JP2017038482A - 電源装置、及び電源制御方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】負荷変動の大小にかかわらず電源回路の応答特性と安定性を向上する。【解決手段】負荷デバイス30に出力電圧を供給する電源装置10Aは、所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し前記出力電圧を生成する電源回路20と、前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器22と、所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する制御部と、を有する。【選択図】図7

Description

本発明は、電源装置と電源制御方法に関する。
ルータやサーバ等の通信装置で、FPGA(Field Programmable Gate Array:フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ)やCPU(Central Processing Unit:演算装置)等のLSI(Large-Scaled Integrated)チップを搭載したプリント配線基板(PCB:Printed Circuit Board)が用いられている。半導体プロセスの微細化に伴い、LSIチップの電源電圧の絶対値が小さくなり、電圧設定精度の要求も厳しくなっている。また、集積度の増大によって、電源電流も数アンペアから数10Aオーダーの大電流まで広い範囲にわたっている。
図1に示すように、CPUやFPGA等の大電流を消費する負荷デバイス30−1〜30−4(以下、適宜「負荷デバイス30」と総称する)に適切なレベルの電源電圧を供給するために、一次電源電圧が分配される。PCB100の端部の中間電圧生成コンバータ110で一次電源電圧を中間電圧に変換し、負荷デバイス30の近傍に配置された電圧降下型の非絶縁型DC−DCコンバータで、各負荷デバイス30の動作電圧に適した電圧に変換する。このDC−DCコンバータは、POL(Point of Load:負荷点)コンバータ120−1〜120−4(以下、適宜「POLコンバータ120」と総称する)とも呼ばれている。POLコンバータ120には、精度の良い出力電圧、フィードバックの安定性、高い変換効率が求められる。
図2は、POLコンバータ120内部のフィードバックループの例を示す。図2に示すように、POLコンバータ120は、閉ループの伝達関数により導き出される動作特性(一巡伝達特性)を有する。POLコンバータ120には、出力電圧を一定に保つフィードバック制御を安定化するために、補償器122が用いられる。補償器122は、パワーステージ121からの出力電圧Voを基準電圧Vrefと比較し、比較結果に基づいて変換部SWのスイッチング幅を制御する。補償器122の働きにより、パワーステージ121のLC成分による位相回転を補償して、POLコンバータ120の動作を安定させる。出力電圧Voのモニタ点を負荷デバイス30側におくことで(リモートセンシング)、負荷デバイス30に供給する電圧を安定化する。
図3は、負荷変動による電圧変動と、一巡伝達特性のゼロクロス周波数の関係を示す。上段のグラフに示すように、通信系の装置やサーバー装置では、通信トラフィックやプロセッサの負荷変動により、消費電流が数10Aのオーダーで大きく変動する。電流の変化速度も数10μsecと非常に速い。中段のグラフに示すように、電流変動に起因して電圧が変動する。電流変動による電圧変化は、補償器122を含むフィードバックループの一巡伝達特性のゼロクロス周波数を高くすることで、低減することができる。
下段のグラフに示すように、フィードバックループの一巡伝達特性は、電源自体の初期変動、温度変動、電源回路パターンの寄生LRC成分の影響、負荷の電流量などによって変化する。特に、負荷電流が増えると、制御回路が同じであってもフィードバック帯域が狭くなる(ゼロクロス周波数が小さくなる)。外部要因によりフィードバック帯域が狭くなっている状態で補償器122の位相補償回路定数を最適化して広帯域/高利得に設定すると、電流が少なくなったときに帯域が広がりすぎて位相余裕がなくなる。最悪の場合は、出力電圧が発振する可能性がある。
