JP3003994B2 - インバータ制御交流式抵抗溶接機 - Google Patents
インバータ制御交流式抵抗溶接機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源からの入
力が単相交流式であって、インバータ回路の出力電流
（溶接電流）を台形波交流又は矩形波交流、あるいは正
弦波としたインバータ制御交流式抵抗溶接機に関するも
のである。
力が単相交流式であって、インバータ回路の出力電流
（溶接電流）を台形波交流又は矩形波交流、あるいは正
弦波としたインバータ制御交流式抵抗溶接機に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、通常の溶接電流が、数千アン
ペア〜数万アンペア用のインバータ制御交流式抵抗溶接
機は、三相入力が主流であって単相入力方式は小容量に
限られている。図７はかかる従来のインバータ制御交流
式抵抗溶接機のブロック回路図を示し、図中１はダイオ
ードブリッジ回路からなる整流回路であり、単相交流の
商用電源（交流電源）ＡＣを整流するものである。この
整流回路１の整流出力は平滑コンデンサＣ1 により平滑
されるようになっている。上記平滑コンデンサＣ1 によ
り平滑された電圧はインバータ回路２に電源として供給
されている。このインバータ回路２は、例えば４個のス
イッチング素子からなるフルブリッジ回路で構成されて
いる。
ペア〜数万アンペア用のインバータ制御交流式抵抗溶接
機は、三相入力が主流であって単相入力方式は小容量に
限られている。図７はかかる従来のインバータ制御交流
式抵抗溶接機のブロック回路図を示し、図中１はダイオ
ードブリッジ回路からなる整流回路であり、単相交流の
商用電源（交流電源）ＡＣを整流するものである。この
整流回路１の整流出力は平滑コンデンサＣ1 により平滑
されるようになっている。上記平滑コンデンサＣ1 によ
り平滑された電圧はインバータ回路２に電源として供給
されている。このインバータ回路２は、例えば４個のス
イッチング素子からなるフルブリッジ回路で構成されて
いる。
【０００３】上記インバータ回路２の出力側は溶接トラ
ンス３の１次側に接続されており、溶接トランス３の２
次側はそれぞれ２次側導体４，５が接続され、さらに２
次側導体４，５の先端には一対の電極６，７が設けられ
ている。そして、電極６，７により母材８を加圧して、
周知の抵抗溶接を行なうものである。
ンス３の１次側に接続されており、溶接トランス３の２
次側はそれぞれ２次側導体４，５が接続され、さらに２
次側導体４，５の先端には一対の電極６，７が設けられ
ている。そして、電極６，７により母材８を加圧して、
周知の抵抗溶接を行なうものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図８（ａ）は
図７に示す整流回路１の入力側の入力電圧の波形を示し
ており、この整流回路１により全波整流された波形が図
８（ｃ）に示す半波の波形である。インバータ回路２は
制御回路（図示せず）により各アームのスイッチング素
子が入力電圧の各半サイクル毎に交互にスイッチングさ
れて、正極側、負極側に交互に一定期間の間高周波発振
している。このインバータ回路２のスイッチング動作に
より図８（ｂ）に示すような台形波状又は矩形波状のイ
ンバータ回路２の出力電流（溶接電流）を出力するよう
になっている。この台形波の溶接電流の周波数は、単相
入力の商用電源ＡＣの周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）と
同じ周波数である。
図７に示す整流回路１の入力側の入力電圧の波形を示し
ており、この整流回路１により全波整流された波形が図
８（ｃ）に示す半波の波形である。インバータ回路２は
制御回路（図示せず）により各アームのスイッチング素
子が入力電圧の各半サイクル毎に交互にスイッチングさ
れて、正極側、負極側に交互に一定期間の間高周波発振
している。このインバータ回路２のスイッチング動作に
より図８（ｂ）に示すような台形波状又は矩形波状のイ
ンバータ回路２の出力電流（溶接電流）を出力するよう
になっている。この台形波の溶接電流の周波数は、単相
入力の商用電源ＡＣの周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）と
同じ周波数である。
【０００５】通常の抵抗溶接において、回路インピーダ
ンスや負荷インピーダンス等により溶接電流（インバー
タ回路２の出力電流）は図８（ｂ）に示すように入力電
圧（図８（ａ）参照）より位相が遅れて流れることにな
る。そのため、溶接電流は入力電圧の位相より常に遅れ
ることになり、平滑コンデンサＣ1 は図８（ｃ）のメッ
シュ部分に示すように、整流波形の谷間の部分において
電源容量を供給するだけの容量を持つ必要がある。つま
り、上記のメッシュ部分が平滑コンデンサＣ1が負担す
る負荷である。すなわち、入力電圧と出力電流（溶接電
