JP2017087280A5 - - Google Patents

Description

抵抗溶接機

本発明は、鋼板などの金属板をスポット溶接する抵抗溶接機に関する。

スポット溶接は、自動車などの車両の製造ラインから一般産業に使われる制御装置の筐体接合などに広く使われている。
スポット溶接は、一般的には上下の電極で鋼板などの被溶接物を挟持した状態で電流を流すことで溶接するものである（特許文献１、特許文献２、特許文献３参照）。
また、コンデンサを内蔵することで、受電設備が大容量化せず、瞬時の大電流で溶接できる抵抗溶接機は、上記の一般的な抵抗溶接機と比べて、熱歪や焼け跡が比較的少ないといわれている（特許文献４、特許文献５参照）。

特開２００８−１０５０４１号公報 特開２００９−２９１８２７号公報 特開２０１１−５５４４号公報 特開２０１１−２１２６９９号公報 特開２０１１−２３０１７７号公報

ところで、コンデンサを内蔵した抵抗溶接機にあっては、溶接の開始から終了までに必要なエネルギの全てをコンデンサに蓄積した電力で賄うようにしているため、大容量のコンデンサを使用している。周知のように、コンデンサの単価は高く、大容量のコンデンサを使用することで、抵抗溶接機の価格を押し上げてしまうことになるし、抵抗溶接機自体が大型化することになる。
本発明は、単価の安い低容量のコンデンサを使用しても大容量のコンデンサを使用した場合と同等の溶接性能が得られる抵抗溶接機を提供することを目的とする。

以下の構成はそれぞれ上記の課題を解決するための手段である。
〈構成１〉
本発明の抵抗溶接機は、２つの電極を有する溶接機本体２２に溶接電流を供給することで被溶接物に対して溶接を行う抵抗溶接機であって、溶接電流の供給に用いられるコンデンサ７と、２次側からは１次側の印加電圧に応じた溶接電流を出力するインバータ用溶接トランス２１と、前記コンデンサ７を前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電する降圧昇圧充電回路６と、前記コンデンサ７の充電電圧をオンオフして前記溶接機本体２２に供給する溶接電流を得るための電圧を生成し、前記コンデンサ７の充電電圧が前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧以上の時、前記インバータ用溶接トランス２１の１次側に印加する印加電圧の平均値が前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えないようにパルス幅制御を行うインバータ回路１と、を備える。

〈構成２〉
構成１に記載の抵抗溶接機において、前記降圧昇圧充電回路６は、溶接電流が小さく前記インバータ回路１におけるパルス幅制御範囲を下回る時には、前記コンデンサ７の充電電圧を前記パルス幅制御範囲となるように制御する。

〈構成１の効果〉
従来のコンデンサ式の抵抗溶接機で使用されるコンデンサよりも容量の小さいコンデンサ７を使用できるので、コストダウンが図れるとともに、抵抗溶接機自体の小型化が図れる。
例えば、溶接電流、通電時間が同じ場合の具体的な事例として、前記のコンデンサの必要容量の計算例で、コンデンサ７の充電電圧６００Ｖ（インバータ用溶接トランス２１の定格電圧）をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値の７００Ｖにした場合を示す。
コンデンサ７の充電電圧を６００Ｖにした場合の必要容量は０．１２Ｆである。即ち、（１６０μΩ×５０ＫＡ×５０ＫＡ）×３０ｍｓｅｃ×２／（６００Ｖ×６００Ｖ−４００Ｖ×４００Ｖ）＝０．１２Ｆとなる。
これに対し、コンデンサ７の充電電圧を７００Ｖにした場合、必要容量は０．０７３Ｆとなる。即ち、（１６０μΩ×５０ＫＡ×５０ＫＡ）×３０ｍｓｅｃ×２／（７００Ｖ×７００Ｖ−４００Ｖ×４００Ｖ）＝０．０７３Ｆとなる。
０．０７３Ｆは０．１２Ｆの約６０％（０．０７３Ｆ／０．１２Ｆ＝約６０％）となり、本発明のインバータトランス２１の定格電圧を超えた値にコンデンサ７を充電することで、コンデンサ７の容量を大幅に低減できる。
〈構成２の効果〉
コンデンサ７を適正な電圧に充電することで、ＰＷＭ制御を安定して行うことができ、使用できる溶接電流適応範囲を広げることが可能となる。

