JP2017063265A - パワーデバイスの過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ターンオン直後の過渡的な現象に起因する誤判定のおそれがなく、簡素な回路構成を用いて過電流状態を従来よりも高速で検出できるパワーデバイスの過電流検出回路を提供する。【解決手段】入力電極２１から出力電極２２に流れる主電流Ｉｍと入力電極２１からセンス電極２３に流れるセンス電流Ｉｍとが相関し、ゲート電極２４に入力されるゲート電圧Ｖｇの有無に応じて主電流Ｉｍおよびセンス電流Ｉｓが通電および遮断されるパワーデバイス２において、全電流Ｉｔが過大となる過電流状態を検出する回路１であって、センス電極２３に接続されて全電流Ｉｔの大きさに相関したセンス電圧Ｖｓが発生するセンス抵抗３と、ゲート電圧Ｖｇの継続時間よりも短い一定時間Ｔｏｎだけセンス抵抗３の抵抗値を低減する抵抗値低減回路４と、センス電圧Ｖｓが所定の閾値電圧Ｖｒ以上になったときに過電流状態と判定する過電流判定回路（コンパレータ５）と、を備えた。【選択図】図１

Description

本発明は、主電流が流れる出力電極に加えて過電流検出用のセンス電極を備えたパワーデバイスの過電流検出回路に関する。

パワーデバイスは、インバータ回路などに幅広く利用されており、通電位相の制御を可能とすることで電力制御を高度化している。パワーデバイスに接続された負荷や配線路で短絡などの故障が発生すると過電流が流れるが、パワーデバイス自身の過電流耐量を大きくすることは、デバイス価格の大幅な増加に直結するため難しい。このため、過電流を速やかに検出して高速で遮断することにより、高価なパワーデバイスを保護する必要が生じる。過電流検出の用途にセンス電極を内蔵したパワーデバイスが開発されており、その一例が特許文献１に開示されている。

特許文献１は、電流検出用電極（センス電極）を内蔵したパワーデバイスの過電流保護回路を開示している。この過電流保護回路は、駆動用の入力信号（ゲート電圧）に基づきターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２の期間とを識別する手段と、小さな第１の比較信号および大きな第２の比較信号を付与する手段と、電流検出用電極の検出信号を第２の期間中には第１の比較信号と比較し、第１の期間中には第２の比較信号と比較して過電流状態か否かを識別する手段と、を備える。さらに、実施形態の説明によれば、第１および第２の期間を識別する手段としてタイマーが用いられ、第１および第２の比較信号を切り替える手段としてアナログスイッチが用いられる。これによれば、ターンオン直後に過渡的に検出信号が持ち上がっても過電流と誤検出してしまうことがなく、正確に過電流保護機能が働く、とされている。

また、単一の比較信号を用いる従来技術では、検出信号をフィルタに通して過渡的なピーク波形を平坦化させることにより、誤検出を防止することが行われている。しかしながら、フィルタを追加した回路構成では、実際に過電流が発生したときに、フィルタの通過特性に相当する分だけ検出にタイムラグが生じ、或る程度の時間にわたって過電流が流れ、過電流の遮断が遅れる。

特開平６−１２０７８７号公報

ところで、特許文献１の技術では、大きさの異なる第１および第２の比較信号を生成する必要があって、回路構成部品が多くなる。また、タイマーおよびアナログスイッチを用いた回路構成では、ターンオン直後の高速切り替え動作に限界があるため、誤判定のおそれが完全に解消されるとは言い難い。さらに、フィルタを追加した従来技術では、過電流の検出にタイムラグが生じる。このため、ターンオン直後の誤判定を無くすとともに過電流を高速で検出する性能をさらに一層向上する必要がある。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたものであり、ターンオン直後の過渡的な現象に起因する誤判定のおそれがなく、簡素な回路構成を用いて過電流状態を従来よりも高速で検出できるパワーデバイスの過電流検出回路を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する本発明のパワーデバイスの過電流検出回路は、入力電極、出力電極、センス電極、およびゲート電極を有し、前記入力電極から前記出力電極に流れる主電流と前記入力電極から前記センス電極に流れるセンス電流とが相関し、前記ゲート電極に入力されるゲート電圧の有無に応じて前記主電流および前記センス電流が通電および遮断されるパワーデバイスにおいて、前記主電流と前記センス電流とを加算した全電流が過大となる状態を検出する過電流検出回路であって、前記センス電極に接続され、前記センス電流が流れたときに前記全電流の大きさに相関したセンス電圧が発生するセンス抵抗と、前記ゲート電極に前記ゲート電圧が入力されると、前記ゲート電圧の継続時間よりも短い一定時間だけ前記センス抵抗の抵抗値を低減する抵抗値低減回路と、前記センス電圧が所定の閾値電圧以上になったときに前記過電流状態と判定する過電流判定回路と、を備えた。

