JP2017098817A - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅器にスピーカーをＢＴＬ接続する構成において、スピーカーに流れる電流を検出した検出信号の歪みによる影響を低減できるようにする。【解決手段】駆動装置１０は、増幅器の出力回路３２にスピーカーユニット４がＢＴＬ接続され、出力回路３２とスピーカーユニット４との間に２つの電流検出抵抗３５ａ，３５ｂを備える。電流検出回路１４は、２つの電流検出抵抗３５ａ，３５ｂに流れる電流に基づいてスピーカーユニット４に流れる駆動電流を検出して電流検出信号を出力する。駆動制御部１５は、電流検出回路１４から出力される電流検出信号に含まれる誤差を予め記憶しておき、スピーカーの駆動状態を制御するときには、電流検出回路１４から出力される電流検出信号を予め記憶している誤差に基づいて補正する。【選択図】図４

Description

本発明は、スピーカーを駆動する駆動装置に関する。

小型スピーカーから低音を発生させる技術は、従来から種々提案されている。例えば図８は、ヘルムホルツ共鳴と負性駆動の技術を組み合わせたスピーカー駆動回路１００の一例を示す図であり、小型スピーカーを用いた場合でも、低音を効率よく発音することができるように構成したものである。図８のスピーカー駆動回路１００は、利得Ａの増幅器１０１を有しており、増幅器１０１の出力端と接地間にはスピーカーユニット４と抵抗Ｒｃが直列に接続されている。抵抗Ｒｃは、スピーカーユニット４に流れる電流を検出するためのものである。スピーカーユニット４と抵抗Ｒｃの接続点は、帰還増幅器１０２を介して加算器１０３に接続されている。帰還増幅器１０２は、スピーカーユニット４に流れる電流を検出し、その検出信号に対して予め設定された伝達利得β（固定値）を付与して加算器１０３へ出力する。入力信号Ｓｉは、加算器１０３によって帰還増幅器１０２の出力と加算された後、増幅器１０１に入力される。尚、このような駆動回路は、例えば特許文献１に開示されている。

図８に示す回路において、増幅器１０１側の出力インピーダンスＺｏは、
Ｚｏ＝Ｒｃ・（１−Ａβ） …（式１）
として表される。

上記式１において増幅器１０１の利得Ａと帰還増幅器１０２の伝達利得βとの積Ａβを１よりも大きな値に設定すると、出力インピーダンスＺｏは、負性抵抗となることが分かる。ここで、スピーカーユニット４におけるボイスコイルの電気抵抗をＲＬとすると、この電気抵抗ＲＬは、スピーカーユニット４と、ヘルムホルツ共鳴を利用したキャビネットのモーショナルインピーダンスとの共通の制動抵抗となる。したがって、上記式１で表される出力インピーダンスＺｏがスピーカー１におけるボイスコイルの電気抵抗ＲＬをキャンセルする値、つまり、−ＲＬとなるように抵抗Ｒｃ、利得Ａ及び伝達利得βの値を設定することにより、スピーカーユニット４とキャビネットは別々に定電圧駆動されることになり、低音を効率よく発音することができる。

特開平１−３０２９９７号公報

ところで、増幅器にスピーカーユニットをＢＴＬ（Bridged Transless）接続する場合には、増幅器とスピーカーユニットとの間に接続される２つの信号線のそれぞれに抵抗Ｒｃを設け、それら２つの抵抗Ｒｃに流れる電流を検出することによってスピーカーユニットに流れる電流を検出することがある。しかし、そのような手法で電流を検出すると、検出信号に歪みが生じやすくなる。そのため、上述のようにスピーカーユニット４に流れる電流を検出した検出信号に伝達利得βを付与して正帰還させる駆動回路では、検出信号の歪みによって帰還量が変動することとなり、適切な帰還量ではないため、低音が歪んでしまうという問題がある。

そこで本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、増幅器にスピーカーユニットをＢＴＬ接続する構成において、スピーカーユニットに流れる電流を検出した検出信号の歪みによる影響を低減できるようにした駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、第１に、本発明は、駆動装置であって、スピーカーの一端に接続される第１の出力端子と、前記スピーカーの他端に接続される第２の出力端子とを有し、入力するオーディオ信号が正のときに前記第１の出力端子から前記スピーカーに対して駆動電流を出力し、入力するオーディオ信号が負のときに前記第２の出力端子から前記スピーカーに対して駆動電流を出力する出力回路と、前記第１の出力端子と前記スピーカーとの間に接続される第１の電流検出抵抗と、前記第２の出力端子と前記スピーカーとの間に接続される第２の電流検出抵抗と、前記第１の電流検出抵抗及び前記第２の電流検出抵抗のそれぞれに流れる電流に基づいて前記スピーカーに流れる駆動電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、前記電流検出回路から出力される電流検出信号に基づいて前記スピーカーの駆動状態を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる誤差を予め記憶しておき、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記誤差に基づいて補正することを特徴とする構成である。