本発明を含めた抵抗溶接機の構成例 本発明に用いた降圧昇圧充電回路例 （ａ）はインバータ用溶接トランスの１次側に供給される電流を制御するための制御パルス、（ｂ）は１次電流、（ｃ）は整流後の溶接電流を示す。 ２次電圧の違いによる電流の立ち上がり時間の差を示す インバータ電流波形（１次電流）の極性の切り替わり時間の差 充電電圧の違いによる通電可能時間の比較 ＰＷＭパルス幅制限処理のフローチャート 溶接電流波形と制御電流での電流の傾き 設定溶接電流で充電電圧を計算する処理のフローチャート

以下、本発明の実施の形態を実施例１で詳細に説明する。

抵抗溶接は、通電により母材の抵抗と接触抵抗による発熱を利用する。抵抗溶接において溶接電流の立ち上がり部分は、通電時間が短く全体に占める割合が多い場合は特に、溶接結果に与える影響が大きく重要である。例えば通電時間が３０ｍｓｅｃ（ミリ秒）で溶接電流の立ち上がり部分が１０％の場合、溶接電流の立ち上がり部分は３ｍｓｅｃ（ミリ秒）となり溶接品質への影響は大きくなり、ワーク表面の仕上がりや溶接強度のばらつきの要因となる。通電開始時は母材の抵抗よりも接触抵抗による発熱の方が大きく、通電開始時の溶接電流の立ち上がりの速さと安定度は溶接結果に大きく影響する。接触抵抗は通電を開始し発熱すると共に急激に減少する。

大電流を安定に流すためには大容量の受電設備が必要となるが、小容量の受電設備で大電流が流せるようにするために、大容量のコンデンサを使用し、この大容量のコンデンサから溶接電流を供給するようにしたコンデンサ内蔵式の抵抗溶接機が製品化されている。図１の事例に示すようなコンデンサ内蔵式の抵抗溶接機を使用すれば、電源の電圧降下の影響を受けることなく溶接電流を安定に速く立ち上げることができる。しかしながら大容量のコンデンサ７は高価であるため、製品価格がアップし、また外形が大きいことから製品が大型化してしまう。

図１は、本発明を含めたコンデンサ内蔵式の抵抗溶接機の構成例である。
コンデンサ内蔵式の抵抗溶接機は、三相電源を整流し直流に変換する整流器４、溶接電流を供給する大容量のコンデンサ（以下、“大容量コンデンサ”と呼ぶ）７、大容量コンデンサ７を充電する降圧昇圧充電回路６、溶接電流を制御するインバータ回路１（インバータ制御回路２を含む）、大電流を流すインバータ用溶接トランス２１、溶接機本体２２で構成される。三相電源を整流した直流電圧を使用し、降圧昇圧充電回路６で大容量コンデンサ７を充電する。充電は前回の通電終了から今回の通電開始までの間に行う。溶接制御回路３で起動を受け付け、溶接機本体２２でワークを加圧し、充電された大容量コンデンサ７のエネルギを使用してインバータ制御回路２、インバータ回路１によりインバータ用溶接トランス２１にＰＷＭ制御された図３（ａ）に示すスイッチング波形電圧を印加する。ＰＷＭ制御されたスイッチング波形電圧をインバータ用溶接トランス２１に印加し、図３（ｂ）に示す1流が流れ、溶接機本体２２に流れる図３（ｃ）の溶接電流を制御する。