現在一般に用いられている電源回路では、外部要因の変化による制御帯域の変動があってもフィードバックの安定性を確保するために、フィードバックループの応答を遅くして安定性を確保できるような位相補償回路定数を選んでいる。この場合、電流変動に対する電源変動を抑える効果が電源回路に期待できない。そのため、電源出力に大きな容量を接続して電圧変動を抑えるなどの対策が講じられている。
負荷の特性変動に適応的に対応するために、電圧変換器の出力電流と出力電圧の瞬時値を検出し、これらの瞬時値とL,C、Rなどのエレメントの設計値とから制御器の最適な伝達関数のパラメータを求める手法が提案されている。求めた伝達関数のパラメータを使用して制御器にて電圧変換器の制御を行う(たとえば、特許文献1参照)。また、一巡伝達特性にゲイン余裕は持たず位相余裕だけを有する周波数特性を持たせる方法が提案されている(たとえば、特許文献2参照)。
特開2010−268608号公報 特開2004−180407号公報
しかしながら、上述したような電圧変換器では、電源変換器の出力電流及び出力電圧の瞬時値と、L,C,Rなどのエレメントの設計値とから、電源変換器の一巡伝達関数を求めることは出来ても、電源変換器の応答特性と安定性とを決定することが難しい場合がある。応答特性を良くなる方向に向上させると、その分、安定性は悪くなるという関係にあるが、どの程度の応答特性および安定性が最適になるのかは負荷の抵抗成分や容量成分など負荷の特性によって変わってくるためである。つまり、接続される負荷の特性の変動範囲(負荷変動の範囲)が大きいことが想定される場合には、変動の範囲全てを満足するような応答特性および安定性が存在しない場合がある。
本実施形態では、負荷変動の大小にかかわらず、電源回路の応答特性と安定性を向上することを目的とする。
ひとつの態様では、負荷デバイスに出力電圧を供給する電源装置は、
所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し、前記出力電圧を生成する電源回路と、
前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器と、
所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する制御部と
を有する。
負荷変動の大小にかかわらず、電源回路の応答特性と安定性を向上することができる。
PCB内の電源構成の例を示す。 POLコンバータの内部のフィードバックループと補償器の構成例を示す。 負荷変動による電圧変動と、一巡伝達特性のゼロクロス周波数の関係を示す。 解析に使用した電源回路のモデルを示す。 電源回路の負荷を抵抗モデルで構成したときの一巡伝達特性のゲイン特性と位相特性を示す。 電源回路の負荷を定電流モデルで構成したときの一巡伝達特性のゲイン特性と位相特性を示す。 第1実施形態の電源装置の構成例を示す。 図7の監視制御回路のハードウェア構成を示す。 監視制御回路で実行される制御フローを示す。 第2実施形態の電源装置の構成例を示す。 図10の監視制御回路のハードウェア構成を示す。 監視制御回路で実行される制御フローを示す。 位相補償器の回路定数またはパラメータの切り替え制御を示す。 位相補償器にアナログ回路を用いたときの回路定数の切り替えの例を示す。 位相補償器をデジタル制御するときの等化回路を示す。 大電流の状態で広帯域かつ最適な安定度が得られるように定数が設計された位相補償回路のパラメータの例を示す。 図16の回路で大電流のときの一巡伝達特性を示す。 図16の回路で小電流になったときの一巡伝達特性を示す。 電流の大小にかかわらず安定化するように定数が設計された位相補償回路のパラメータの例を示す。 図19の回路で大電流のときの一巡伝達特性を示す。 図19の回路で小電流のときの一巡伝達特性を示す。 実施形態による応答特性と安定性の改善効果を示す表である。 実施形態による応答特性の安定性の改善効果を示す図である。