この構成によれば、出力回路にスピーカーをＢＴＬ接続する構成において、スピーカーに流れる駆動電流を検出した電流検出信号に含まれる歪みを補正することができるようになる。

第２に、本発明は、上記第１の構成を有する駆動装置において、前記制御回路は、入力するオーディオ信号が正のときに前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる第１誤差と、入力するオーディオ信号が負のときに前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる第２誤差とを予め記憶しておき、前記スピーカーの駆動状態を制御するとき、入力するオーディオ信号が正であれば前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記第１誤差に基づいて補正し、入力するオーディオ信号が負であれば前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記第２誤差に基づいて補正することを特徴とする構成である。

この構成によれば、入力するオーディオ信号が正のときと負のときとで、電流検出信号に含まれる異なる割合の誤差を良好に補正することができるようになる。

第３に、本発明は、上記第１又は第２の構成を有する駆動装置において、前記スピーカーは、共鳴開口を有するキャビネットに配設されて音響を放射するとともに、前記共鳴開口とキャビネットとにより構成されるヘルムホルツ型共鳴器を駆動して前記共鳴開口より共鳴音響を放射させる構成であり、前記出力回路は、入力するオーディオ信号を増幅して前記スピーカーに供給する増幅手段に設けられ、前記制御回路は、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記増幅手段の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させて前記スピーカーの駆動状態を制御するように構成され、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記増幅手段に正帰還させる際の伝達利得を前記誤差に基づいて調整することを特徴とする構成である。

この構成によれば、スピーカーに流れる駆動電流に応じた信号を増幅手段に対して適切に正帰還させることができるため、低音の発音効率を低下させることなく、スピーカーを駆動することができるようになる。

第４に、本発明は、上記第１乃至第３のいずれかの構成を有する駆動装置において、前記電流検出回路は、第１の抵抗と第２の抵抗とを直列に接続した第１抵抗群の一端を前記第１の出力端子と前記第１の電流検出抵抗との間に接続し、前記第１抵抗群の他端を前記第２の電流検出抵抗と前記スピーカーとの間に接続すると共に、第３の抵抗と第４の抵抗とを直列に接続した第２抵抗群の一端を前記第１の電流検出抵抗と前記スピーカーとの間に接続し、前記第２抵抗群の他端を前記第２の出力端子と前記第２の電流検出抵抗との間に接続した構成を有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間の電圧及び前記第３の抵抗と前記第４の抵抗の間の電圧に基づいて前記スピーカーに流れる駆動電流を検出することを特徴とする構成である。

この構成によれば、第１乃至第４の抵抗の抵抗値がばらつくことによって生じる電流検出信号の歪みを適切に補正することができるようになる。

本発明によれば、スピーカーをＢＴＬ接続する構成において、スピーカーに流れる電流を検出した電流検出信号の歪みによる影響を低減することができる。

スピーカーを駆動する駆動装置の一構成例を示すブロック図である。 バスレフ形のスピーカーと駆動装置との電気等価回路を示す図である。 スピーカーユニット等価回路を示す図である。 増幅器及び電流検出回路の一構成例を示す回路図である。 理想的な電流検出信号の例を示す図である。 電流検出信号に歪みが生じる例を示す図である。 駆動装置の他の構成例を示すブロック図である。 従来のスピーカー駆動回路の一例を示す図である。

以下、本発明に関する好ましい実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。

図１は、本発明におけるスピーカー１の駆動装置１０の一構成例を示すブロック図である。駆動装置１０は、加算器１１と、ＤＡ変換器１２と、増幅器１３と、電流検出回路１４と、駆動制御部１５とを備える構成である。増幅器１３は、駆動装置１０に入力するオーディオ信号Ｓｉを増幅してスピーカーユニット４へ供給する増幅手段であり、２つの出力端子がスピーカーユニット４の両端にＢＴＬ接続される。この増幅器１３は、スピーカーユニット４に流れる駆動電流ＩＲを検出するために２つの出力端子各々に第１の電流検出抵抗３５ａと第２の電流検出抵抗３５ｂとを有している。電流検出回路１４は、第１及び第２の電流検出抵抗３５ａ，３５ｂに流れる電流を検出することによってスピーカーユニット４に流れる駆動電流ＩＲを検出し、その駆動電流ＩＲに応じた電流検出信号Ｖ１を出力する回路である。駆動制御部１５は、電流検出回路１４から出力される電流検出信号Ｖ１に基づく信号を、増幅器１３の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させることにより、スピーカー１の駆動状態を制御する制御回路である。この駆動制御部１５は、ＡＤ変換器２０と、バンドパスフィルタ２１と、誤差補正部２２と、伝達利得付与部２３と、バンドパスフィルタ２４と、正負判定部２５とを有している。