本発明のパワーデバイスの過電流検出回路によれば、ゲート電圧が入力されたターンオン直後の一定時間だけセンス抵抗の抵抗値が小さくなる。したがって、ターンオン直後に過渡的にセンス電流が増加しても、センス電圧の増加が抑制され、過電流状態と誤判定するおそれは生じない。また、抵抗値低減回路は、複数の抵抗の接続を切り替える構成を採用できるので、センス電圧の波形にタイムラグや変歪などは発生しない。したがって、実際に過電流状態が発生したときには従来よりも高速で検出できる。

第１実施形態の過電流検出回路をパワーデバイスとともに示す回路図である。 波形変換回路の動作を模式的に説明する波形図である。 パワーデバイスのターンオン時における過電流検出回路の動作を模式的に説明する波形図である。 第２実施形態の過電流検出回路を示す回路図である。

本発明の第１実施形態のパワーデバイスの過電流検出回路１について、図１〜図３を参考にして説明する。図１は、第１実施形態の過電流検出回路１をパワーデバイス２とともに示す回路図である。パワーデバイス２は、電力用半導体とも呼ばれ、電力の通電および遮断の切り替えを行う。パワーデバイス２は、単独で用いられる他にも、６個を三相ブリッジ接続してインバータを構成するなど、様々な用途に用いられる。第１実施形態では、パワーデバイス２が単独で用いられる場合について例示説明するが、過電流検出回路１は用途に限定されない。パワーデバイス２として、ＩＧＢＴ素子を例示でき、これに限定されない。

パワーデバイス２は、入力電極２１、出力電極２２、センス電極２３、およびゲート電極２４を有する。入力電極２１は負荷２５の一端に接続され、負荷２５の他端はバッテリ２６の高圧端子に接続されている。さらに、バッテリ２６の低圧端子は出力電極２２に接続され、閉じた主回路が構成されている。また、パワーデバイス２に対して並列に、パワーダイオード２７が接続されている。パワーダイオード２７は、パワーデバイス２の外部における出力電極２２から入力電極２１への通電を許容して、逆方向の起電力を抑制する。

ゲート電極２４は、ゲート抵抗Ｒｇを介してゲート制御回路２８に接続されている。ゲート制御回路２８は、入力されたゲート制御信号Ｓｇに基づいてゲート電圧Ｖｇを生成し、ゲート抵抗Ｒｇを介してゲート電極２４に出力する。ゲート制御信号Ｓｇは、電気負荷２５を制御する目的、例えば、電気負荷２５がモータである場合に出力トルクや回転数を制御する目的で別途生成される。

入力電極２１を流れる全電流Ｉｔは、出力電極２２に流れる主電流Ｉｍ、およびセンス電極２３に流れるセンス電流Ｉｓに分かれる。ただし、全電流Ｉｔの大部分は主電流Ｉｍとなり、センス電流Ｉｓは主電流Ｉｍよりも桁違いに小さい。ゲート電極２４のゲート電圧Ｖｇが所定のターンオン電圧Ｖｔｎ以上になると、主電流Ｉｍおよびセンス電流Ｉｓは、ターンオンされて通電される。また、ゲート電圧Ｖｇがターンオン電圧Ｖｔｎ未満になると、主電流Ｉｍおよびセンス電流Ｉｓは遮断される。主電流Ｉｍおよびセンス電流Ｉｓは、相互に関連しており、過渡的な一時期を除き比例関係を維持して変化する。

過電流検出回路１は、センス電極２３に接続されている。過電流検出回路１は、負荷２５を始めとする主回路で短絡などの故障が発生したときに全電流Ｉｔが過大となる状態を検出する。過電流検出回路１は、センス抵抗３、抵抗値低減回路４、および過電流判定回路に相当するコンパレータ５などで構成されている。