流）との位相差を何ら考慮しない場合には、平滑コンデ
ンサＣ1 の負荷が大きくなり、特に図８（ｃ）に示すよ
うに、出力電流の位相が入力電圧より９０度遅れた場合
には平滑コンデンサＣ1 の負荷が最も大きくなる。
ンスや負荷インピーダンス等により溶接電流（インバー
タ回路２の出力電流）は図８（ｂ）に示すように入力電
圧（図８（ａ）参照）より位相が遅れて流れることにな
る。そのため、溶接電流は入力電圧の位相より常に遅れ
ることになり、平滑コンデンサＣ1 は図８（ｃ）のメッ
シュ部分に示すように、整流波形の谷間の部分において
電源容量を供給するだけの容量を持つ必要がある。つま
り、上記のメッシュ部分が平滑コンデンサＣ1が負担す
る負荷である。すなわち、入力電圧と出力電流（溶接電
流）との位相差を何ら考慮しない場合には、平滑コンデ
ンサＣ1 の負荷が大きくなり、特に図８（ｃ）に示すよ
うに、出力電流の位相が入力電圧より９０度遅れた場合
には平滑コンデンサＣ1 の負荷が最も大きくなる。
【０００６】このように、単相入力で商用電源ＡＣと同
じ周波数の溶接電流を得ようとした場合において、入力
電圧に対して溶接電流の位相が合うように同期の制御を
行なわない場合には、平滑コンデンサＣ1 の容量を大き
くしなければならないという問題があり、そのため、平
滑コンデンサＣ1 のコストが高くなると共に、平滑コン
デンサＣ1 の形状も大きくなり、装置全体の形状も大き
くなるという問題があった。
じ周波数の溶接電流を得ようとした場合において、入力
電圧に対して溶接電流の位相が合うように同期の制御を
行なわない場合には、平滑コンデンサＣ1 の容量を大き
くしなければならないという問題があり、そのため、平
滑コンデンサＣ1 のコストが高くなると共に、平滑コン
デンサＣ1 の形状も大きくなり、装置全体の形状も大き
くなるという問題があった。
【０００７】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、単相入力で商用電源と同じ周波数の溶接電流を
得る場合に、入力電圧と溶接電流の位相を合わせること
で、平滑用コンデンサの容量を小さくすることを可能と
し、もって平滑用コンデンサのコストの低減を図り、形
状も小さくして、装置全体を小型化することを目的とし
たインバータ制御交流式抵抗溶接機を提供するものであ
る。
あって、単相入力で商用電源と同じ周波数の溶接電流を
得る場合に、入力電圧と溶接電流の位相を合わせること
で、平滑用コンデンサの容量を小さくすることを可能と
し、もって平滑用コンデンサのコストの低減を図り、形
状も小さくして、装置全体を小型化することを目的とし
たインバータ制御交流式抵抗溶接機を提供するものであ
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明の請求項
１記載のインバータ制御交流式抵抗溶接機では、単相交
流式の商用電源ＡＣを整流する整流回路１と、この整流
回路１の出力を平滑する平滑用コンデンサＣ1 と、この
平滑用コンデンサＣ1 により平滑された電圧を電源とし
て供給されるインバータ回路２と、このインバータ回路
２の出力側に設けられている溶接トランス３とを備え、
上記インバータ回路２のスイッチング動作により溶接電
流としての出力電流を台形波交流又は矩形波交流として
出力するインバータ制御交流式抵抗溶接機において、上
記インバータ回路２の出力電流を上記商用電源ＡＣから
の入力電圧の位相と同期させる制御回路１２を備えてい
ることを特徴としている。
１記載のインバータ制御交流式抵抗溶接機では、単相交
流式の商用電源ＡＣを整流する整流回路１と、この整流
回路１の出力を平滑する平滑用コンデンサＣ1 と、この
平滑用コンデンサＣ1 により平滑された電圧を電源とし
て供給されるインバータ回路２と、このインバータ回路
２の出力側に設けられている溶接トランス３とを備え、
上記インバータ回路２のスイッチング動作により溶接電
流としての出力電流を台形波交流又は矩形波交流として
出力するインバータ制御交流式抵抗溶接機において、上
記インバータ回路２の出力電流を上記商用電源ＡＣから
の入力電圧の位相と同期させる制御回路１２を備えてい
ることを特徴としている。
【０００９】これにより、単相交流式の入力電圧の位相
とインバータ回路２の出力電流（溶接電流）との位相を
合わせることができ、位相を非同期とした場合と比べて
平滑用コンデンサＣ1 が負担する負荷を少なくすること
ができる。
とインバータ回路２の出力電流（溶接電流）との位相を
合わせることができ、位相を非同期とした場合と比べて
平滑用コンデンサＣ1 が負担する負荷を少なくすること
ができる。
【００１０】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接機では、単相交流式の商用電源ＡＣを整流す
る整流回路１と、この整流回路１の出力を平滑する平滑
用コンデンサＣ1 と、この平滑用コンデンサＣ1 により