スピーカー１は、バスレフ形のスピーカーであり、キャビネット６の前面に穴を空けて振動板２及び変換器３からなるスピーカーユニット４を取り付け、その下方にバスレフポート７を有する共鳴開口として機能する管ポート８を設け、この管ポート８を備えたキャビネット６によりヘルムホルツ共鳴器を形成したものである。変換器３は、抵抗Ｒ１のボイスコイルを備え、電気エネルギーを機械エネルギーに変換して、振動板２を振動させる振動器として機能する。

駆動装置１０は、オーディオ信号Ｓｉに応じて、利得Ａの増幅器１３から出力される駆動信号をスピーカーユニット４に与える。そして電流検出回路１４は、スピーカーユニット４における変換器３のボイスコイルに流れる駆動電流ＩＲを検出し、電流検出信号Ｖ１を出力する。駆動制御部１５は、その電流検出信号Ｖ１をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号に対して伝達利得βを付与した信号を加算器１１へ出力する。これにより、電流検出信号Ｖ１に応じた信号が増幅器１３に正帰還される。

上記のような回路において、駆動装置１０の出力インピーダンスＺｏは、上述の式１と同様に、
Ｚｏ＝Ｒｃ・（１−Ａβ） …（式２）
として表される。この式２において、Ａβ＞１とすればＺｏは開放安定型の負性インピーダンスとなる。

図２に、バスレフ形のスピーカー１と図１に示す負性インピーダンスを有する駆動装置１０との電気等価回路を示す。スピーカーユニット等価回路５０は、変換器３のボイスコイルの抵抗Ｒ１と、スピーカーユニット４の等価モーショナルインピーダンスによる並列共振回路とからなっている。キャビネット等価回路５１は、管ポート８を備えたキャビネット６により構成されるヘルムホルツ共鳴器の等価モーショナルインピーダンスによる直列共振回路となっている。

スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は、共振時にインダクタＬ１に掛かる電圧ＶＬと抵抗Ｒ１に掛かる電圧ＶＲの比であり、
Ｑ＝ＶＬ／ＶＲ …（式３）
として表すことができる。

共振時の角周波数をωとすると、インダクタＬ１に流れる電流をＩとして、インダクタＬ１に掛かる電圧ＶＬは、次式４で表すことができる。
ＶＬ＝Ｉ・ωＬ１ …（式４）

また抵抗Ｒ１にはインダクタＬ１と同電流Ｉが流れるため、抵抗Ｒ１に掛かる電圧ＶＲは、次式５で表すことができる。
ＶＲ＝Ｉ・Ｒ１ …（式５）

式４と式５とを式３に代入すると、Ｑ値は以下のようになる。
Ｑ＝ＶＬ／ＶＲ＝Ｉ・ωＬ１／（Ｉ・Ｒ１）＝ωＬ１／Ｒ１ …（式６）

また共振時の角周波数ωは以下のように表される。
ω＝１／（Ｌ１・Ｃ１）^1/2 …（式７）

式７を式６に代入すると、スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は以下のようになる。
Ｑ＝ωＬ１／Ｒ１＝（Ｌ１／Ｃ１）^1/2／Ｒ１ …（式８）

ここで、図３にスピーカーユニット等価回路５０だけを取り出し、駆動電圧をＥ、振動系の等価質量をＭ、振動系のスティフネスをＳ、変換器３の磁束密度をＢ、変換器３のボイスコイルの有効長をλとし、ボイスコイルに電流ｉが流れたとすると、磁束密度Ｂの中に置かれた有効長λのボイスコイルには電流ｉに比例した力Ｆが働く。この力Ｆは次式で与えられる。
Ｆ＝Ｂλｉ …（式９）

この力Ｆが振動系を動かす駆動力となる。この場合、駆動力と速度の比である機械インピーダンスＺｍは次式１０で表すことができる。尚、ｊは虚数単位である。
Ｚｍ＝ｊ（ωＭ−Ｓ／ω） …（式１０）

また共振時のボイスコイルのインピーダンスＺｅは次式１１で与えられる。
Ｚｅ＝Ｒ１ …（式１１）

振動系が速度ｖで動く時の力はＺｍｖであり、この力は式９で表されるボイスコイルの電流ｉによる力Ｆに等しい。
Ｆ＝Ｂλｉ＝Ｚｍｖ …（式１２）

ここで、ボイスコイルに電流ｉが流れると、ボイスコイル自身の電気インピーダンスによって電圧降下Ｚｅ・ｉが生じる。また振動系が電流ｉによって力をうけると、ボイスコイル内には逆起電力が発生する。つまり、駆動電圧Ｅは、電圧降下Ｚｅ・ｉと、逆起電力との和に等しくなる。逆起電力は、速度ｖに磁束密度Ｂとボイスコイルの有効長λを積算したものである。したがって、駆動電圧Ｅは、次式１３で表すことができる。
Ｅ＝Ｚｅ・ｉ＋Ｂλｖ …（式１３）