センス抵抗３は、主抵抗Ｒｓ１および並列補助抵抗Ｒｓ２からなる。主抵抗Ｒｓ１および並列補助抵抗Ｒｓ２は、センス電極２３とバッテリ２６の低圧端子との間に並列接続されている。センス電流Ｉｓが流れたとき、センス抵抗３の両端には、全電流Ｉｔの大きさに相関したセンス電圧Ｖｓが発生する。つまり、センス電極２３にセンス電圧Ｖｓが発生する。

抵抗値低減回路４は、並列補助抵抗Ｒｓ２に直列接続されて一定時間だけ閉じる（導通する）スイッチ回路の役割を果たす。抵抗値低減回路４が開いている間（遮断されている間）、センス抵抗３の抵抗値は、主抵抗Ｒｓ１単独の抵抗値となる。抵抗値低減回路４が閉じると（導通すると）、センス抵抗３の抵抗値は、主抵抗Ｒｓ１および並列補助抵抗Ｒｓ２の並列接続からなる抵抗値となって、主抵抗Ｒｓ１単独の抵抗値よりも低減される。

抵抗値低減回路４は、並列補助抵抗Ｒｓ２とバッテリ２６の低圧端子との間に直列接続された制御用デバイス４１、および制御用デバイス４１を制御する波形変換回路４２で構成されている。制御用デバイス４１は、入力端子Ｃ、出力端子Ｅ、および制御端子Ｂを有する。入力端子Ｃは、並列補助抵抗Ｒｓ２に接続され、出力端子Ｅは、バッテリ２６の低圧端子に接続されている。制御端子Ｂには、波形変換回路４２から出力された制御電圧ＶＢが入力される。制御用デバイス４１は、制御電圧ＶＢが所定のオン電圧Ｖｏｎ以上となっている間だけ、入力端子Ｃと出力端子Ｅとの間が閉じる（導通する）。制御用デバイス４１として、スイッチング機能を有するバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタなどを用いることができ、これらに限定されない。

波形変換回路４２は、ゲート電圧Ｖｇの波形を変換して制御電圧ＶＢを生成し、制御端子Ｂに出力する。波形変換回路４２は、コンデンサＣｍおよび抵抗Ｒｍの直列接続によって構成されている。コンデンサＣｍは、一端にゲート電圧Ｖｇが入力され、他端が中間接続点４３に接続されている。抵抗Ｒｍは、一端が中間接続点４３に接続され、他端が制御用デバイス４１の出力端子Ｅおよびバッテリ２６の低圧端子に接続されている。さらに、中間接続点４３は、制御用デバイス４１の制御端子Ｂに接続されている。後述するように、中間接続点４３には制御電圧ＶＢが発生する。

過電流判定回路として、コンパレータ５が用いられる。コンパレータ５の入力端子５１には、センス電極２３のセンス電圧Ｖｓが入力される。コンパレータ５のレファレンス端子５２には、過電流状態を判定する所定の閾値電圧Ｖｒが入力される。閾値電圧Ｖｒは、パワーデバイス２のターンオン時の動作特性、およびセンス抵抗３の抵抗値を考慮して適宜設定される。コンパレータ５の出力端子５３は、ゲート制御回路２８に接続されている。コンパレータ５は、センス電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖｒ以上となったときに過電流状態と判定して、過電流信号Ｓｆをゲート制御回路２８に出力する。ゲート制御回路２８は、過電流信号Ｓｆを受け取ると、最優先でゲート電圧Ｖｇをシャットダウンする。

次に、第１実施形態の過電流検出回路１の動作および作用について説明する。図２は、波形変換回路４２の動作を模式的に説明する波形図である。図２において、横軸は共通の時間ｔを表し、上側の波形はゲート電圧Ｖｇを表し、下側の波形は中間接続点４３の制御電圧ＶＢを表している。波形変換回路４２は、ゲート電圧Ｖｇを用いてコンデンサＣｍを充電する充電回路となっている。したがって、時刻ｔ１にゲート電圧ＶｇがコンデンサＣｍの一端に入力されると、制御電圧ＶＢは急峻にゲート電圧Ｖｇ近くまで上昇する。その後、回路構成によって定まる充電時定数にしたがい、コンデンサＣｍの充電が進む。その一方で、制御電圧ＶＢは、徐々に低下して、時刻ｔ２にオン電圧Ｖｏｎまで低下する。