平滑された電圧を電源として供給されるインバータ回路
２と、このインバータ回路２の出力側に設けられている
溶接トランス３とを備え、上記インバータ回路２のスイ
ッチング動作により溶接電流としての出力電流を正弦波
のピーク部分をカットして出力するインバータ制御交流
式抵抗溶接機において、上記インバータ回路２の出力電
流を上記商用電源ＡＣからの入力電圧の位相と同期させ
る制御回路１２を備えていることを特徴としている。
式抵抗溶接機では、単相交流式の商用電源ＡＣを整流す
る整流回路１と、この整流回路１の出力を平滑する平滑
用コンデンサＣ1 と、この平滑用コンデンサＣ1 により
平滑された電圧を電源として供給されるインバータ回路
２と、このインバータ回路２の出力側に設けられている
溶接トランス３とを備え、上記インバータ回路２のスイ
ッチング動作により溶接電流としての出力電流を正弦波
のピーク部分をカットして出力するインバータ制御交流
式抵抗溶接機において、上記インバータ回路２の出力電
流を上記商用電源ＡＣからの入力電圧の位相と同期させ
る制御回路１２を備えていることを特徴としている。
【００１１】これにより、単相交流式の入力電圧の位相
とインバータ回路２の出力電流（溶接電流）との位相を
合わせることができ、位相を非同期とした場合と比べて
平滑用コンデンサＣ1 が負担する負荷を少なくすること
ができる。特に、溶接電流の波形を正弦波のピークをカ
ットした波形としているので、溶接電流を台形波交流又
は矩形波交流とした場合よりも平滑用コンデンサＣ1 の
負担を更に少なくすることができる。
とインバータ回路２の出力電流（溶接電流）との位相を
合わせることができ、位相を非同期とした場合と比べて
平滑用コンデンサＣ1 が負担する負荷を少なくすること
ができる。特に、溶接電流の波形を正弦波のピークをカ
ットした波形としているので、溶接電流を台形波交流又
は矩形波交流とした場合よりも平滑用コンデンサＣ1 の
負担を更に少なくすることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図２は本発明のインバータ制御交
流式抵抗溶接機のブロック回路図を示しており、整流回
路１の出力側に並列に設けている平滑コンデンサＣ1
は、後述する理由により従来よりは容量の小さいコンデ
ンサを使用している。なお、従来の図７に示す回路と同
じ要素は同一の番号を付して、その説明は省略し、本発
明の要旨の部分について詳述する。
を参照して説明する。図２は本発明のインバータ制御交
流式抵抗溶接機のブロック回路図を示しており、整流回
路１の出力側に並列に設けている平滑コンデンサＣ1
は、後述する理由により従来よりは容量の小さいコンデ
ンサを使用している。なお、従来の図７に示す回路と同
じ要素は同一の番号を付して、その説明は省略し、本発
明の要旨の部分について詳述する。
【００１３】整流回路１の入力側には、図３に示すよう
に入力電圧のゼロクロスを検出するためのゼロクロス検
出回路１１が設けられている。このゼロクロス検出回路
１１は、図３（ａ）に示すように商用電源ＡＣからの入
力電圧の極性が反転する時に図３（ｂ）に示すようなゼ
ロクロス信号を検出するものである。しかし、このゼロ
クロス検出回路１１では、入力電圧の半サイクル毎のゼ
ロクロス信号を出力するのではなく、図３（ｃ）に示す
１サイクル毎のゼロクロス信号を出力するようにしてい
る。そして、このゼロクロス検出回路１１により検出さ
れた１サイクル毎のゼロクロス信号は制御回路１２に入
力されている。
に入力電圧のゼロクロスを検出するためのゼロクロス検
出回路１１が設けられている。このゼロクロス検出回路
１１は、図３（ａ）に示すように商用電源ＡＣからの入
力電圧の極性が反転する時に図３（ｂ）に示すようなゼ
ロクロス信号を検出するものである。しかし、このゼロ
クロス検出回路１１では、入力電圧の半サイクル毎のゼ
ロクロス信号を出力するのではなく、図３（ｃ）に示す
１サイクル毎のゼロクロス信号を出力するようにしてい
る。そして、このゼロクロス検出回路１１により検出さ
れた１サイクル毎のゼロクロス信号は制御回路１２に入
力されている。
【００１４】上記制御回路１２は、マイクロコンピュー
タで構成されていて、この制御回路１２内で図５（ｃ）
に示すように半サイクル毎の同期信号を生成している。
これは、商用電源ＡＣの周波数は非常に安定しているた
めに、ゼロクロス検出回路１１での半サイクル毎の同期
処理は不要であり、制御回路１２が備えているカウンタ
機能を利用して内部で半サイクル毎の同期信号を生成し
ている。
タで構成されていて、この制御回路１２内で図５（ｃ）
に示すように半サイクル毎の同期信号を生成している。
これは、商用電源ＡＣの周波数は非常に安定しているた
めに、ゼロクロス検出回路１１での半サイクル毎の同期
処理は不要であり、制御回路１２が備えているカウンタ
機能を利用して内部で半サイクル毎の同期信号を生成し
ている。