式１２により、速度ｖはＢλｉ／Ｚｍとなるので、これを式１３に代入すると、次式１４が得られる。
Ｅ＝Ｚｅ・ｉ＋（Ｂλ）² ｉ／Ｚｍ …（式１４）

したがって、図２に示すスピーカーユニット等価回路５０のインピーダンスＺは、次に示す式１５で表すことができる。
Ｚ＝Ｅ／ｉ＝Ｚｅ＋（Ｂλ）² ／Ｚｍ …（式１５）

式１０と式１１とを式１５に代入すると、以下のようになる。
Ｚ＝Ｒ１＋（Ｂλ）² ／ｊ（ωＭ−Ｓ／ω） …（式１６）

式１６を変形すると、式１７が得られる。
Ｚ＝Ｒ１＋ｊ［１／（（Ｓ／ω（Ｂλ）² ）−（ωＭ／（Ｂλ）² ））］…（式１７）

図２に示すスピーカーユニット等価回路５０のインピーダンスを、インダクタＬ１とキャパシタＣ１で表現すると、次式１８が得られる。
Ｚ＝Ｒ１＋ｊ［１／（（１／ωＬ１）−ωＣ１）］ …（式１８）

式１７と式１８とを比較すると、インダクタＬ１とキャパシタＣ１は以下のように表すことができる。
Ｌ１＝（Ｂλ）² ／Ｓ …（式１９）
Ｃ１＝Ｍ／（Ｂλ）² …（式２０）

この結果を、式８に代入すると、スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は以下に示す式２１で表すことができる。
Ｑ＝（Ｂλ）² ／（Ｒ１・（ＭＳ）^1/2） …（式２１）

式２１は、Ｒ１を小さくすると、スピーカーユニット４のＱ値を大きくできることを示している。つまり、図２の等価回路において、出力インピーダンスＺｏが−Ｒ１の駆動装置１０により駆動すると、ボイスコイルの抵抗は見掛け上ゼロになり、駆動系の速度が入力電圧に比例する定速度動作とすることができる。また図２から明らかなように、抵抗Ｒ１は、スピーカーユニットとキャビネットのモーショナルインピーダンスの共通の制動抵抗となっている。したがって、駆動装置１０の負性インピーダンスによって抵抗Ｒ１をキャンセルすると、スピーカーユニット及びキャビネットのそれぞれを別々に定電圧駆動することができるため、低音を効率よく発音させることができるようになる。

そこで本実施形態では、式２で与えられる駆動装置１０の出力インピーダンスＺｏが−Ｒ１となるように駆動装置１０を動作させる。ただし、実際には駆動装置１０の負性インピーダンスによってボイスコイルの抵抗Ｒ１を完全にキャンセルすることは難しい。そのため、ボイスコイルの抵抗Ｒ１を完全に無効化するのではなく、ボイスコイルの抵抗Ｒ１を低減させることによって低音を効率よく発音させるようにしても良い。例えばボイスコイルの抵抗Ｒ１が８Ωである場合、６Ω程度の負性インピーダンスを生成すれば、低音を効率よく発音できることが確認されている。

次に増幅器１３と電流検出回路１４の詳細について説明する。図４は、増幅器１３と電流検出回路１４の詳細な回路構成を示す図である。増幅器１３は、駆動回路３１と、出力回路３２と、第１の電流検出抵抗３５ａと、第２の電流検出抵抗３５ｂと、ローパスフィルタ３６ａ，３６ｂとを備えている。出力回路３２は第１出力部３２ａと第２出力部３２ｂとを有している。これら第１出力部３２ａ及び第２出力部３２ｂはいずれもＰＭＯＳトランジスタ３３とＮＭＯＳトランジスタ３４とを有している。ＰＭＯＳトランジスタ３３は、ソースが所定の電源電圧に接続され、ドレインがＮＭＯＳトランジスタ３４のドレインに接続され、ゲートが駆動回路３１の出力端子に接続される。またＮＭＯＳトランジスタ３４は、ソースが接地され、ゲートが駆動回路３１の出力端子に接続される。そして第１出力部３２ａは、ＰＭＯＳトランジスタ３３のドレインとＮＭＯＳトランジスタ３４のドレインとの接続点を第１の出力端子Ｎ１とし、第１の出力端子Ｎ１がスピーカーユニット４の一端に接続される。また第２出力部３２ｂは、ＰＭＯＳトランジスタ３３のドレインとＮＭＯＳトランジスタ３４のドレインとの接続点を第２の出力端子Ｎ２とし、第２の出力端子Ｎ２がスピーカーユニット４の他端に接続される。