図２は、本発明で用いている降圧昇圧充電回路６の一例である。降圧制御用スイッチ３３、昇圧制御用スイッチ３５、整流器３４、３６、リアクトル３１、電流センサ３２、電圧センサ３７、降圧昇圧制御回路３８で構成され、大容量コンデンサ７を電源電圧以下までは降圧制御で充電し、電源電圧以上は昇圧制御で充電する。
例えば電源電圧ＡＣ２００Ｖの場合、整流した約２８３Ｖまでは降圧制御で大容量コンデンサ７を充電し２８３Ｖ以上は昇圧制御で充電する。大容量コンデンサ７の電圧が２８３Ｖに近づくと充電電流が低下するため、早めに昇圧制御に切り替える。従来は溶接制御回路３の指令に従い、インバータ用溶接トランス２１の定格電圧まで充電するが、本発明ではインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電する。図６は充電電圧による通電可能時間を比較したものであるが、従来は大容量コンデンサ７をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧、例えば６００Ｖに充電していたが、本発明では定格電圧を超えた値の７００Ｖに充電する。

大容量コンデンサ７の電圧は図６のように通電の経過とともに徐々に降下するが、溶接電流が立ち上がり定常状態となり、定常状態の溶接電流を通電の最後まで維持するためには、定常状態の溶接電流を流すに必要な最低電圧、図６の場合であれば４００Ｖを維持できる容量の大容量コンデンサ７が必要となる。

コンデンサの仕様に充放電耐久性として繰り返し使用可能な充放電電圧差（充電電圧から放電後の電圧を差し引いた値）が規定されていて、過度の放電はコンデンサの寿命を短くするため、溶接によるコンデンサの放電での電圧降下の制限が必要となる。通電間隔や周囲温度にもよるが通常、充放電電圧差は２００Ｖ〜３００Ｖ程度の値が規定されている。

大容量コンデンサ７に必要となるコンデンサ容量は次のように決定する。大容量コンデンサ７の容量は、溶接機の最大電流、最大通電時間、インバータ用溶接トランス２１の巻数比、コンデンサの充電電圧、溶接時のコンデンサ放電による電圧降下を元に計算し、ばらつきなどを考慮して決定される。
例えば最大電流：５０ＫＡ、最大通電時間：３０ｍｓｅｃ、インバータ用溶接トランス２１の巻数比：５０、コンデンサの充電電圧：ＤＣ６００Ｖ（インバータ用溶接トランス２１の定格電圧とする）、溶接電流供給によるコンデンサ放電の電圧降下：２００Ｖ、その時のＰＷＭ制御のデューティを１００％とする場合、
実際の概算を示すと、溶接機本体２２の概算抵抗は、
（６００Ｖ−２００Ｖ）／５０／５０ＫＡ＝１６０μΩとなり、コンデンサ容量（単位はＦ）は、（１６０μΩ×５０ＫＡ×５０ＫＡ）×３０ｍｓｅｃ×２／（６００Ｖ×６００Ｖ−４００Ｖ×４００Ｖ）＝０．１２Ｆとなる。
実際にはこの値に余裕を持たせた値となる。