【００１５】図４はインバータ回路２の回路図を示し、
４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4でフルブリッジ回路
を構成している。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、スイ
ッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 が交互に所定の周波数（２〜５
ｋＨｚ）でスイッチングされて、台形波交流又は矩形波
交流の溶接電流（出力電流）が形成されるようになって
いる。
４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4でフルブリッジ回路
を構成している。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、スイ
ッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 が交互に所定の周波数（２〜５
ｋＨｚ）でスイッチングされて、台形波交流又は矩形波
交流の溶接電流（出力電流）が形成されるようになって
いる。
【００１６】また、図２に示すように、インバータ回路
２と溶接トランス３の１次側との間にはカレントトラン
スＣＴが介装されており、このカレントトランスＣＴの
２次側出力が上記制御回路１２にフィードバックされて
いる。このカレントトランスＣＴからの制御回路１２へ
のフィードバック制御により溶接電流は定電流制御され
るものであり、制御回路１２からの信号がドライバー１
３に出力され、インバータ回路２の上記スイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ4 がＰＷＭ制御によりオンオフ制御される。
２と溶接トランス３の１次側との間にはカレントトラン
スＣＴが介装されており、このカレントトランスＣＴの
２次側出力が上記制御回路１２にフィードバックされて
いる。このカレントトランスＣＴからの制御回路１２へ
のフィードバック制御により溶接電流は定電流制御され
るものであり、制御回路１２からの信号がドライバー１
３に出力され、インバータ回路２の上記スイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ4 がＰＷＭ制御によりオンオフ制御される。
【００１７】次に、本発明の制御動作について図１、図
２及び図５を参照しながら説明する。先ず、図５（ａ）
に示す起動入力信号により商用電源ＡＣが印加され（図
１（ａ）参照）、同時にゼロクロス検出回路１１により
図５（ｂ）に示すように、１サイクル毎のゼロクロス信
号が検出されて出力される。そして、この後制御回路１
２の内部ではゼロクロス検出回路１１からのゼロクロス
信号で図５の（ｃ）に示すように図１（ａ）に示す入力
電圧の半サイクル毎に対応した同期信号を生成する。ま
た、起動信号が入力された場合に、図５（ｄ）に示すよ
うに加圧装置（図示せず）により電極６，７が母材８を
加圧する。
２及び図５を参照しながら説明する。先ず、図５（ａ）
に示す起動入力信号により商用電源ＡＣが印加され（図
１（ａ）参照）、同時にゼロクロス検出回路１１により
図５（ｂ）に示すように、１サイクル毎のゼロクロス信
号が検出されて出力される。そして、この後制御回路１
２の内部ではゼロクロス検出回路１１からのゼロクロス
信号で図５の（ｃ）に示すように図１（ａ）に示す入力
電圧の半サイクル毎に対応した同期信号を生成する。ま
た、起動信号が入力された場合に、図５（ｄ）に示すよ
うに加圧装置（図示せず）により電極６，７が母材８を
加圧する。
【００１８】そして、図５（ｅ）に示すように、所定の
初期加圧時間の経過後のゼロクロスの同期信号により制
御回路１２はドライバー１３を駆動してインバータ回路
２をオンオフ制御する。すなわち、時刻ｔ0 から時刻ｔ
1 が初期加圧時間であり、時刻ｔ1 から時刻ｔ2 までが
通電時間であり、初期加圧時間経過後の最初の入力電圧
のゼロクロスに対応した同期信号により、例えば図４に
示すスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンオフ制御され
（この時、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 は共にオフ状
態）、正極側に溶接電流（出力電流）が流れる。台形波
交流又は矩形波交流の溶接電流の周波数は単相交流の商
用電源ＡＣの周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）と同一とし
ているので、半サイクルの周期の時間は分かっており、
半サイクルの時間の直前にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
がオフ制御される。
初期加圧時間の経過後のゼロクロスの同期信号により制