第１の電流検出抵抗３５ａは、出力回路３２の第１出力部３２ａの第１の出力端子Ｎ１と、スピーカーユニット４の一端との間に介挿される。また第２の電流検出抵抗３５ｂは、出力回路３２の第２出力部３２ｂの第２の出力端子Ｎ２と、スピーカーユニット４の他端との間に介挿される。ローパスフィルタ３６ａ，３６ｂは、いずれもインダクタＬ３とキャパシタＣ３とを備えて構成される。そして一方のローパスフィルタ３６ａは第１の電流検出抵抗３５ａとスピーカーユニット４との間に介挿され、他方のローパスフィルタ３６ｂは、第２の電流検出抵抗３５ｂとスピーカーユニット４との間に介挿される。尚、ローパスフィルタ３６ａが第１の出力端子Ｎ１と第１の電流検出抵抗３５ａとの間に介挿され、ローパスフィルタ３６ｂが第２の出力端子Ｎ２と第２の電流検出抵抗３５ｂとの間に介挿されてもよい。

駆動回路３１は、ＤＡ変換器１２から出力されるオーディオ信号Ｓｇに基づいて第１出力部３２ａ及び第２出力部３２ｂのそれぞれを駆動することにより、出力回路３２からスピーカーユニット４に対して駆動信号が出力されるように制御する。より具体的に説明すると、駆動回路３１は、オーディオ信号Ｓｇが正のときには、そのオーディオ信号Ｓｇの波形に応じたパルス幅のＰＷＭ信号Ｓ１を、第１出力部３２ａのＰＭＯＳトランジスタ３３及びＮＭＯＳトランジスタ３４のゲートへ出力し、第１出力部３２ａのＰＭＯＳトランジスタ３３をオンにする。このとき、駆動回路３１は、第２出力部３２ｂに対してＰＭＯＳトランジスタ３３をオフにし、ＮＭＯＳトランジスタ３４をオンにする信号Ｓ２を出力する。これにより、第１出力部３２ａの第１の出力端子Ｎ１が電源電圧となり、第２出力部３２ｂの第２の出力端子Ｎ２が接地電圧となり、出力回路３２からＰＷＭ信号Ｓ１に応じたパルス幅の駆動信号が出力される。また駆動回路３１は、オーディオ信号Ｓｇが負のときには、そのオーディオ信号Ｓｇの波形に応じたパルス幅のＰＷＭ信号Ｓ２を、第２出力部３２ｂのＰＭＯＳトランジスタ３３及びＮＭＯＳトランジスタ３４のゲートへ出力し、第２出力部３２ｂのＰＭＯＳトランジスタ３３をオンにする。このとき、駆動回路３１は、第１出力部３２ａに対してＰＭＯＳトランジスタ３３をオフにし、ＮＭＯＳトランジスタ３４をオンにする信号Ｓ１を出力する。これにより、第２出力部３２ｂの第２の出力端子Ｎ２が電源電圧となり、第１出力部３２ａの第１の出力端子Ｎ１が接地電圧となり、出力回路３２からＰＷＭ信号Ｓ２に応じたパルス幅の駆動信号が出力される。このような駆動信号は、電流検出抵抗３５ａ，３５ｂを介して、インダクタＬ３とキャパシタＣ３から成るローパスフィルタ３６ａ，３６ｂへ導かれ、ローパスフィルタ３６ａ，３６ｂでアナログオーディオ信号に復調された後、スピーカーユニット４へと供給される。

電流検出回路１４は、上記のようにしてスピーカーユニット４が駆動されるとき、電流検出抵抗３５ａ，３５ｂに流れる駆動電流ＩＲを検出する。この電流検出回路１４は、ほぼ同じ抵抗値を有する第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４と、全差動タイプのオペアンプ４５と、ほぼ同じ抵抗値を有する２つの帰還抵抗４６，４７とを有している。第１の抵抗４１と第２の抵抗４２は互いに直列に接続された第１抵抗群４８を構成する。そして第１抵抗群４８は、その一端が第１出力部３２ａの第１の出力端子Ｎ１と電流検出抵抗３５ａとの間に接続され、他端が電流検出抵抗３５ｂとスピーカーユニット４との間に接続される。また第３の抵抗４３と第４の抵抗４４は互いに直列に接続された第２抵抗群４９を構成する。そして第２抵抗群４９は、その一端が電流検出抵抗３５ａとスピーカーユニット４との間に接続され、他端が第２出力部３２ｂの第２の出力端子Ｎ２と電流検出抵抗３５ｂとの間に接続される。すなわち、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４は、電流検出抵抗３５ａ，３５ｂのそれぞれの両端に対し、たすき掛け状に配置される。