溶接電流の立ち上がりを速くするためには、大容量コンデンサ７の容量に余裕を持たせることが重要である。図４はインバータ用溶接トランス２１の２次電圧１６の違いによる溶接電流の立ち上がり時間の差を示したものである。溶接電流の波形は一般的なＬＲ回路（インダクタンスと抵抗）の波形となる。インバータ回路１で直流電圧を交流信号に変換しインバータ用溶接トランス２１に印加しインバータ用溶接トランス２１の２次側の整流器で整流しているため、実際の溶接電流の波形（図３（ｃ）参照）は、極性の切り替わり部分でリップルがあるが、図４の波形とは概略同じとなる。溶接電流波形の傾きは、通電開始直後は急であるが、最大電流に近づくに従い緩やかとなる。最大電流付近で使用する場合、溶接電流の立ち上がりは非常に遅くなる。例えば最大電流に対して１５％程度低いところで制御を行う場合は、溶接電流をより速く立ち上げることができる。図４では最大電流に対する余裕を５％（最大電流：５２．６ＫＡ、２次電圧：１０Ｖ）と１４％（最大電流：５７．９ＫＡ：２次電圧：１１Ｖ）で比較したもので、５０ＫＡに達する電流の立ち上がり時間は４．２ｍｓｅｃと６．３ｍｓｅｃとなる。最大電流の比率が１．１倍であるが、立ち上がり時間の比率は１．５倍となる。最大電流が大きいほど溶接電流の立ち上がりは速くなり、最大電流を大きくするためには大容量コンデンサ７の電圧が高いほど大きくなる。大容量コンデンサ７の電圧（１次電圧１５）と２次電圧１６には概略、２次電圧＝１次電圧／インバータ用溶接トランスの巻数比の関係がある。大容量コンデンサ７の電圧は溶接の経過とともに降下するが、溶接電流が立ち上がるまでは、定常状態の溶接電流を流すに必要な電圧に対して大容量コンデンサ７の電圧は十分に高く維持しなければならない。溶接による大容量コンデンサ７の電圧降下が性能に支障がないよう大容量コンデンサ７の容量を十分確保していればよいが、コンデンサは高価で、必要最小限となっているのが現状である。

効率のよいＰＷＭ制御を行う上でも大容量コンデンサ７の容量の余裕は重要である。インバータ回路１で、ＰＷＭ制御する場合制御周波数で極性が切り替わる。インバータ用溶接トランス２１の２次側の溶接電流波形は、図３（ｃ）となるが、極性の切り替わり部分で溶接電流が降下し、溶接電流の立ち上がり時間は遅くなる。
極性の切り替わり時間は、インバータ用溶接トランス２１及び1ケーブルのインダクタンスによる電圧降下が関係し、インバータ用溶接トランス２１に印加する電圧に逆比例し、電圧を高くすれば短くできる。図５に一例を示す。図５は図３（ａ）のデューティ１００％のＰＷＭ制御のスイッチング波形で、インバータ用溶接トランス２１の１次側の電流波形で、Ｗ１（Ａ１、Ｂ１）の波形は、Ｗ２（Ａ２、Ｂ２）の波形に対して印加電圧は高く、切り替わり時間のＢ１、Ｂ２はＢ１（印加電圧が高い側）の方が短く、効率が良い。大容量コンデンサ７の電圧は溶接経過とともに降下するので、ＰＷＭ制御の効率は徐々に悪くなる。大容量コンデンサ７の容量に余裕があり電圧降下が少ない方が効率は良くなる。

前記のように溶接電流の立ち上がりを安定に短時間で立ち上げるためには定常状態の溶接電流を流すに必要な電圧に対して大容量コンデンサ７の電圧が十分余裕があることが重要で、さらに効率のよいＰＷＭ制御を行うためには極性の切り替わる部分の時間をより短くする必要がありそのためには大容量コンデンサ７の電圧が高い方がよく、定常状態の溶接電流を維持するためには最低電圧の維持が必要で、大容量コンデンサ７の容量に余裕を設けることがとても重要となるが、コンデンサは高価であり余裕を設けることは難しい。

そこで本発明ではコンデンサの充電電圧をできる限り高くすることを考えるが、従来はインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値にコンデンサを充電して使用することはできなかったが、コンデンサの充電電圧をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電して使用できればコンデンサを効率よく使用することが可能となる。コンデンサの充電電圧を高くすると蓄積されるエネルギは大きくなり、溶接電流として供給できるエネルギも大きくなる。蓄積されるエネルギは、（１／２）×コンデンサの容量Ｆ×充電電圧の２乗 となり、電圧の２乗に比例する。