実施形態の構成を説明する前に、図4〜図6を参照して、発明者が見出した問題点を説明する。上述のように、電源変換器の出力電流及び出力電圧の瞬時値と、L,R、C等の負荷素子の設計値を用いる従来の手法では、電源変換器の応答特性と安定性とを決定することが難しい場合がある。その理由として、以下の点が挙げられる。
(1)負荷素子が同じ電流を消費していても、電圧に依存した電流特性(抵抗負荷特性)を持つか、電圧に依存しない電流特性(定電流負荷特性)を持つかに応じて一巡伝達特性が変化する。
(2)一般に、デバイス内部の容量(LSIパッケージ内部やシリコンダイ上に形成された容量など)が公開されておらず、容量値をあらかじめ予測するのが困難である。
(3)PCB上の電源配線パターンによる寄生インダクタンスを定量的に把握するのが困難である。
(4)L、C、R素子の値のばらつきや温度特性、周波数特性などをあらかじめ完全に把握しておくことが困難である。
理由(1)は、図4に示す回路モデル120Mの解析結果から発明者が見出した知見による。図4の回路モデル120Mは、図2のPOLコンバータ120と同様の構成であるが、パワーステージ121の負荷を抵抗Rでモデル化する場合(「抵抗モデル」)と、定電流Jでモデル化する場合(「定電流モデル」)とを示している。図5は、「抵抗モデル」で50Aの電流を流したときの開ループのシミュレーション結果、図6は、「定電流モデル」で50Aの電流を流したときの開ループのシミュレーション結果である。図5及び図6で、横軸は周波数(Hz)、左の縦軸がゲイン(dB)、右の縦軸が位相(degree)、「Gain」のラインはゲイン特性、「Phase」のラインは位相特性を示す。
図5と図6から明らかなように、同じ電流、同じ電圧であっても、POLコンバータ120の負荷の種類が異なると、ゲインと位相で表される一巡伝達特性が大きく異なる。位相余裕は、ゲインがゼロ(0dB)のとき位相の値(あるいは−180°から何度あるか)で表される。図5の抵抗モデルでは、位相余裕は60°以上あるが、図6の定電流モデルでは、位相余裕は45°程度である。
このように、電圧変換器の出力電流と出力電圧の瞬時値をモニタして用いるだけでは、一巡伝達特性を正確に決定することができず、電圧変換器の応答特性を向上することができない。
そこで、実施形態では、装置の運用中に電源回路の一巡伝達特性をリアルタイムで測定し、負荷の種類によらずに電源装置の応答性、安定性を向上する。一巡伝達特性の測定は
(a)デバイスの動作に影響を与えない程度の小振幅のパイロット信号を用いる方法、または
(b)CPUやFPGAなどの負荷デバイス30の電流が急変したときの応答特性から測定する方法、
などにより実現できる。一巡伝達特性のリアルタイムの測定結果に基づいて、電源回路の特性をフィードバック制御する。たとえば、位相補償器の回路定数や制御パラメータを自動的に切り換え、または変更することで、一巡伝達特性を最適化して、電源回路の応答特性を向上する。
<第1実施形態>
図7は、第1実施形態の電源装置10Aの構成図である。第1実施形態では、パイロット信号を用いて、電源回路20の一巡伝達特性を監視制御回路40Aでリアルタイムで測定し、電源回路20の応答性、安定性を向上する。
電源装置10Aは、電源回路20と監視制御回路40Aを含む。電源回路20は、図4の回路モデル120Mのようなアナログ回路で構成されてもよいし、一部ファームウェアで構成することも可能である。一部ファームウェアで構成される電源回路20は「電源モジュール」と称してもよい。電源回路20は、後述する構成の位相補償器22と、変換部(スイッチ部)SWを有する。変換部SWは図4の変換部SWと同様の構成であってもよい。また、位相補償器は、電源回路20の外部に設けてもよい。
電源回路20に、たとえば中間電圧生成コンバータ110(図1参照)から中間電圧Vinが入力されると、図4と同様のLRC回路により、低電圧、大電流の出力電圧Voutが負荷デバイス30に供給される。出力電圧Voutの一部は、電源回路20の位相補償器22にフィードバックされる。位相補償器22はフィードバックされた出力電圧Voutと基準電圧Vrefを比較して、変換部(スイッチ部)SWのスイッチングデューティをフィードバック制御する。Vrefとグランドの間にトリミング用の可変抵抗Rtrimが挿入されており、位相補償器は、基準電圧と電源回路20の出力電圧に基づいて、負荷デバイス30の負荷変動に対する電源回路20の出力電圧の応答特性を可変にする。電源回路20のこの開ループの伝達特性が一巡伝達特性F(s)である。