オペアンプ４５は、反転入力端子が第３の抵抗４３と第４の抵抗４４の間のノードＮａに接続され、非反転入力端子が第１の抵抗４１と第２の抵抗４２の間のノードＮｂに接続される。またオペアンプ４５の非反転出力端子と反転入力端子の間には帰還抵抗４６が接続され、反転出力端子と非反転入力端子の間には帰還抵抗４７が接続される。このような電流検出回路１４は、第１の抵抗４１と第２の抵抗４２の間のノードＮｂの電圧及び第３の抵抗４３と第４の抵抗４４の間のノードＮａの電圧に基づいてスピーカーユニット４に流れる駆動電流ＩＲを検出する。すなわち、出力回路３２によってスピーカーユニット４が駆動され、電流検出抵抗３５ａ，３５ｂに駆動電流ＩＲが流れると、２つのノードＮａ，Ｎｂが駆動電流ＩＲに応じた電圧に変動しようとする。このとき、オペアンプ４５は、仮想短絡によってノードＮａ，Ｎｂが同じ電圧となるように帰還抵抗４６，４７に電流を流すため、非反転出力電圧Ｖｐと反転出力電圧Ｖｎとを駆動電流ＩＲに応じて変動させるようになる。電流検出回路１４は、オペアンプ４５から差動出力される非反転出力電圧Ｖｐと反転出力電圧Ｖｎとを電流検出信号Ｖ１としてＡＤ変換器２０へ出力する。

図５は、駆動電流ＩＲに対する理想的な非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎを示す図である。図５に示すように例えば駆動電流ＩＲが正弦波状に変化するとき、理想的な非反転出力電圧Ｖｐは所定の基準電圧Ｖｒｅｆを中心にして駆動電流ＩＲと同位相の正弦波状に変化すると共に、理想的な反転出力電圧Ｖｎは基準電圧Ｖｒｅｆを中心にして駆動電流ＩＲと逆位相の正弦波状に変化する。このような理想的な出力は、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値が完全に一致しており、且つ、帰還抵抗４６，４７の抵抗値が完全に一致している状態で実現される。

ところが、実際には第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値には製造ばらつきがある。そのため、駆動電流ＩＲが仮に正弦波状に変化した場合であっても、現実的にはオペアンプ４５から出力される非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎは正弦波にはならずに歪んだ波形となってしまう。図６は、駆動電流ＩＲに対する現実的な非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎの一例を示す図である。尚、図６に示す破線は理想的な非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎの波形を示している。図６に示すように例えば駆動電流ＩＲが正弦波状に変化するとき、現実的な非反転出力電圧Ｖｐは所定の基準電圧Ｖｒｅｆを中心にして変化するものの、その波形は正弦波にはならずに歪んだ波形となる。すなわち、図６に示すように駆動電流ＩＲが正の方向に流れる期間Ｔ０〜Ｔ１では、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値のばらつき及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値のばらつきに応じた一定の割合で非反転出力電圧Ｖｐ及び非反転出力電圧Ｖｎの振幅が理想的な波形よりも大きくなり、ピーク時には理想的な波形に対して誤差Ｅ１を含む大きな振幅となる。これに対し、駆動電流ＩＲが負の方向に流れる期間Ｔ１〜Ｔ２では、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値のばらつき及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値のばらつきに応じた一定の割合で非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎの振幅が理想的な波形よりも小さくなり、ピーク時には理想的な波形に対して誤差Ｅ２を含む小さな振幅となる。このように第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値のばらつき及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値のばらつきは、駆動電流ＩＲが流れる方向に応じて異なる割合の誤差を非反転出力電圧Ｖｐ及び反転出力電圧Ｖｎに生じさせることになる。

そこで本実施形態では、駆動制御部１５において、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値のばらつき及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値のばらつきによる誤差を補正することにより、増幅器１３に対して最適な信号を正帰還できるようにしている。以下、その駆動制御部１５について詳しく説明する。

図１に戻り、ＡＤ変換器２０は、例えばΔΣ方式のＡＤ変換器であり、電流検出回路１４の出力である電流検出信号Ｖ１を高速ＡＤ変換する。ＡＤ変換器２０によってデジタル信号に変換された電流検出信号Ｖ１は、バンドパスフィルタ２１に導かれ、正帰還させる所定周波数帯域の信号成分だけがバンドパスフィルタ２１を通過する。そしてバンドパスフィルタ２１の出力は誤差補正部２２に導かれる。