インバータ用溶接トランス２１の定格電圧は絶縁性とインバータ用溶接トランス２１のコアの磁束密度により規定されている。絶縁性は一般的に絶縁耐圧が２０００Ｖ以上確保されている。コアの磁束密度は、印加電圧の時間による積分値で制限を受け、インバータ用溶接トランス２１は定格電圧、定格周波数で使用できるように設計されている。
例えば定格電圧６００Ｖ、周波数１ＫＨｚのインバータ用溶接トランス２１の場合、６００Ｖ、０．５ｍｓｅｃのパルス電圧を印加でき、スイッチング波形が図３（ａ）の場合、印加電圧×印加時間＝６００Ｖ×０．５ｍｓｅｃで制限される。７５０Ｖの場合、０．５ｍｓｅｃ×（６００/７５０）＝０．４ｍｓｅｃの時間は印加できる。平均電圧は７５０Ｖ×（０．４ｍｓｅｃ/０．５ｍｓｅｃ）＝６００Ｖでとなり、印加時間は平均電圧で管理できる。従来はインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値の電圧を印加することは考えなかったが、平均電圧がインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を越えなければ磁気飽和することもなく正常に使用することができる。前記の例の場合は許容されるパルス幅は０．５ｍｓｅｃ×平均電圧／現在のコンデンサ電圧となる。

大容量コンデンサ７は通常流通性のよい定格電圧４５０Ｖの電解コンデンサを２直列で使用する。インバータ回路１の許容電源電圧は通常ＡＣ４８０Ｖ程度、直流電圧に換算すると約６８０Ｖで、インバータ回路１に使用するスイッチング素子の耐圧は１２００Ｖ品が使用されており、スイッチングノイズに対する余裕を考慮すると、コンデンサに充電してよい電圧の上限は７５０Ｖ〜８００Ｖ程度となる。

本発明では、溶接制御回路３、インバータ回路１、降圧昇圧充電回路６で大容量コンデンサ７の電圧をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値、例えば７５０Ｖに充電しＰＷＭ制御で計算されたパルス幅Ｔｐｗｍを、図７のＰＷＭパルス幅制限処理フローチャートに従い、大容量コンデンサ７の電圧Ｖｃを計測し、その電圧Ｖｃがインバータ用溶接トランス２１の定格電圧ＶＴＲを超えている時は制限パルス幅ＴＰを平均電圧が定格電圧となるようＴＰ ＝ ＴＴ × ＶＴＲ／Ｖｃで計算（ＴＴはインバータ用溶接トランス２１の定格電圧の時の許容パルス幅）し、ＴＰを超えている時はＴＰで制限する。これにより大容量コンデンサ７をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電して使用することが可能となり、大容量コンデンサ７を効率よく使用することが可能となる。

大容量コンデンサ７がインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えてパルス幅を制限する具体例を示す。定格電圧６００Ｖ、制御周波数１０００Ｈｚのインバータ用溶接トランス２１を使用する場合、ＰＷＭ制御の片側のパルス幅は０．５ｍｓｅｃとなり、大容量コンデンサ７の充電電圧が７５０Ｖで通電開始した場合、許容パルス幅は０．５ｍｓｅｃ×６００Ｖ／７５０Ｖ＝０．４ｍｓｅｃ、通電経過により大容量コンデンサ７の電圧が７００Ｖに降下した状態では、０．５ｍｓｅｃ ×６００Ｖ／７００Ｖ＝約０．４３ｍｓｅｃ、さらに通電経過により大容量コンデンサ７の電圧が６５０Ｖに降下した状態では、０．５ｍｓｅｃ ×６００Ｖ／６５０Ｖ＝約０．４６ｍｓｅｃ、大容量コンデンサ７の電圧が６００Ｖ以下に降下した場合は、平均電圧が定格電圧以下となるので、０．５ｍｓｅｃとなる。溶接電流が立ち上がり定常状態になれば、インバータのＰＷＭ制御で定常状態の溶接電流を流すに必要なパルス幅で制御される。

