CN108700901B

CN108700901B - 振动控制装置

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Publication number: CN108700901B
Application number: CN201780014017.4A
Authority: CN
Inventors: 三宅佳郎
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2016-03-01
Filing date: 2017-02-21
Publication date: 2020-11-20
Anticipated expiration: 2037-02-21
Also published as: JP2017158419A; JP6862731B2; US20180366636A1; EP3425473A4; EP3425473A1; US11211545B2; WO2017150267A1; CN108700901A

Abstract

一种振动控制装置。具有固定于控制对象(4)的压电元件(1)、与该压电元件(1)串联连接的模拟电感电路(2)以及负电阻电路(3)。

Description

振动控制装置

技术领域

本发明涉及对各种控制对象的振动进行控制的振动控制装置。

背景技术

目前正在提出利用了压电元件的各种振动控制装置(例如，参照专利文献1和2)。在这种振动控制装置中，固定于控制对象的压电元件与电感器相连，由压电元件的寄生电容器与电感器而构成谐振电路。随后，谐振电路在控制对象的固有频率中进行谐振。在该结构中，控制对象的振动能量通过谐振电路来消耗，控制对象的振动被抑制。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2002-061708号公报

专利文献2：特开2003-285738号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，在上述的现有的振动控制装置中，谐振电路具有寄生电阻。并且由于该寄生电阻会使谐振的Q降低，因此存在控制对象的振动不被充分抑制的问题。

本发明是鉴于以上情况而完成的，目的在于提供一种振动控制装置，其能够提高谐振的Q，并且能够有效地消耗控制对象的振动能量。

用于解决课题的手段

本发明提供了一种振动控制装置，其特征在于，具有：固定于控制对象的压电元件、与所述压电元件串联连接的电感器以及负电阻电路。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的振动控制装置的结构的框图。

图2是表示同一振动控制装置的等效电路的结构的电路图。

图3是表示同一振动控制装置的模拟电感电路以及负电阻电路的具体结构例子的电路图。

图4是表示同一负电阻电路的各部分的电压关系的图。

图5A是表示同一实施方式的操作的图。

图5B是表示同一实施方式的操作的图。

图5C是表示同一实施方式的操作的图。

图6是表示被用于本发明的第2实施方式涉及的振动控制装置的模拟电感电路2B的结构的电路图。

图7是表示被用于本发明的第3实施方式涉及的振动控制装置的模拟电感电路2C的结构的电路图。

图8是表示被用于本发明的其它实施方式涉及的振动控制装置的负电阻电路的结构的电路图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。

<第1实施方式>

图1是表示本发明的第1实施方式涉及的振动控制装置的结构的框图。如图1所示，本实施方式涉及的振动控制装置具有：固定于乐器或者扬声器机壳等控制对象(振动被控制的物体)4的表面的压电元件1、设置在压电元件1的两个电极中的一个电极与地线之间的模拟电感电路2、以及设置在压电元件1的另一个电极与地线之间的负电阻电路3。在控制对象4产生固有振动的状态下，压电元件1偏好于被固定在控制对象4中失真达到最大的位置。

图2是表示图1所示的振动控制装置的等效电路的结构的电路图。如图2所示，压电元件1能够通过产生与控制对象4中产生的失真相应的电压的电压源Vp、寄生电容器Cp、寄生电阻Rp串联连接的电路来表示。此外，模拟电感电路2能够通过将电感器Ls、电阻Rs串联连接的电路来表示。此外，如图2所示那样，负电阻电路3能够通过具有负电阻值的电阻Rn来表示。此外，本实施方式涉及的振动控制装置是对于压电元件1串联连接模拟电感电路2以及负电阻电路3串联连接的电路。

在本实施方式中，电感器Ls的电感值被决定，以使由模拟电感电路2的电感器L_s的电感与压电元件1的寄生电容器Cp的电容而确定的串联谐振频率

(在该式以及后述的式中，为了简化说明，将电感器Ls的电感称为“Ls”，将寄生电容器Cp的电容称为“Cp”)与控制对象4的固有频率一致，。另外，在本实施方式中，将串联谐振频率fr与控制对象4的固有频率在设计上一致的情况称为“大体一致”。大体一致是包含了误差的概念。