誤差補正部２２は、バンドパスフィルタ２１から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差を補正して出力する。この誤差補正部２２は、予め設定された第１誤差２８及び第２誤差２９を記憶している。第１誤差２８は、入力するオーディオ信号Ｓｉが正のときに電流検出回路１４から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差の割合を予め測定した値であり、第２誤差２９は、入力するオーディオ信号Ｓｉが負のときに電流検出回路１４から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差の割合を予め測定した値である。すなわち、オーディオ信号Ｓｉが正のときには増幅器１３から出力される駆動電流ＩＲがいずれかの方向に流れ、オーディオ信号Ｓｉが負のときには正のときとは逆方向に駆動電流ＩＲが流れる。そのため、誤差補正部２２は、駆動電流ＩＲが流れる方向に応じて、電流検出信号Ｖ１に含まれる異なる誤差の割合を第１誤差２８及び第２誤差２９として予め記憶しておくのである。そして誤差補正部２２は、第１誤差２８及び第２誤差２９に基づいて電流検出信号Ｖ１を補正する。

電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差の割合を予め測定するときには、増幅器１３に対してスピーカーユニット４が接続されていないことが好ましい。そのため、例えば駆動装置１０の工場出荷前に、増幅器１３に対して既知のテスト信号を入力し、第１誤差２８及び第２誤差２９を測定して誤差補正部２２に設定しておいても良い。また駆動装置１０に対して電源が投入される度に第１誤差２８及び第２誤差２９を測定して設定する場合には、増幅器１３の出力側にスピーカーユニット４との接続を開閉するスイッチを設け、電源投入時にそのスイッチを開放して増幅器１３に既知のテスト信号を入力し、第１誤差２８及び第２誤差２９を測定して誤差補正部２２に設定するようにしても良い。この場合、第１誤差２８及び第２誤差２９を誤差補正部２２に設定する動作が終了した後に上記のスイッチを閉状態に切り替え、オーディオ信号Ｓｉの入力を受け付ける。

バンドパスフィルタ２４は、バンドパスフィルタ２１と同じ周波数特性を有しており、入力するオーディオ信号Ｓｉから所定周波数帯域の信号だけを抽出して正負判定部２５へ出力する。正負判定部２５は、バンドパスフィルタ２４から出力される信号の正負が切り替わるタイミングを検知し、第１誤差２８に基づく補正演算と第２誤差２９に基づく補正演算とを切り替えるタイミングを誤差補正部２２へ出力する。

誤差補正部２２は、正負判定部２５からの出力に基づき、オーディオ信号Ｓｉが正のときには第１誤差２８に基づいて電流検出信号Ｖ１に対する補正演算を行い、オーディオ信号Ｓｉが負のときには第２誤差２９に基づいて電流検出信号Ｖ１に対する補正演算を行う。これにより、電流検出信号Ｖ１に含まれる異なる割合の誤差が解消され、ほぼ理想的な電流検出信号Ｖ１を得ることができる。そして誤差補正部２２は、補正後の電流検出信号Ｖ１を伝達利得付与部２３へ出力する。

伝達利得付与部２３は、誤差補正部２２から出力される補正された電流検出信号Ｖ１に対して予め定められた伝達利得βを付与した信号（β・Ｖ１）を生成し、その信号を加算器１１へ出力することにより、電流検出信号Ｖ１に応じた信号を増幅器１３へ正帰還させる。このとき、第１乃至第４の抵抗４１，４２，４３，４４の抵抗値のばらつき及び帰還抵抗４６，４７の抵抗値のばらつきによる歪みが解消されているため、駆動電流ＩＲに応じた信号を精度良く増幅器１３へ正帰還させることができる。その結果、上述したように低音の発音効率を向上させることができる。

次に図７は、駆動装置１０の他の構成例を示すブロック図である。図７に示す駆動装置１０は、伝達利得付与部２３に対して図１に示した誤差補正部２２の機能を設けたものである。すなわち、図７に示す伝達利得付与部２３は、バンドパスフィルタ２１から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差を補正したうえで、増幅器１３へ正帰還させる信号を加算器１１へ出力する。この伝達利得付与部２３は、予め設定された第１伝達利得β１及び第２伝達利得β２を記憶している。第１伝達利得β１は、入力するオーディオ信号Ｓｉが正のときに電流検出回路１４から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差の割合を予め測定した値に基づいて設定される伝達利得である。また第２伝達利得β２は、入力するオーディオ信号Ｓｉが負のときに電流検出回路１４から出力される電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差の割合を予め測定した値に基づいて設定される伝達利得である。第１伝達利得β１及び第２伝達利得β２はいずれも電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差を解消することができる値に設定されるため、それぞれ異なる値の伝達利得に設定される。