電源回路20の出力電圧Voutはまた、監視制御回路40Aに供給される。監視制御回路40Aは、解析・制御部47と、波形生成部48を有する。解析・制御部47はVoutのモニタ結果に基づいて電源回路20へ制御信号を出力する。波形生成部48は、測定周波数の範囲に応じてパイロット信号の周波数をスイープし、同位相、同振幅の正弦波を生成して電源回路20に入力パイロット信号Vpinを供給する。これにより解析・制御部47は全周波数帯(図3の下段参照)で電源回路20の応答特性をモニタする。
入力パイロット信号Vpinは、電源回路20の可変抵抗Rtrimの外部制御側に印加され、電源回路20の出力電圧Voutに、出力パイロット信号Vpoutが重畳される。Voutに重畳される微小な振幅Vpoutが負荷デバイス30に影響を与えないように、印加される入力パイロット信号Vpinの振幅は、十分に小さく設定されている。Voutに重畳される出力パイロット信号Vpoutは、入力パイロット信号Vpinに比べ、周波数に依存して位相と振幅が変化している。解析・制御部47は、出力パイロット信号Vpoutの振幅と位相を測定して、入力パイロット信号Vpinから出力パイロット信号Vpoutまでの伝達関数H(s)を演算する。さらに、伝達関数H(s)に基づき、電源回路20の一巡伝達特性F(s)を計算する。
入力パイロット信号Vpinに対する出力パイロット信号Vpoutの直流変化率をKとすると(K=Vpout/Vpin)、VpinからVpoutまでの伝達関数H(s)と電源回路20の一巡伝達特性F(s)の間に、式(1)の関係が成り立つ。
H(s)=K×F(s)/(1+F(s)) (1)
したがって、式(2)の計算を行うことで、電源回路20の一巡伝達特性F(s)が求まる。
F(s)=H(s)/(K−H(S)) (2)
解析・制御部47は、リアルタイムで算出された一巡伝達特性F(s)に基づいて、位相補償器22の負荷パラメータの値を調整または変更して、一巡伝達特性F(s)を最適化する。負荷パラメータの調整、変更の具体的手法については後述する。
図7では、電源回路20にアナログ回路を用いる例に基づいて、監視制御回路40Aを電源回路20の外部に設けた。電源回路20の制御をデジタルで行う場合は、パイロット信号の生成と印加、及び伝達関数H(s)と一巡伝達特性F(s)の演算を電源回路20を含む電源モジュール内で行ってもよい。
図8は、図7の監視制御回路40Aのハードウエア構成図である。監視制御回路40Aは、A/Dコンバータ41、D/Aコンバータ42、プロセッサ43、入出力(I/O)インタフェース44、及びメモリ45を有する。A/Dコンバータ41は、電源回路20からの出力電圧Vout(出力パイロット信号Vpoutが重畳されている)をデジタル変換し、プロセッサ43に入力する。プロセッサ43は、図7の解析・制御部47と波形生成部48の機能を実行する。メモリ45は、パイロット信号の測定結果を全周波数帯にわたって記録し、プロセッサ43により算出されたVpinからVpoutまでの伝達関数H(s)を記録する。プロセッサ43は、伝達関数H(S)から電源回路20の現在の一巡伝達特性F(s)を計算し、一巡伝達特性を最適化する制御信号を生成する。また、電源回路20に印加するパイロット信号を生成する。D/Aコンバータ42は、プロセッサ43から出力されるデジタル信号をアナログ変換して、パイロット信号と制御信号を出力する。