图3是具体表示在图1中的振动控制装置中的模拟电感电路2以及负电阻电路3的结构的电路图。

首先，对模拟电感电路2进行说明。如图3所示，模拟电感电路2由第1电流反馈放大电路21、第2电流反馈放大电路22、由运算放大器构成的作为缓冲放大器的电压跟随器23、以及积分电路24构成。

电压跟随器23是具有高输入阻抗和低输出阻抗的阻抗转换电路。电压跟随器23将与压电元件1的一个电极相连的被处理节点P1的电压以增益1放大并输出。

积分电路24由可变电阻R205、运算放大器206、积分电容器Ca构成。这里，可变电阻R205插在电压跟随器23的输出端与运算放大器206的反相输入端之间。运算放大器206的正相输入端接地。此外，积分电容器Ca插在运算放大器206的输出端与反相输入端之间。在该积分电路24中，电压跟随器23的输出电压除以可变电阻205的电阻值后的电流将被充电给积分电容器Ca。其结果，对电压跟随器23的输出电压(即，被处理节点P1的电压)进行积分后的电压从运算放大器206被输出。

第1电流反馈放大电路21具有电阻R201以及R203、PNP晶体管Tp、直流电源Vb1。在这里，电阻R201插在正电源Vcc与PNP晶体管Tp的发射极之间。此外，电阻R203插在运算放大器206的输出端(即，积分电路24的输出端)与PNP晶体管Tp的发射极之间。此外，PNP晶体管Tp的集电极与被处理节点P1以及电压跟随器23的正相输入端23a相连。正相输入端23a是缓冲放大器的输入端的一个例子。并且，电源Vb1通过将比正电源Vcc的电位低的规定电压的电位施加给PNP晶体管Tp的基极来向PNP晶体管Tp的基极以及发射极之间施加正向偏置。

在该第1电流反馈放大电路21中，从正电源Vcc通过了电阻R201的电流将分流给PNP晶体管Tp和电阻R203。在这里，如果积分电路24的输出电压上升，则流向电阻R203的电流将会减少，相应于所减少的量，流向PNP晶体管Tp的发射极电流将会增加。此外，如果积分电路24的输出电压降低，则流向电阻R203的电流将会增加，相应于所增加的量，流向PNP晶体管Tp的发射极电流将会减少。

第2电流反馈放大电路22具有电阻R202以及R204、NPN晶体管Tn、直流电源Vb2。在这里，电阻R202插在负电源Vee与NPN晶体管Tn的发射极之间。此外，电阻R204插在积分电路24的输出端与NPN晶体管Tn的发射极之间。此外，NPN晶体管Tn的集电极与被处理节点P1以及正相输入端23a相连。并且，电源Vb2通过将比负电源Vee的电位高的规定的电压的电位施加给NPN晶体管Tn的基极来向NPN晶体管Tn的基极以及发射极之间施加正向偏置。

在该第2电流反馈放大电路22中，NPN晶体管Tn的发射极电流与从积分电路24经由电阻R204提供的电流将经由电阻R202流进负电源Vee。在这里，如果积分电路24的输出电压上升，则流向电阻R204的电流将会增加，相应于所增加的量，流向NPN晶体管Tn的发射极电流将会减少。此外，如果积分电路24的输出电压降低，则流向电阻R204的电流将会减少，相应于所减少的量，流向NPN晶体管Tn的发射极电流将会增加。

以上是模拟电感电路2的结构。

在该模拟电感电路2中，在被处理节点P1的电压的变化量是Δv1的情况下，积分电路24的输出电压的变化量Δvc可以通过以下式得到。另外，为了简化说明，在以下的式中，将电阻R203、R204、以及R205的电阻值分别称为“R203”、“R204”、以及“R205”，将积分电容器Ca的电容称为“Ca”。

Δvc＝-Δv1/(R205·jωCa)......(1)

在这种情况下，PNP晶体管Tp的集电极电流的变化量Δip和NPN晶体管Tn的集电极电流的变化量Δin可以通过以下式得到。

Δip＝-Δv1/(R203·R205·jωCa)……(2)

Δin＝Δv1/(R204·R205·jωCa)……(3)

因此，从压电元件1经由被处理节点P1流进模拟电感电路2的电流的变化量Δi1可以通过以下式得到。

Δi1＝Δin-Δip

＝Δv1/(R204·R205·jωCa)

+Δv1/(R203·R205·jωCa)……(4)