御回路１２はドライバー１３を駆動してインバータ回路
２をオンオフ制御する。すなわち、時刻ｔ0 から時刻ｔ
1 が初期加圧時間であり、時刻ｔ1 から時刻ｔ2 までが
通電時間であり、初期加圧時間経過後の最初の入力電圧
のゼロクロスに対応した同期信号により、例えば図４に
示すスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンオフ制御され
（この時、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 は共にオフ状
態）、正極側に溶接電流（出力電流）が流れる。台形波
交流又は矩形波交流の溶接電流の周波数は単相交流の商
用電源ＡＣの周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）と同一とし
ているので、半サイクルの周期の時間は分かっており、
半サイクルの時間の直前にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
がオフ制御される。
【００１９】次の半サイクルの同期信号によりスイッチ
ング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオンオフ制御され（この時、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は共にオフ状態）、この半サイ
クルからは溶接電流が負極側に流れることになる。そし
て、半サイクルの時間の直前にスイッチング素子Ｑ3 ，
Ｑ4 がオフとなり、次の同期信号によりスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンオフ制御される。この動作が通電時
間の間（時刻ｔ1 〜時刻ｔ2 まで）交互に繰り返される
ことになる。これにより、入力電圧の半サイクル毎の周
期に同期して溶接電流は正極側と負極側とに交互に流れ
ることになる。
ング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオンオフ制御され（この時、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は共にオフ状態）、この半サイ
クルからは溶接電流が負極側に流れることになる。そし
て、半サイクルの時間の直前にスイッチング素子Ｑ3 ，
Ｑ4 がオフとなり、次の同期信号によりスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンオフ制御される。この動作が通電時
間の間（時刻ｔ1 〜時刻ｔ2 まで）交互に繰り返される
ことになる。これにより、入力電圧の半サイクル毎の周
期に同期して溶接電流は正極側と負極側とに交互に流れ
ることになる。
【００２０】上記の制御動作の状態を図１に示す。図１
（ａ）が単相交流（商用電源ＡＣ）の入力電圧の波形で
あり、図１（ｂ）はインバータ回路２の出力電流（溶接
電流）を、（ｃ）は平滑コンデンサＣ1 の負荷状態をそ
れぞれ示している。商用電源ＡＣの入力電圧の位相と、
インバータ回路２の出力電流（溶接電流）の位相とを合
わせるように同期させることで、平滑コンデンサＣ1 の
負荷は図１（ｃ）の斜線部分で示す分だけの容量を考慮
すれば良いことになる（この斜線部分が平滑コンデンサ
Ｃ1 が負担する負荷である。）。したがって、入力電圧
とインバータ回路２の出力電流との位相を考慮しない場
合と比べて、平滑コンデンサＣ1 の容量を小さくするこ
とができる。これにより平滑コンデンサＣ1 のコストの
低減と、平滑コンデンサＣ1 の小型化を図ることができ
る。また、平滑コンデンサＣ1 の小型化により装置全体
の小型化を図ることができる。
（ａ）が単相交流（商用電源ＡＣ）の入力電圧の波形で
あり、図１（ｂ）はインバータ回路２の出力電流（溶接
電流）を、（ｃ）は平滑コンデンサＣ1 の負荷状態をそ
れぞれ示している。商用電源ＡＣの入力電圧の位相と、
インバータ回路２の出力電流（溶接電流）の位相とを合
わせるように同期させることで、平滑コンデンサＣ1 の
負荷は図１（ｃ）の斜線部分で示す分だけの容量を考慮
すれば良いことになる（この斜線部分が平滑コンデンサ
Ｃ1 が負担する負荷である。）。したがって、入力電圧
とインバータ回路２の出力電流との位相を考慮しない場
合と比べて、平滑コンデンサＣ1 の容量を小さくするこ
とができる。これにより平滑コンデンサＣ1 のコストの
低減と、平滑コンデンサＣ1 の小型化を図ることができ
る。また、平滑コンデンサＣ1 の小型化により装置全体
の小型化を図ることができる。
【００２１】ここで、抵抗溶接機における三相入力と、
単相入力での従来例と本発明との比較を行なうと以下の
ようになる。例えば、三相２００Ｖ入力で、出力が２７
０Ｖ，６００Ａの装置を標準的な定置式スポット溶接機
（ＪＩＳ Ｃ ９３０３のＰ４タイプ）に接続し、溶接