したがって、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、制御電圧ＶＢがオン電圧Ｖｏｎ以上となり、この期間が一定時間Ｔｏｎとなる。一定時間Ｔｏｎの間、制御用デバイス４１の入力端子Ｃと出力端子Ｅとの間が導通して、センス抵抗３の抵抗値が低減される。一定時間Ｔｏｎの長さは、コンデンサＣｍの静電容量値および抵抗Ｒｍの抵抗値を変更して充電時定数を変更することにより、調整可能である。

次に、図３は、パワーデバイス２のターンオン時における過電流検出回路１の動作を模式的に説明する波形図である。図３において、横軸は共通の時間ｔを表し、上段の波形はゲート電極２４におけるゲート電圧Ｖｇを表し、中段の波形は全電流Ｉｔを表し、下段の波形はセンス電圧Ｖｓを表している。さらに、並列補助抵抗Ｒｓ２や抵抗値低減回路４を備えない従来回路で発生するセンス電圧ＶＸを、一点鎖線で下段に重ねて示している。

ゲート電圧Ｖｇが時刻ｔ１１に立ち上がって、時刻ｔ１２にターンオン電圧Ｖｔｎに達すると、全電流Ｉｔが流れ始める。時刻ｔ１２に概ね同期して一定時間Ｔｏｎが始まり、制御用デバイス４１が導通する。全電流Ｉｔは、時刻ｔ１３に過渡的に増加し、一旦減少して、その後は徐々に増加する。最終的に、全電流Ｉｔは、負荷２５の負荷電流に落ち着き、通常は破線で示される過電流値Ｉｏｃまで増加しない。

ここで、従来回路においては、図３に一点鎖線で示されるように、全電流Ｉｔの過渡的な増加に起因して、時刻ｔ１３の前にセンス電圧ＶＸが閾値電圧Ｖｒを越える。このため、従来回路において、コンパレータ５は、誤って過電流信号Ｓｆをゲート制御回路２８に出力してしまう。

一方、第１実施形態においては、時刻ｔ１２から時刻ｔ１４までの一定時間Ｔｏｎの間、センス抵抗３の抵抗値が低減される。例えば、主抵抗Ｒｓ１と並列補助抵抗Ｒｓ２とが同じ抵抗値であると、センス抵抗３の抵抗値は半分になる。したがって、第１実施形態におけるセンス電圧Ｖｓは、従来技術のセンス電圧ＶＸよりも小さくなり、閾値電圧Ｖｒに達しない。このため、コンパレータ５は、過電流状態を誤って検出することが無い。

また、時刻ｔ１２から一定時間Ｔｏｎが経過した後の時刻ｔ１４に、制御用デバイス４１は遮断される。この後の時刻ｔ１５に、負荷２５で短絡故障が発生した場合を仮定する。図３に破線で示されるように、短絡故障時に全電流Ｉｔｆは増加し、主抵抗Ｒｓ１に流れるセンス電流Ｉｓも全電流Ｉｔｆに概ね比例して増加する。これにより、センス電圧Ｖｓｆが閾値電圧Ｖｒを越え、コンパレータ５は過電流信号Ｓｆをゲート制御回路２８に出力する。ここで、抵抗値低減回路４は、並列補助抵抗Ｒｓ２を入り切りするだけの簡易な構成であるので、センス電圧Ｖｓｆの波形にタイムラグや変歪などは発生しない。したがって、コンパレータ５は、過電流状態を高速で検出できる。

第１実施形態のパワーデバイスの過電流検出回路１は、入力電極２１、出力電極２２、センス電極２３、およびゲート電極２４を有し、入力電極２１から出力電極２２に流れる主電流Ｉｍと入力電極２１からセンス電極２３に流れるセンス電流Ｉｓとが相関し、ゲート電極２４に入力されるゲート電圧Ｖｇの有無に応じて主電流Ｉｍおよびセンス電流Ｉｓが通電および遮断されるパワーデバイス２において、主電流Ｉｍとセンス電流Ｉｓとを加算した全電流Ｉｔが過大となる状態を検出する過電流検出回路であって、センス電極２３に接続され、センス電流Ｉｓが流れたときに全電流Ｉｔの大きさに相関したセンス電圧Ｖｓが発生するセンス抵抗３と、ゲート電極２４にゲート電圧Ｖｇが入力されると、ゲート電圧Ｖｇの継続時間よりも短い一定時間Ｔｏｎだけセンス抵抗３の抵抗値を低減する抵抗値低減回路４と、センス電圧Ｖｓが所定の閾値電圧Ｖｒ以上になったときに過電流状態と判定するコンパレータ５（過電流判定回路）と、を備えた。