図9は、監視制御回路40Aが実行する一巡伝達特性の最適化制御のフローチャートである。電源回路20が起動されると(S101)、制御を開始し(S102)、測定範囲の周波数帯にわたって同位相、同振幅のパイロット信号を、たとえば低い方の周波数から順に電源回路20に印加する(S103)。電源回路20からの出力電圧Voutの一部をモニタし、Voutに含まれるパイロット信号成分の振幅と位相を、検出する(S104)。上述したように、電源回路20を通過したパイロット信号は、周波数に応じて位相と振幅が変化している。測定範囲の上限周波数に達するまで、所定のステップサイズで周波数を順次増大して(S105、S106)、パイロット信号の印加と、Voutに含まれるパイロット信号の振幅及び位相の検出を繰り返す(S103、S104)。測定範囲の上限周波数に達したならば(S106でYES)、Vpin→Vpoutの伝達関数H(s)を求め、メモリ45に記録する(S107)。次に、伝達関数H(s)を用いて、電源回路20の一巡伝達特性F(s)を式(2)から算出する(S108)。
次に、算出された一巡伝達特性において、位相余裕が第1閾値以下(たとえば40°以下)であるか否かを判断する(S109)。位相余裕はゲインが0となるときの位相値(またはー180°から何度あるか)である。位相余裕が小さいと、電源回路20の出力電圧が安定性が失われ、発振するおそれがある。そこで、位相余裕が40°以下の場合は(S109でYES)、位相補償器22の回路定数またはパラメータを変更してゼロクロス周波数を下げ、応答速度よりも出力電圧の安定化を優先する(S110)。その後、S102に戻って制御を繰り返す。
位相余裕が40°より大きい場合は、位相余裕が第2閾値以上(たとえば50°以上)であるか否かを判断する(S111)。位相余裕が40°より大きく、50°よりも小さいときは(S111でNO)、位相余裕が適切な範囲内にあると判断して、S102に戻り制御を繰り返す。位相余裕が50°以上のときは(S111でYES)、位相補償器22の回路定数またはパラメータを変更して、ゼロクロス周波数を上げる(S112)。ゼロクロス周波数を上げることで応答速度を高くし、負荷変動への追従性を向上する。その後、S102に戻って制御を繰り返す。図9の制御は電源回路20が起動されている間繰り返し行われるため、制御フローはループとなっている。電源回路20がオフにされた時点で制御は終了する。
このように、パイロット信号を用いて電源回路20の一巡伝達特性自体をリアルタイムで測定し、位相余裕を適切な範囲に維持する。これにより、電源回路20の応答特性を向上し、出力電圧を安定化する。
<第2実施形態>
図10は、第2実施形態の電源装置10Bの構成図である。第2実施形態では、何らかの要因で発生する負荷デバイス30の電流変化そのものを用いて、電源回路20の一巡伝達特性を測定し、電源回路20の応答性、安定性を向上する。
電源装置10Bは、電源回路20と監視制御回路40Bを含む。電源回路20は、第1実施形態の電源回路20と同様であり、たとえば、図4の回路モデル120Mのようなアナログ回路で構成される。あるいは、一部ファームウェアで構成してもよい。電源回路20は、位相補償器22と、変換部SWを有する。変換部SWは図4の変換部SWと同様の構成であってもよい。
電源回路20の出力電圧Voutの一部は、監視制御回路40Bに供給される。監視制御回路40Bはまた、負荷デバイス30へ流れる電流(「負荷電流Iout」と称する)をモニタする。負荷電流Ioutは、たとえばLSIの処理が増大したときに急激に変化する。負荷デバイス30で消費される電流量の変動に起因して、電源回路20の出力電圧Voutも変動する。この意味で電源回路20の出力電圧Voutを変動波形を「出力電圧応答波形」と称してもよい。
監視制御回路40Bの解析・制御部47は、負荷電流Ioutの電流波形と出力電圧Voutの電圧波形を測定する。解析・制御部47は、負荷電流Ioutが所定レベルを超えて変動した場合、電圧波形と電流波形に高速フーリエ変換(FFT)を施して周波数領域のスペクトルを求め、IoutからVoutへの伝達関数H(s)を計算する。ここで発生するVoutの変化は、Ioutの変化と電源の出力インピーダンスZ(s)によって関係づけられる。式で表すと、Z(s)=H(s)となる。一方、一般にZ(s)は電源回路内のフィードバック特性によって規定される。フィードバックループの一巡伝達関数をF(s)とすると、Z(s)=1/(1+F(s))の関係式が成り立つ。
よって、IoutからVoutへの伝達関数H(s)は、式(3)で表される。