溶接電流、通電時間が同じ場合の具体的な事例として、前記の大容量コンデンサの必要容量の計算例でコンデンサの充電電圧（インバータ用溶接トランス２１の定格電圧）６００Ｖをインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値の７００Ｖにした場合を示す。コンデンサ７の充電電圧６００Ｖの場合の必要容量は０．１２Ｆであった。
前記と同様に計算すると、コンデンサ容量は、（１６０μΩ×５０ＫＡ×５０ＫＡ）×３０ｍｓｅｃ×２／（７００Ｖ×７００Ｖ−４００Ｖ×４００Ｖ）＝０．０７３Ｆとなる。０．０７３Ｆは０．１２Ｆの約６０％（０．０７３Ｆ／０．１２Ｆ＝約６０％）となり、本発明のインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に大容量コンデンサ７を充電することで、大幅にコンデンサ容量を低減できる。

溶接電流、大容量コンデンサ７の容量が同じ場合の具体的な事例として、図６を示す。従来のようにインバータ用溶接トランス２１の定格電圧６００Ｖと本発明の定格電圧を超えた値の７００Ｖに大容量コンデンサ７を充電した場合で、通電による放電で大容量コンデンサ７の電圧が４００Ｖまで降下するまでの通電可能時間を比較すると３５ｍｓｅｃと５８ｍｓｅｃで、約１．７倍と大幅な増加となる。本発明のインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に大容量コンデンサ７を充電することで、通電時間を大幅に増加できる。

インバータ回路１によりＰＷＭ制御された溶接電流は、大容量コンデンサ７の充電電圧に関係なく設定電流となるが、大容量コンデンサ７からの供給電流はＰＷＭ制御されているので、連続電流ではなく図３（ｂ）のようにパルス電流となり大容量コンデンサ７の充電電圧が高ければ高いほどパルス幅は短く、大容量コンデンサ７からの供給電流は小さくなり、大容量コンデンサ７の充放電電圧差も小さく、大容量コンデンサ７の発熱も小さくなり、大容量コンデンサ７の寿命は温度との相関が有り、寿命が長くなる。

大容量コンデンサ７の充電電圧を高くすることにより効率よくエネルギを蓄積できるようになるが、使用する溶接電流に対して過度にインバータ用溶接トランス２１の２次側の電圧が高くなるとＰＷＭ制御が難しくなる。インバータ用溶接トランス２１の２次側の電圧が高くなると最大電流も大きくなり、溶接電流に対して過度に最大電流が大きいと（最大電流に対して使用する溶接電流が小さ過ぎると）、電流変化の大きいところで溶接電流を制御することになり、分解能の不足や過大なリップルなどによりインバータのＰＷＭ制御の動作が不安定になり制御が難しくなる。図８に、図４の２次電圧（図１の１６）を８Ｖ、１０Ｖにした拡大図を示す。図８は溶接電流波形と溶接電流波形の傾きの一例で、ＰＷＭ制御で５ＫＡの溶接電流を制御する場合にインバータ用溶接トランス２１の２次電圧１６の８Ｖと１０Ｖの違いを示したものであるが、制御する溶接電流が小さくなると溶接電流の傾きが大きくなり、パルス幅のわずかな変化で溶接電流が大きく変化する。８Ｖの場合には０．１ｍｓｅｃ当たり約１．７ＫＡ，１０Ｖの場合には約２．３ＫＡとなる。
一般的に最大電流の５％から１５％を最低制御電流の目安にしている。例えば最大電流が５０ＫＡの場合、２．５ＫＡ〜７．５ＫＡが最低制御電流の目安となる。大容量コンデンサ７の充電電圧を高くすれば最大電流も高くなり、最低制御電流も高くなる。そのため、本発明のように大容量コンデンサ７をインバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電して使用する場合、特に使用する溶接電流に応じて大容量コンデンサ７の充電電圧の制限が必要となる。例えば大容量コンデンサ７の電圧が６００Ｖで最大電流５０ＫＡの場合、７５０Ｖにすると最低制御電流は２．５ＫＡ〜７．５ＫＡが、３．１ＫＡ〜９．４ＫＡとなり、大容量コンデンサ７の充電電圧を高くすると溶接電流の適応範囲が狭くなる。