该Δi1是由于被处理节点P1的电压产生了仅Δv1的变化，经由电流反馈放大电路21以及22被负反馈给被处理节点P1以及正相输入端23a的电流。该电流Δi1从被处理节点P1流进模拟电感电路2。因此，从被处理节点P1来看的模拟电感电路2的阻抗Z如以下式。

Z＝Δv1/Δi1

＝Δv1/[Δv1/(R204·R205·jωCa)

+Δv1/(R203·R205·jωCa)]

＝1/[1/(R204·R205·jωCa)

+1/(R203·R205·jωCa)]……(5)

在这里，为了简化，若使R203的电阻值＝R204的电阻值＝R20，则上述式将会变为以下式。

Z＝(R20·R205·jωCa)/2……(6)

如所述那样，模拟电感电路2的阻抗Z在计算上其电阻分量Rs为0、并且仅由电抗构成。但是，实际上由于布线电阻等的存在，如图2的等效电路所示，会产生串联的寄生电阻Rs。

此外，模拟电感电路2的电感器Ls的电感如下式所示。

Ls＝(R20·R205·Ca)/2……(7)

接下来，对负电阻电路3进行说明。如图3所示，负电阻电路3由运算放大器31、电阻R1～R4以及Rd构成。电阻R1插在与压电元件1的另一个电极相连的被处理节点P2和运算放大器31的反相输入端之间。电阻R2插在运算放大器31的输出端与反相输入端之间。电阻R3插在运算放大器31的输出端与正相输入端之间。电阻R4插在运算放大器31的正相输入端与地线之间。电阻Rd插在被处理节点P2与运算放大器31的输出端之间。

图4是表示图3的负电阻电路3的各部分电压和电流关系的图。以下参照图4，对图3的负电阻电路3的电阻值Rn进行探讨。首先，在图3的负电阻电路3中，若假定流向电阻Rd的电流为Ix、电阻Rd的两端之间电压为Vx、运算放大器31的输出电压为Vz、由运算放大器31和电阻R1～R4构成的放大器的增益为A，则以下关系成立。另外，为了简化说明，在下面的式中，将电阻R1、R2、R3、R4以及Rd的电阻值分别称为“R1”、“R2”、“R3”、“R4”以及“Rd”。

A＝{R4/(R3+R4)}·{(R2/R1)+1}……(8)

Vx＝Rd·Ix……(9)

Vz＝Vx·(-A)……(10)

并且，将式(9)代入到式(10)可以得到以下式。

Vz＝-Rd·Ix·A……(11)

在这里，能够考虑为电阻Rd其一端与电流值Ix的恒流源相连且作为高阻抗，另外一端与运算放大器31的输出端的恒压源Vz相连。在这种情况下，电阻Rd的恒流源一侧的电压会产生由恒压源Vz引起的偏置。随后，能够考虑为该偏置的电压被施加给负电阻电路3的电阻Rn。因此，负电阻电路3的电阻Rn的电阻值能够通过以下式来表示。

Rn＝(Vx-Ix·Rd·A)/Ix

＝Vx/Ix-Rd·A……(12)

将从上述式(9)得到的Vx/Ix＝Rd代入到上述式(12)，电阻Rn的电阻值将变成如下式所示。

Rn＝Rd–Rd·A

＝Rd(1-A)……(13)

从该式(13)可以看出，电阻Rn的电阻值在A＞1的情况下将变成负值。并且，在上述式(8)中，根据电阻R1～R4的电阻值的变更，增益A会发生变化，增益A变得越大，电阻Rn的电阻值的绝对值将变得越大。

以上是本实施方式的结构。

接着，对本实施方式的作用效果进行说明。首先，在本实施方式中，在由压电元件1、模拟电感电路2以及负电阻电路3构成的谐振电路中，无论如何都会产生例如压电元件1的寄生电阻Rp等的寄生电阻。但是，在本实施方式中，能够使负电阻电路3的电阻Rn和该寄生电阻进行抵消。因此，根据本实施方式，能够提高谐振电路的Q来对控制对象4的振动进行有效的抑制。

