１の場合、
   第１転送部は、前記第１ローサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、
   第２転送部は、前記第２ローサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、
   前記第２の場合、
   第１転送部は、前記第１ハイサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給し、
   第２転送部は、前記第２ハイサイドトランジスターのゲート端子にオフ信号を供給する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の液体吐出装置。
7. 所定の出力端から駆動信号を出力して容量性負荷を駆動する駆動回路であって、
   イネーブルされたときに、前記駆動信号の元となる元駆動信号を、第１電圧から当該第１電圧よりも高位の第２電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第１増幅部と、
   イネーブルされたときに、前記元駆動信号を、前記第２電圧から当該第２電圧よりも高位の第３電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第２増幅部と、
   前記元駆動信号に応じた電圧と前記第２電圧に応じた電圧とを比較し、当該比較結果に基づいて前記第１増幅部および前記第２増幅部の各々を個別にイネーブルさせる比較器と、
   を具備することを特徴とする駆動回路。
8. イネーブルされたときに、駆動信号の元となる元駆動信号を、第１電圧から当該第１電圧よりも高位の第２電圧までの電圧域で増幅して所定の出力端から出力する第１増幅部と、
   イネーブルされたときに、前記元駆動信号を、前記第２電圧から当該第２電圧よりも高位の第３電圧までの電圧域で増幅して前記出力端から出力する第２増幅部と、
   を含み、前記出力端から出力される駆動信号で容量性負荷を駆動する駆動方法であって、
   前記元駆動信号の電圧と前記第２電圧に基づいた電圧とを比較し、当該比較結果に応じて、前記第１増幅部および前記第２増幅部の各々を個別にイネーブルさせる
   ことを特徴とする駆動方法。
   

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