そこで本発明では、使用する溶接電流に応じて充電電圧を制限する。充電電圧の制限方法はいろいろあるが、例えば、図９で設定溶接電流により充電電圧を計算する処理のフローチャートを示すように最大電流の１５％が設定溶接電流となる値を求め、その最大電流となる充電電圧を計算し、最大充電電圧以下となるように制限する。最大充電電圧を７５０Ｖ、インバータ用溶接トランス２１の定格電圧を６００Ｖ、最大電流を５０ＫＡ、設定溶接電流を５ＫＡの場合、最大電流の１５％が設定溶接電流となる値＝５ＫＡ／１５％＝３３．３ＫＡ、大容量コンデンサ７の充電電圧＝６００Ｖ×３３．３ＫＡ／５０ＫＡ＝約４００Ｖとなり、最大充電電圧の７５０Ｖ以下となるので、大容量コンデンサ７の充電電圧は４００Ｖとなる。

大容量コンデンサ７を７５０Ｖに充電して使用できるのは、７５０Ｖ／６００Ｖ×５０ＫＡ×１５％＝９．４ＫＡ 以上の溶接電流で大容量コンデンサ７を７５０Ｖに充電して使用できる。ＰＷＭ制御では溶接電流が定常状態に到達するまでは、前記のインバータ用溶接トランス２１に平均値の定格電圧以下となるようにパルス幅を制限する以外はＰＷＭ制御のパルス幅は固定となるため、その間の大容量コンデンサ７の放電による電圧降下がありＰＷＭ制御の低い溶接電流に対する充電電圧の制限には余裕がある。目安とする１５％の値にも余裕がり、設定値として調整してもよい。

本発明では、設定溶接電流で充電電圧を制限することで、低い溶接電流でもＰＷＭ制御を安定に行うことができ、溶接機の溶接電流の適応範囲を広げることが可能となる。

抵抗溶接機において大容量コンデンサ７の容量を低減しても小容量の受電設備を使用でき、安定した電流の立ち上がりと溶接電流により、品質の安定した溶接を提供できる。

１ インバータ回路
２ インバータ制御回路
３ 溶接制御回路
４ 整流器
６ 降圧昇圧充電回路
７ 大容量コンデンサ
１３ 電流センサ
１４ 大容量コンデンサの電圧
１５ １次電圧
１６ ２次電圧
２１ インバータ用溶接トランス
２２ 溶接機本体
３１ リアクトル
３２ 電流センサ
３３ 降圧制御用スイッチ
３４ 整流器
３５ 昇圧制御用スイッチ
３６ 整流器
３７ 電圧センサ
３８ 降圧昇圧制御回路

Claims (2)

1. ２つの電極を有する溶接機本体２２に溶接電流を供給することで被溶接物に対して溶接を行う抵抗溶接機であって、
   溶接電流の供給に用いられるコンデンサ７と、
   ２次側からは１次側の印加電圧に応じた溶接電流を出力するインバータ用溶接トランス２１と、
   前記コンデンサ７を前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えた値に充電する降圧昇圧充電回路６と、
   前記コンデンサ７の充電電圧をオンオフして前記溶接機本体２２に供給する溶接電流を得るための電圧を生成し、前記コンデンサ７の充電電圧が前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧以上の時、前記インバータ用溶接トランス２１の１次側に印加する印加電圧の平均値が前記インバータ用溶接トランス２１の定格電圧を超えないようにパルス幅制御を行うインバータ回路１と、
   を備えた抵抗溶接機。
2. 前記降圧昇圧充電回路６は、溶接電流が小さく前記インバータ回路１におけるパルス幅制御範囲を下回る時には、前記コンデンサ７の充電電圧を前記パルス幅制御範囲となるように制御する請求項１に記載の抵抗溶接機。