此外，根据本实施方式，根据负电阻电路3的增益A的变化，从被处理节点P2看的负电阻电路3的电阻值会发生变化。据此，能够实现关于控制对象4的多种多样的振动控制。在图5A、5B以及5C中，设负电阻电路3的电阻Rd的电阻值为10Ω，并且示出了在使负电阻电路3的增益A发生变化的情况下的控制对象4的脉冲响应的例子。在这些图中，横轴为时间t(s)，纵轴为脉冲响应，具体为控制对象的振动的振幅。此外，为了使本实施方式的效果容易理解，在图5A～5C中，在负电阻电路3存在的情况下的脉冲响应用实线来表示，在负电阻电路3不存在的情况下的脉冲响应用虚线来表示。

在图5A所示的例子中，负电阻电路3的增益A被设定为小于15～20范围的值，电阻Rn的电阻值的绝对值小于振动控制装置(谐振电路)的寄生电阻的电阻值的绝对值。在这种状态下，关于图2中的电阻Rp、Rs以及Rn，电阻Rp的电阻值+电阻Rs的电阻值+电阻Rn的电阻值＞0的关系成立。据此，控制对象4的振动能量通过电阻Rp、电阻Rs和电阻Rn来消耗，控制对象4的振动将会衰减。也就是在该例子中，将有效地发挥抑制振动的作用。在这种状态下，减小负电阻电路3的增益A，并且越减小负电阻电路3的电阻Rn的电阻值的绝对值，谐振电路的电阻值(电阻Rp的电阻值+电阻Rs的电阻值+电阻Rn的电阻值)将会越大，控制对象4的振动的衰减时间将会变长。因此，根据本实施方式，在设控制对象4是例如扬声器等的音响装置的机壳时，能够对音响设备的音色进行控制。

在图5B所示的例子中，负电阻电路3的增益A被设定为在15～20范围内的值，电阻Rn的电阻值的绝对值与振动控制装置(谐振电路)的寄生电阻的电阻值的绝对值相一致。在这种状态下，关于图2中的电阻Rp、Rs以及Rn，电阻Rp的电阻值+电阻Rs的电阻值+电阻Rn的电阻值＝0的关系成立。据此，控制对象4的振动能量不通过电阻Rp、电阻Rs和电阻Rn来消耗，控制对象4将产生无衰减振动。因此，根据本实施方式，在设控制对象4是例如扬声器等的音响装置的机壳时，能够从音响设备中放出长音。

在图5C所示的例子中，负电阻电路3的增益A被设定为大于15～20范围的值，电阻Rn的电阻值的绝对值大于振动控制装置(谐振电路)的寄生电阻的电阻值的绝对值。在这种状态下，关于图2中的电阻Rp、Rs以及Rn，电阻Rp的电阻值+电阻Rs的电阻值+电阻Rn的电阻值＜0的关系成立。据此，会产生作为负的电阻值的电阻Rp、电阻Rs和Rn使控制对象4的振动能量增加的激振的作用。

如上所述，根据本实施方式，通过使负电阻电路3的增益A发生变化，使电阻值Rn发生变化，从而能够实现关于控制对象4的多种多样的振动的控制。

＜第2实施方式＞

图6是表示本发明的第2实施方式涉及的用于振动控制装置的模拟电感电路2B的结构的电路图。模拟电感电路2B与第1实施方式的模拟电感电路2不同点体现在：具有作为缓冲放大器的源极跟随器23B而代替了电压跟随器23，删除了电阻R203以及R204，追加了可变电阻R207、电阻R208以及R209、NPN晶体管Tna、PNP晶体管Tpa、直流电源Vb3以及Vb4。可变电阻R207、电阻R208、NPN晶体管Tna以及电源Vb3构成第1电流反馈放大电路的一部分。可变电阻R207、电阻R209、PNP晶体管Tpa以及电源Vb4构成第2电流反馈放大电路的一部分。

电源Vb3将比地线的电位高的规定的电压的电位施加给NPN晶体管Tna的基极。电源Vb4将比地线的电位低的规定的电压的电位施加给PNP晶体管Tpa的基极。NPN晶体管Tna的集电极与PNP晶体管Tp的发射极相连。PNP晶体管Tpa的集电极与NPN晶体管Tn的发射极相连。电阻R208以及R209串联连接在NPN晶体管Tna的发射极与PNP晶体管Tpa的发射极之间。电阻R208与电阻R209的连接节点N1通过使电阻R208、NPN晶体管Tna以及电源Vb3的各种特性和电阻R209、PNP晶体管Tpa以及电源Vb4的各种特性对齐，从而虚拟接地。