電流が２００００Ａ程度のシステムの場合、三相入力と
同等の電流波形を得るには以下に示す通りとなる。 （１）三相入力 平滑コンデンサの容量・・・２７００μＦ×４個＝１０８００μＦ （２）単相入力 非同期（従来例）の場合・・三相入力の場合の約３倍 （３）単相入力 同期（本発明）の場合・・・三相入力の場合の約１．５倍 したがって、本発明のように入力電圧の位相と溶接電流
の位相の同期をとることで、非同期の場合と比べて約半
分の容量の平滑コンデンサで済むことになり、平滑コン
デンサの低コスト化と、小型化を図ることができる。ま
た、平滑コンデンサＣ1 の小型化により装置全体も小型
化を図ることができる。
単相入力での従来例と本発明との比較を行なうと以下の
ようになる。例えば、三相２００Ｖ入力で、出力が２７
０Ｖ，６００Ａの装置を標準的な定置式スポット溶接機
（ＪＩＳ Ｃ ９３０３のＰ４タイプ）に接続し、溶接
電流が２００００Ａ程度のシステムの場合、三相入力と
同等の電流波形を得るには以下に示す通りとなる。 （１）三相入力 平滑コンデンサの容量・・・２７００μＦ×４個＝１０８００μＦ （２）単相入力 非同期（従来例）の場合・・三相入力の場合の約３倍 （３）単相入力 同期（本発明）の場合・・・三相入力の場合の約１．５倍 したがって、本発明のように入力電圧の位相と溶接電流
の位相の同期をとることで、非同期の場合と比べて約半
分の容量の平滑コンデンサで済むことになり、平滑コン
デンサの低コスト化と、小型化を図ることができる。ま
た、平滑コンデンサＣ1 の小型化により装置全体も小型
化を図ることができる。
【００２２】ところで、平滑コンデンサＣ1 の目的は、
商用電源ＡＣを整流してさらに平滑化することと、イン
バータ回路２のスイッチング素子のスイッチングによる
サージ電圧の吸収がある。図６（ｄ）に示すように、溶
接電流を正弦波のピーク部分をカットしたような場合で
は、サージ電圧の吸収だけで良く、インバータ回路２の
実装方法やスナバー回路により異なるものの、入力電圧
の位相と出力電流の位相の同期をとることで、平滑コン
デンサＣ1 の容量は三相入力と同等の電流波形を得る場
合と比べて１／１０程度又はこれ以下とすることも可能
とすることができる。
商用電源ＡＣを整流してさらに平滑化することと、イン
バータ回路２のスイッチング素子のスイッチングによる
サージ電圧の吸収がある。図６（ｄ）に示すように、溶
接電流を正弦波のピーク部分をカットしたような場合で
は、サージ電圧の吸収だけで良く、インバータ回路２の
実装方法やスナバー回路により異なるものの、入力電圧
の位相と出力電流の位相の同期をとることで、平滑コン
デンサＣ1 の容量は三相入力と同等の電流波形を得る場
合と比べて１／１０程度又はこれ以下とすることも可能
とすることができる。
【００２３】図６（ａ）は単相交流の商用電源ＡＣのか
らの入力電圧の波形を示し、同図（ｂ）は平滑コンデン
サＣ1 による平滑後の波形を示している。また、図６
（ｃ）は平滑コンデンサＣ1 を上述のサージ電圧の吸収
だけに使用すべく溶接電流を正弦波のピークカットとし
た場合のインバータ回路２の出力電圧の波形を示してい
る。ここで、平滑コンデンサＣ1 の容量が少ない正弦波
の場合には、ピーク値の高さに応じてのスイッチング素
>子のＰＷＭ制御となるため、図６（ｃ）に示すように
結果的に出力電圧のピーク値が高くなると、インバータ
回路２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間幅は狭
くなるＰＷＭ制御となる。
らの入力電圧の波形を示し、同図（ｂ）は平滑コンデン
サＣ1 による平滑後の波形を示している。また、図６
（ｃ）は平滑コンデンサＣ1 を上述のサージ電圧の吸収
だけに使用すべく溶接電流を正弦波のピークカットとし
た場合のインバータ回路２の出力電圧の波形を示してい
る。ここで、平滑コンデンサＣ1 の容量が少ない正弦波
の場合には、ピーク値の高さに応じてのスイッチング素
>子のＰＷＭ制御となるため、図６（ｃ）に示すように
結果的に出力電圧のピーク値が高くなると、インバータ
回路２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間幅は狭
くなるＰＷＭ制御となる。
【００２４】このように、インバータ回路２の出力電流
（溶接電流）の波形のピークをカットした正弦波の場合
で、入力電圧の位相と出力電流の位相の同期をとること
で、平滑コンデンサＣ1 の容量は三相入力と同等の電流
波形を得る場合と比べて１／１０程度又はこれ以下とす
ることができる。したがって、インバータ回路２の出力
電流（溶接電流）が台形波交流又は矩形波交流の場合よ
りも、出力電流の波形をピークをカットした正弦波の場
合では、平滑コンデンサＣ1 の容量をさらに小さくする
ことができ、そのため、平滑コンデンサＣ1 のコストも
さらに低減することができる。また、平滑コンデンサＣ
1の容量を小さくできるので、装置全体をさらに小型化
することが可能となる。