そして伝達利得付与部２３は、正負判定部２５からの出力に基づき、オーディオ信号Ｓｉが正のときにはバンドパスフィルタ２１から出力される電流検出信号Ｖ１に対して第１伝達利得β１を付与した信号（β１・Ｖ１）を生成し、その信号を加算器１１へ出力することにより、正帰還させる。またオーディオ信号Ｓｉが負のときにはバンドパスフィルタ２１から出力される電流検出信号Ｖ１に対して第２伝達利得β２を付与した信号（β２・Ｖ１）を生成し、その信号を加算器１１へ出力することにより、正帰還させる。これにより、駆動電流ＩＲに応じた信号を精度良く増幅器１３へ正帰還させることができるようになる。尚、図７に示した駆動装置１０は、伝達利得付与部２３において電流検出信号Ｖ１に含まれる誤差を補正するものである。それ故、図７に示した駆動装置１０は、図１に示した駆動装置１０と実質的に等価である。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述したものに限定されるものではなく、種々の変形が適用可能である。例えば上記実施形態では、スピーカーユニット４に流れる駆動電流ＩＲを検出し、その駆動電流ＩＲに応じた信号を正帰還させることによってスピーカー１を駆動する場合を例示した。しかし、上述した電流検出方法は、駆動電流ＩＲに応じた信号を正帰還させる場合にのみ適用可能なものではなく、他の駆動形態にも適用可能なものである。すなわち、上述した電流検出方法は、増幅器１３にスピーカーユニット４をＢＴＬ接続する構成に広く適用できるものである。

１…スピーカー、６…キャビネット、８…管ポート（共鳴開口）、１０…駆動装置、１３…増幅器（増幅手段）、１４…電流検出回路、１５…駆動制御部（制御回路）、３２…出力回路、３５ａ…第１の電流検出抵抗、３５ｂ…第２の電流検出抵抗、４１…第１の抵抗、４２…第２の抵抗、４３…第３の抵抗、４４…第４の抵抗、４８…第１抵抗群、４９…第２抵抗群、Ｎ１…第１の出力端子、Ｎ２…第２の出力端子。

Claims (4)

1. スピーカーの一端に接続される第１の出力端子と、前記スピーカーの他端に接続される第２の出力端子とを有し、入力するオーディオ信号が正のときに前記第１の出力端子から前記スピーカーに対して駆動電流を出力し、入力するオーディオ信号が負のときに前記第２の出力端子から前記スピーカーに対して駆動電流を出力する出力回路と、
   前記第１の出力端子と前記スピーカーとの間に接続される第１の電流検出抵抗と、
   前記第２の出力端子と前記スピーカーとの間に接続される第２の電流検出抵抗と、
   前記第１の電流検出抵抗及び前記第２の電流検出抵抗のそれぞれに流れる電流に基づいて前記スピーカーに流れる駆動電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、
   前記電流検出回路から出力される電流検出信号に基づいて前記スピーカーの駆動状態を制御する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる誤差を予め記憶しておき、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記誤差に基づいて補正することを特徴とする駆動装置。
2. 前記制御回路は、入力するオーディオ信号が正のときに前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる第１誤差と、入力するオーディオ信号が負のときに前記電流検出回路から出力される電流検出信号に含まれる第２誤差とを予め記憶しておき、入力するオーディオ信号が正であれば前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記第１誤差に基づいて補正し、入力するオーディオ信号が負であれば前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記第２誤差に基づいて補正することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記スピーカーは、共鳴開口を有するキャビネットに配設されて音響を放射するとともに、前記共鳴開口とキャビネットとにより構成されるヘルムホルツ型共鳴器を駆動して前記共鳴開口より共鳴音響を放射させる構成であり、
   前記出力回路は、入力するオーディオ信号を増幅して前記スピーカーに供給する増幅手段に設けられ、
   前記制御回路は、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記増幅手段の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させて前記スピーカーの駆動状態を制御するように構成され、前記電流検出回路から出力される電流検出信号を前記増幅手段に正帰還させる際の伝達利得を前記誤差に基づいて調整することを特徴とする請求項１又は２に記載の駆動装置。
4. 前記電流検出回路は、第１の抵抗と第２の抵抗とを直列に接続した第１抵抗群の一端を前記第１の出力端子と前記第１の電流検出抵抗との間に接続し、前記第１抵抗群の他端を前記第２の電流検出抵抗と前記スピーカーとの間に接続すると共に、第３の抵抗と第４の抵抗とを直列に接続した第２抵抗群の一端を前記第１の電流検出抵抗と前記スピーカーとの間に接続し、前記第２抵抗群の他端を前記第２の出力端子と前記第２の電流検出抵抗との間に接続した構成を有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の間の電圧及び前記第３の抵抗と前記第４の抵抗の間の電圧に基づいて前記スピーカーに流れる駆動電流を検出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の駆動装置。

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