可变电阻R207插在运算放大器206的输出端(也就是积分电路24的输出端)与虚拟接地的节点N1之间。在积分电路24输出负电压的情况下，与该电压成比例的电流从节点N1经由可变电阻R207流向积分电路24的输出端。NPN晶体管Tna将与流向该可变电阻R207的电流相应的集电极电流反馈给PNP晶体管Tp的发射极。在积分电路24输出正电压的情况下，与该电压成比例的电流从积分电路24的输出端经由可变电阻R207流向节点N1。PNP晶体管Tpa将与流向该可变电阻R207的电流相应的集电极电流反馈给NPN晶体管Tn的发射极。

源极跟随器23B具有n沟道的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor；金属-氧化膜-半导体结构的场效晶体管，以下仅称为晶体管)Tnb、NPN晶体管Tnc、电阻R210和电源Vb2。在这里，晶体管Tnb的栅极23Ba与被处理节点P1相连。栅极23Ba是缓冲放大器的输入端的一个例子。晶体管Tnb的漏极与正电源Vcc相连。晶体管Tnb的源极与可变电阻R205的输入侧端(也就是积分电路24的输入端)以及NPN晶体管Tnc的集电极相连。电阻R210插在负电源Vee与NPN晶体管Tnc的发射极之间。电源Vb2将比负电源Vee的电位高的规定电压的电位施加给NPN晶体管Tnc的源极。由NPN晶体管Tnc、电阻R210以及电源Vb2构成的电路是在被处理节点P1产生负电压的情况下，使负电流流向积分电路24的恒流电路。

积分电路24的运算放大器206的正电源端与用于通用运算放大器的正电源Vcc2相连，同一运算放大器206的负电源端与用于通用运算放大器的负电源Vee2相连。

在模拟电感电路2B中，能够通过调整可变电阻R205的电阻值以及可变电阻R207的电阻值决定电感器Ls的电感。在模拟电感电路2B中，优选调整可变电阻R205以及R207的各电阻值来确保S/N比，以使积分电路24的输出电压在运算放大器206的操作电压范围内尽可能成为高值。此外，根据电感器Ls的电感值，可变电阻R205的电阻值也会被调整为极大值或者极小值。在这种情况下，由NPN晶体管Tnc、电阻R210以及电源Vb2构成的恒流电路应流过的电流值可能会超过该恒流电路的能力。在这样的情况下，将积分电容器Ca的电容变更为适当的值即可。

但是，在第1实施方式的模拟电感电路2中，在积分电路24的输出电压转换成电流的过程中，正电源Vcc或者负电源Vee的电压被用作了基准电位。在第1实施方式中，如果正电源Vcc或者负电源Vee的电压变化，则被反馈给被处理节点P1以及正相输入端23a的电流值将会变化，作为其结果，模拟电感电路2的电感器Ls的电感可能会发生变化。

相对于此，在本实施方式的模拟电感电路2B中，由于将积分电路24的输出电压转换为电流的可变电阻R207的一端与虚拟接地的节点N1相连，因此该电流转换的基准电位为接地电位。据此，在模拟电感电路2B中，被反馈给被处理节点P1以及栅极23Ba的电流值不会因正电源Vcc或者负电源Vee的电压变化而变化。其结果，在模拟电感电路2B中，电感器Ls的电感不发生变化。

此外，在与压电元件1的一个电极相连的被处理节点P1有可能会产生比较大的电压。据此，正如第1实施方式中在由运算放大器构成的电压跟随器23被用作缓冲放大器的情况下，存在电压跟随器23的输入电压超过运算放大器的操作电压范围的可能性。在这种情况下，需要的应对是通过离散元件来构成电压跟随器23的运算放大器。在通过离散元件来构成运算放大器的情况下，由于至少需要离散元件的多个晶体管，因此为了安装那些多个离散元件需要比较宽广的空间。

相对于此，在本实施方式的模拟电感电路2B中，源极跟随器23B被用作缓冲放大器。在模拟电感电路2B中，即使在被处理节点P1产生比较大的电压，源极跟随器23B的晶体管Tnb只要是离散元件即可，不需要由多个离散元件构成的电压跟随器23。如所述那样，根据模拟电感电路2B，相比于模拟电感电路2，能够减少离散元件的数量，并能够在节省空间实现模拟电感电路2B。