（溶接電流）の波形のピークをカットした正弦波の場合
で、入力電圧の位相と出力電流の位相の同期をとること
で、平滑コンデンサＣ1 の容量は三相入力と同等の電流
波形を得る場合と比べて１／１０程度又はこれ以下とす
ることができる。したがって、インバータ回路２の出力
電流（溶接電流）が台形波交流又は矩形波交流の場合よ
りも、出力電流の波形をピークをカットした正弦波の場
合では、平滑コンデンサＣ1 の容量をさらに小さくする
ことができ、そのため、平滑コンデンサＣ1 のコストも
さらに低減することができる。また、平滑コンデンサＣ
1の容量を小さくできるので、装置全体をさらに小型化
することが可能となる。
【００２５】なお、図６に示す場合においても、図２に
示すゼロクロス検出回路１１、制御回路１２等により、
入力電圧の位相とインバータ回路２の出力電流との位相
を合わせるように制御を行なっている。
示すゼロクロス検出回路１１、制御回路１２等により、
入力電圧の位相とインバータ回路２の出力電流との位相
を合わせるように制御を行なっている。
【００２６】
【発明の効果】本発明の請求項１記載のインバータ制御
交流式抵抗溶接機によれば、入力電圧とインバータ回路
の出力電流との位相を考慮しない場合と比べて、平滑用
コンデンサの容量を小さくすることができる。これによ
り平滑用コンデンサのコストの低減と、平滑用コンデン
サの小型化を図ることができる。また、平滑用コンデン
サの小型化により装置全体の小型化を図ることができ
る。また、三相入力と同等の電流波形を得る場合、入力
電圧の位相と溶接電流の位相の同期をとることで、非同
期の場合と比べて約半分の容量の平滑用コンデンサで済
むことになり、平滑用コンデンサの低コスト化と、小型
化を図ることができる。また、平滑用コンデンサの小型
化により装置全体も小型化を図ることができる。
交流式抵抗溶接機によれば、入力電圧とインバータ回路
の出力電流との位相を考慮しない場合と比べて、平滑用
コンデンサの容量を小さくすることができる。これによ
り平滑用コンデンサのコストの低減と、平滑用コンデン
サの小型化を図ることができる。また、平滑用コンデン
サの小型化により装置全体の小型化を図ることができ
る。また、三相入力と同等の電流波形を得る場合、入力
電圧の位相と溶接電流の位相の同期をとることで、非同
期の場合と比べて約半分の容量の平滑用コンデンサで済
むことになり、平滑用コンデンサの低コスト化と、小型
化を図ることができる。また、平滑用コンデンサの小型
化により装置全体も小型化を図ることができる。
【００２７】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接機によれば、インバータ回路の出力電流（溶
接電流）の波形のピークをカットした正弦波の場合で、
入力電圧の位相と出力電流の位相の同期をとることで、
平滑用コンデンサの容量は三相入力と同等の電流波形を
得る場合と比べて１／１０程度又はこれ以下とすること
ができる。したがって、インバータ回路の出力電流（溶
接電流）が台形波交流又は矩形波交流の場合よりも、出
力電流の波形をピークをカットした正弦波の場合では、
平滑用コンデンサの容量をさらに小さくすることがで
き、そのため、平滑用コンデンサのコストもさらに低減
することができる。また、平滑用コンデンサの容量を小
さくできるので、装置全体をさらに小型化することが可
能となる。
式抵抗溶接機によれば、インバータ回路の出力電流（溶
接電流）の波形のピークをカットした正弦波の場合で、
入力電圧の位相と出力電流の位相の同期をとることで、
平滑用コンデンサの容量は三相入力と同等の電流波形を
得る場合と比べて１／１０程度又はこれ以下とすること
ができる。したがって、インバータ回路の出力電流（溶
接電流）が台形波交流又は矩形波交流の場合よりも、出
力電流の波形をピークをカットした正弦波の場合では、
平滑用コンデンサの容量をさらに小さくすることがで
き、そのため、平滑用コンデンサのコストもさらに低減
することができる。また、平滑用コンデンサの容量を小
さくできるので、装置全体をさらに小型化することが可
能となる。
【図１】本発明の実施の形態の入力電圧の位相と出力電
流の位相の同期をとった場合の動作波形図である。
流の位相の同期をとった場合の動作波形図である。
【図２】本発明の実施の形態のインバータ制御交流式抵
抗溶接機のブロック回路図である。
抗溶接機のブロック回路図である。
【図３】本発明の実施の形態の入力電圧とゼロクロス信
号との関係を示す説明図である。
号との関係を示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態のインバータ回路の具体回
路図である。
路図である。
【図５】本発明の実施の形態の起動から通電時間が終了
するまでの制御動作を示す動作波形図である。
するまでの制御動作を示す動作波形図である。
【図６】本発明の実施の形態の出力電流（溶接電流）を