これによれば、ゲート電圧Ｖｇが入力されたターンオン直後の一定時間Ｔｏｎだけセンス抵抗３の抵抗値が小さくなる。したがって、ターンオン直後に過渡的にセンス電流Ｉｓが増加しても、センス電圧Ｖｓの増加が抑制され、過電流状態と誤判定するおそれは生じない。また、抵抗値低減回路４は、複数の抵抗の接続を切り替える構成を採用できるので、センス電圧Ｖｓの波形にタイムラグや変歪などは発生しない。したがって、実際に過電流状態が発生したときには従来よりも高速で検出できる。

さらに、センス抵抗３は、主抵抗Ｒｓ１および並列補助抵抗Ｒｓ２の並列接続によって構成され、抵抗値低減回路４は、並列補助抵抗Ｒｓ２に直列接続されて一定時間Ｔｏｎだけ閉じるスイッチ回路によって構成されている。また、スイッチ回路は、入力端子Ｃ、出力端子Ｅ、および制御端子Ｂを有し、入力端子Ｃおよび出力端子Ｅによって並列補助抵抗Ｒｓ２に直列接続され、制御端子Ｂに制御電圧ＶＢが入力されている間だけ入力端子Ｃと出力端子Ｅとの間が導通する制御用デバイス４１と、ゲート電圧Ｖｇの波形を変換することにより制御端子Ｂに一定時間Ｔｏｎだけ制御電圧ＶＢを発生する波形変換回路４２と、で構成されている。そして、制御用デバイス４１は、スイッチング機能を有するトランジスタとされ、波形変換回路４２は、コンデンサＣｍおよび抵抗Ｒｍの直列接続によって構成されるとともに、コンデンサＣｍと抵抗Ｒｍとの中間接続点４３が制御用デバイス４１の制御端子Ｂに接続されている。

これによれば、汎用の安価な部品を用いて回路構成できるので、コストは低廉である。さらに、速いスイッチング機能を有する制御用デバイス４１および波形変換回路４２を用いるので、タイマーおよびアナログスイッチを併用する従来技術と比較して、センス抵抗３の切り替え動作が高速でスムーズである。

次に、第２実施形態のパワーデバイスの過電流検出回路１Ａについて、第１実施形態と異なる点を主に説明する。図４は、第２実施形態の過電流検出回路１Ａを示す回路図である。第２実施形態において、センス抵抗３Ａの構成および抵抗値低減回路４の機能が第１実施形態と異なる。

第２実施形態のセンス抵抗３Ａは、主抵抗Ｒｓ３および直列補助抵抗Ｒｓ４の直列接続によって構成されている。抵抗値低減回路４は、直列補助抵抗Ｒｓ４に並列接続されている。抵抗値低減回路４は、第１実施形態と同様に、一定時間Ｔｏｎだけ閉じて、直列補助抵抗Ｒｓ４の両端を短絡する。抵抗値低減回路４が開いている間、センス抵抗３Ａの抵抗値は、主抵抗Ｒｓ３の抵抗値と直列補助抵抗Ｒｓ４の抵抗値とを加算した値になる。抵抗値低減回路４が閉じると、センス抵抗３の抵抗値は、主抵抗Ｒｓ３の抵抗値に低減される。

第２実施形態の過電流検出回路１Ａの動作は、第１実施形態と同様であるので、説明は省略する。

第２実施形態のパワーデバイスの過電流検出回路１Ａにおいて、センス抵抗３Ａは、主抵抗Ｒｓ３および直列補助抵抗Ｒｓ４の直列接続によって構成され、抵抗値低減回路４は、直列補助抵抗ＲＳ４に並列接続されて一定時間Ｔｏｎだけ閉じるスイッチ回路によって構成されている。