此外，在模拟电感电路2B中，积分电路24的输出端经由可变电阻R207被虚拟接地，且可变电阻R205的电阻值可以调整。因此，即使在被处理节点P1产生比较大的电压，也能够降低流向积分电路24的电流。据此，在模拟电感电路2B中，能够采用通过与通用运算放大器相同的电源电压来对运算放大器206进行驱动的结构，并能够通过单片集成电路来构成运算放大器206。

如上所述，根据模拟电感电路2B，将能够对流向被处理节点P1以及栅极23Ba的反馈电流进行精准地控制，并能够改善关于电感器Ls的电感的设定的精确度。此外，根据模拟电感电路2B，相比于第1实施方式的模拟电感电路2，能够简易地对模拟电感电路2B进行设计，并能够在节省空间实现模拟电感电路2B。

＜第3实施方式＞

图7是表示被用于本发明的第3实施方式涉及的振动控制装置的模拟电感电路2C的结构的电路图。模拟电感电路2C与第2实施方式的模拟电感电路2B的不同点体现在：删除了电源Vb1，追加了反相放大电路26C、PNP晶体管Tpd、NPN晶体管Tnd、电阻R211以及R212。

电阻R211插在正电源Vcc与PNP晶体管Tpd的发射极之间。PNP晶体管Tpd的集电极与NPN晶体管Tna的集电极相连。PNP晶体管Tpd的基极与PNP晶体管Tpd的集电极以及PNP晶体管Tp的基极相连。PNP晶体管Tpd以及PNP晶体管Tp构成电流镜电路(Current MirrorCircuit)。在该电流镜电路中，与PNP晶体管Tpd的集电极电流同值的电流流向PNP晶体管Tp的集电极。

电阻R212插在负电源Vee与NPN晶体管Tnd的发射极之间。NPN晶体管Tnd的集电极与PNP晶体管Tpa的集电极相连。NPN晶体管Tnd的基极与NPN晶体管Tnd的集电极以及NPN晶体管Tn的基极相连。NPN晶体管Tnd以及NPN晶体管Tn构成电流镜电路。在该电流镜电路中，与NPN晶体管Tnd的集电极电流同值的电流流向NPN晶体管Tn的集电极。

反相放大电路26C由电阻R213、电阻R214和运算放大器215构成。在这里，电阻R213插在运算放大器206的输出端(即积分电路24的输出端)与运算放大器215的反相输入端之间。运算放大器215的正相输入端接地。此外，电阻R214插在运算放大器215的输出端与反相输入端之间。运算放大器215的正电源端与通用运算放大器的正电源Vcc2相连，运算放大器215的负电源端与通用运算放大器的负电源Vee2相连。该反相放大电路26C将积分电路24的输出电压的相位进行反转。

在积分电路24输出负电压的情况下，该电压的相位反转后的正电压从反相放大电路26C被输出。在这种情况下，与反相放大电路26C的输出电压成比例的电流从反相放大电路26C的输出端经由可变电阻R207流向节点N1。PNP晶体管Tpa将与流向该可变电阻R207的电流相应的集电极电流提供给NPN晶体管Tnd的集电极。如果集电极电流流向NPN晶体管Tnd，则与该集电极电流同值的电流从被处理节点P1流向NPN晶体管Tn的集电极。

在积分电路24输出正电压的情况下，该电压的相位反转后的负电压从反相放大电路26C被输出。在这种情况下，与反相放大电路26C的输出电压成比例的电流从节点N1经由可变电阻R207流向反相放大电路26C的输出端。与流向该可变电阻R207的电流相应的集电极电流从PNP晶体管Tpd的集电极被提供给NPN晶体管Tna。如果集电极电流流向NPN晶体管Tpd，则与该集电极电流同值的电流从PNP晶体管Tp的集电极流向被处理节点P1。

如上所述，在模拟电感电路2C中，能够将通过可变电阻R207被转换的电流通过电流镜电路作为被处理节点P1的输入输出电流来进行流动。据此，根据模拟电感电路2C，能够将由PNP晶体管Tp、NPN晶体管Tn、电阻R201以及R202构成的初级电路的空载电流(IdlingCurrent)设定为小，并且能够降低功耗。