ピーク値をカットした正弦波の場合の動作波形図であ
る。
ピーク値をカットした正弦波の場合の動作波形図であ
る。
【図７】従来例のインバータ制御交流式抵抗溶接機のブ
ロック回路図である。
ロック回路図である。
【図８】従来例の入力電圧の位相と出力電流の位相の同
期をとらない場合の動作波形図である。
期をとらない場合の動作波形図である。
１ 整流回路 ２ インバータ回路 ３ 溶接トランス １２ 制御回路 ＡＣ 商用電源 Ｃ1 平滑用コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−187278（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−148091（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) B23K 11/24 - 11/25
Claims (2)
- 【請求項１】 単相交流式の商用電源（ＡＣ）を整流す
る整流回路（１）と、この整流回路（１）の出力を平滑
する平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）と、この平滑用コンデン
サ（Ｃ1 ）により平滑された電圧を電源として供給され
るインバータ回路（２）と、このインバータ回路（２）
の出力側に設けられている溶接トランス（３）とを備
え、上記インバータ回路（２）のスイッチング動作によ
り溶接電流としての出力電流を台形波交流又は矩形波交
流として出力するインバータ制御交流式抵抗溶接機にお
いて、上記インバータ回路（２）の出力電流を上記商用
電源（ＡＣ）からの入力電圧の位相と同期させる制御回
路（１２）を備えていることを特徴とするインバータ制
御交流式抵抗溶接機。 - 【請求項２】 単相交流式の商用電源（ＡＣ）を整流す
る整流回路（１）と、この整流回路（１）の出力を平滑
する平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）と、この平滑用コンデン
サ（Ｃ1 ）により平滑された電圧を電源として供給され
るインバータ回路（２）と、このインバータ回路（２）
の出力側に設けられている溶接トランス（３）とを備
え、上記インバータ回路（２）のスイッチング動作によ
り溶接電流としての出力電流を正弦波のピーク部分をカ
ットして出力するインバータ制御交流式抵抗溶接機にお
いて、上記インバータ回路（２）の出力電流を上記商用
電源（ＡＣ）からの入力電圧の位相と同期させる制御回
路（１２）を備えていることを特徴とするインバータ制
御交流式抵抗溶接機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9163288A JP3003994B2 (ja) | 1997-06-04 | 1997-06-04 | インバータ制御交流式抵抗溶接機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9163288A JP3003994B2 (ja) | 1997-06-04 | 1997-06-04 | インバータ制御交流式抵抗溶接機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10328849A JPH10328849A (ja) | 1998-12-15 |
| JP3003994B2 true JP3003994B2 (ja) | 2000-01-31 |
Family
ID=15770980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9163288A Expired - Fee Related JP3003994B2 (ja) | 1997-06-04 | 1997-06-04 | インバータ制御交流式抵抗溶接機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3003994B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012009772A (ja) * | 2010-06-28 | 2012-01-12 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源装置および照明器具 |
| JP6391016B2 (ja) * | 2015-11-16 | 2018-09-19 | 株式会社向洋技研 | 抵抗溶接機 |
-
1997
- 1997-06-04 JP JP9163288A patent/JP3003994B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10328849A (ja) | 1998-12-15 |
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