これによれば、第１実施形態と同様に、ターンオン直後に過渡的にセンス電流Ｉｓが増加しても過電流状態を誤判定するおそれは無く、また、実際に過電流状態が発生したときには従来よりも高速で検出できる。さらに、コストが低廉である点や、センス抵抗３Ａの切り替え動作が高速でスムーズである点も、第１実施形態と同様である。

なお、第１実施形態において、主抵抗Ｒｓ１と並列補助抵抗Ｒｓ２とが同じ抵抗値である場合を説明したが、これに限定されない。主抵抗Ｒｓ１および並列補助抵抗Ｒｓ２の抵抗値は、パワーデバイス２のセンス電流Ｉｓの大きさや、コンパレータ５の仕様値などに基づいて適宜選定できる。同様に、第２実施形態における主抵抗Ｒｓ３および直列補助抵抗Ｒｓ４の抵抗値も、適宜選定できる。本発明は、その他にも様々な応用や変形などが可能である。

１、１Ａ：パワーデバイスの過電流検出回路
２：パワーデバイス ２１：入力電極 ２２：出力電極
２３：センス電極 ２４：ゲート電極 ２８：ゲート制御回路
３、３Ａ：センス抵抗 ４：抵抗値低減回路
４１：制御用デバイス ４２：波形変換回路 ４３：中間接続点
５：コンパレータ（過電流判定回路）
Ｉｔ：全電流 Ｉｍ：主電流 Ｉｓ：センス電流
Ｖｇ：ゲート電圧 Ｖｓ：センス電圧 Ｖｒ：閾値電圧
Ｒｓ１：主抵抗 Ｒｓ２：並列補助抵抗
Ｒｓ３：主抵抗 Ｒｓ４：直列補助抵抗
Ｃｍ：コンデンサ Ｒｍ：抵抗
Ｔｏｎ：一定時間

Claims (5)

1. 入力電極、出力電極、センス電極、およびゲート電極を有し、前記入力電極から前記出力電極に流れる主電流と前記入力電極から前記センス電極に流れるセンス電流とが相関し、前記ゲート電極に入力されるゲート電圧の有無に応じて前記主電流および前記センス電流が通電および遮断されるパワーデバイスにおいて、前記主電流と前記センス電流とを加算した全電流が過大となる状態を検出する過電流検出回路であって、
   前記センス電極に接続され、前記センス電流が流れたときに前記全電流の大きさに相関したセンス電圧が発生するセンス抵抗と、
   前記ゲート電極に前記ゲート電圧が入力されると、前記ゲート電圧の継続時間よりも短い一定時間だけ前記センス抵抗の抵抗値を低減する抵抗値低減回路と、
   前記センス電圧が所定の閾値電圧以上になったときに前記過電流状態と判定する過電流判定回路と、
   を備えたパワーデバイスの過電流検出回路。
2. 前記センス抵抗は、主抵抗および並列補助抵抗の並列接続によって構成され、
   前記抵抗値低減回路は、前記並列補助抵抗に直列接続されて前記一定時間だけ閉じるスイッチ回路によって構成された請求項１に記載のパワーデバイスの過電流検出回路。
3. 前記センス抵抗は、主抵抗および直列補助抵抗の直列接続によって構成され、
   前記抵抗値低減回路は、前記直列補助抵抗に並列接続されて前記一定時間だけ閉じるスイッチ回路によって構成された請求項１に記載のパワーデバイスの過電流検出回路。
4. 前記スイッチ回路は、
   入力端子、出力端子、および制御端子を有し、前記入力端子および前記出力端子によって前記並列補助抵抗に直列接続され、あるいは前記直列補助抵抗に並列接続され、前記制御端子に制御電圧が入力されている間だけ前記入力端子と前記出力端子との間が導通する制御用デバイスと、
   前記ゲート電圧の波形を変換することにより前記制御端子に前記一定時間だけ前記制御電圧を発生する波形変換回路と、
   で構成された請求項２または３に記載のパワーデバイスの過電流検出回路。
5. 前記制御用デバイスは、スイッチング機能を有するトランジスタであり、
   前記波形変換回路は、コンデンサおよび抵抗の直列接続によって構成されるとともに、前記コンデンサと前記抵抗との中間接続点が前記制御用デバイスの前記制御端子に接続された請求項４に記載のパワーデバイスの過電流検出回路。

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