此外，在模拟电感电路2C中，为了使与积分电路24的输出电压相应的电流负反馈给被处理节点P1以及栅极23Ba，设置了调整反馈电流的相位的反相放大电路26C。据此，在模拟电感电路2C中，相比于模拟电感电路2B，运算放大器的数量与反相放大电路26C的运算放大器215的量相应增加。在这里，作为运算放大器206以及运算放大器215，由于流向积分电路24以及反相放大电路26C的电流低，因此能够利用通用运算放大器。通用运算放大器一般用2个电路1个封装来进行安装。据此，运算放大器206以及运算放大器215通过1个封装来实现。因此，根据模拟电感电路2C，能够抑制因追加了运算放大器215而导致的模拟电感电路2C的空间的增加。

＜其它实施方式＞

以上，对本发明的第1～第3实施方式进行了说明，但本发明也可以考虑其它的实施方式。例如以下所示。

(1)负电阻电路3也可以置换成图8所示的负电阻电路3A。如图8所示，负电阻电路3A由电阻R11～R16以及电阻Rd、运算放大器33以及34构成。在这里，电阻Rd插在被处理节点P2与运算放大器34的输出端之间。此外，电阻R11插在被处理节点P2与运算放大器33的正相输入端之间，电阻R12插在运算放大器33的正相输入端与地线之间。此外，电阻R13插在运算放大器34的输出端与运算放大器33的反相输入端之间，电阻R14插在运算放大器33的反相输入端与输出端之间。此外，电阻R15插在运算放大器33的输出端与运算放大器34的反相输入端之间，电阻R16插在运算放大器34的反相输入端与输出端之间。并且，运算放大器34的正相输入端接地。

在图3所示的负电阻电路3中，放大电阻Rd两端之间的电压Vz并输出的电路是通过由运算放大器31组成的1级放大器而构成的。相对于此，在图8中，放大电阻Rd两端之间的电压Vz并输出的电路是通过由运算放大器33以及34组成的2级放大器而构成。据此，图8中的增益A与图3中的增益A不同。但是，除该点之外，图8所示的负电阻电路3A与图3所示的负电阻电路3基本相同。因此，在图8所示的方式中，也能够将负电阻电路3A的电阻Rn作为负电阻，并且能够调整该电阻值。据此，通过将该负电阻电路3A应用于上述实施方式，从而能够获得与上述实施方式相同的效果。

(2)在上述各实施方式中，振动控制装置使用了模拟电感电路2～2C，但也可使用普通的电感器。

(3)在上述各实施方式中，在将振动控制装置应用于音响设备的情况下，振动控制装置也可以构成为例如根据用于控制音响设备的遥控器的操作等来切换负电阻电路3的电阻值Rn。

根据上述各实施方式以及各变形例的至少1个掌握以下方式。

本发明涉及的振动控制装置的一个方式的特征在于，具有：固定于控制对象的压电元件、与所述压电元件串联连接的电感器以及负电阻电路。

根据该方式，通过压电元件的寄生电容器和电感器，以及负电阻电路来构成谐振电路。并且通过负电阻电路而实现的负电阻与该谐振电路的寄生电阻相抵消。因此，能够提高谐振电路的谐振的Q。

在上述的振动控制装置的一个方式中，负电阻电路的电阻值可变。根据该方式，在通过使负电阻电路的电阻值发生变化来对控制对象的振动进行抑制、或者使控制对象产生无衰减振动、或者进行控制对象的激振这样的情况下，能够改变控制对象产生的振动的控制的方式。据此，能够实现关于控制对象的多种多样的振动的控制。

标号说明

1 压电元件，

2、2B、2C 模拟电感电路

3、3A 负电阻电路

4 控制对象

Vp 电压源

Cp 寄生电容器

Rp、Rs 寄生电阻

Rn 负电阻

Ls 电感器

Claims

1.一种振动控制装置，其特征在于，具有：

压电元件，固定于控制对象；以及

电感器与负电阻电路，与所述压电元件串联连接，

所述电感器是一种模拟电感电路，具有：

缓冲放大器，用于输出与所述压电元件的输出信号相应的信号；

积分器，用于对所述缓冲放大器的输出信号进行积分；以及

电流反馈电路，将与所述积分器的输出信号相应的电流负反馈给所述缓冲放大器的输入端。

2.如权利要求1所述的振动控制装置，其特征在于，

所述负电阻电路的电阻值可变。

3.如权利要求1所述的振动控制装置，其特征在于，

由所述电感器与所述压电元件的寄生电容器而构成的谐振电路的谐振频率与所述控制对象的谐振频率大体一致。