H(s)=1/(1+F(s)) (3)
したがって、式(4)の計算を行うことで、電源回路20の一巡伝達特性F(s)が求まる。
F(s)=(1−H(s))/H(S) (4)
解析・制御部47は、リアルタイムで算出された一巡伝達特性F(s)に基づいて、位相補償器22の回路定数またはパラメータの値を調整、変更する制御信号を出力する。これにより、電源回路20の一巡伝達特性F(s)を最適化する。負荷パラメータの調整、変更の具体的手法については後述する。
図10では、電源回路20にアナログ回路を用いる例に基づいて、監視制御回路40Bを電源回路20の外部に設けた。電源回路20の制御をデジタルで行う場合は、負荷電流波形と出力電圧波形のサンプリングと、伝達関数H(s)及び一巡伝達特性F(s)の演算を、電源回路20を含む電源モジュール内で行ってもよい。
図11は、図10の監視制御回路40Bのハードウエア構成図である。監視制御回路40Bは、A/Dコンバータ41a及び41b、D/Aコンバータ42、プロセッサ43、入出力(I/O)インタフェース44、及びメモリ45を有する。A/Dコンバータ41aは、電源回路20の出力電圧応答波形をモニタしてデジタル変換(サンプリング)し、サンプリング結果をプロセッサ43に供給する。A/Dコンバータ41bは、負荷デバイス30へ流れる負荷電流をモニタしてデジタル変換(サンプリング)し、サンプリング結果をプロセッサ43に供給する。
プロセッサ43は、図10の解析・制御部47(FTT処理部49を含む)の機能を実行する。メモリ45は、プロセッサ43により算出されたIoutからVoutへの伝達関数H(s)を記録する。プロセッサ43は、伝達関数H(S)から電源回路20の現在の一巡伝達特性F(s)を計算し、一巡伝達特性を最適化する制御信号を生成する。D/Aコンバータ42は、プロセッサ43から出力されるデジタル信号をアナログ変換して、アナログ制御信号を出力する。
図12は、監視制御回路40Bが実行する一巡伝達特性の最適化制御のフローチャートである。第1実施形態の制御フロー(図9)と同じ工程には同じ符号を付けて説明する。電源回路20が起動されると(S101)、制御を開始し(S102)、電源回路20の出力電圧Voutの電圧波形と、負荷デバイス30の負荷電流Ioutの電流波形を測定する(S203)。電流波形の変化をモニタし、負荷電流が所定のレベルを超えて変化したか否かを判断する(S204)。電流波形の変動が所定のレベル以内であれば(S204でNO)、S102に戻って処理を繰り返す。
負荷電流が所定のレベルを超えて変化した場合(S204でYES)、出力電圧波形と電流波形にFFTを施して周波数領域のスぺクトルを求める(S205)。FFT後の電圧波形と電流波形の比から、IoutからVoutへの伝達関数H(s)を計算する(S206)。伝達関数H(s)に基づいて、式(4)から電源回路20の一巡伝達特性F(s)を計算する(S207)。
次に、求めた一巡伝達特性F(s)から、位相余裕に応じた制御を行う(S109〜S112)。すなわち、位相余裕が第1閾値以下(たとえば40°以下)であれば(S109でYES)、位相補償器22の回路定数またはパラメータを変更してゼロクロス周波数を下げ、出力電圧の安定化を優先する(S110)。位相余裕が40°より大きく、かつ第2閾値より小さい(たとえば50°未満)であるときは(S109でNO、かつS111でNO)、位相余裕が適切な範囲内にあると判断して、S102に戻り制御を繰り返す。位相余裕が50°以上のときは(S111でYES)、位相補償器22の回路定数またはパラメータを変更して、ゼロクロス周波数を上げる(S112)。ゼロクロス周波数を上げることで負荷変動への追従性(応答特性)を向上する。
このように、負荷デバイス30における電流変動をモニタして電源回路20の一巡伝達特性自体をリアルタイムで測定し、位相余裕を適切な範囲に維持する。これにより、電源回路20の応答特性を向上し、出力電圧を安定化する。
<位相補償器22の特性調整>
第1実施形態または第2実施形態の方法で、電源回路20の一巡伝達特性が測定されると、測定結果に基づいて位相補償器22の回路定数またはパラメータの調整、変更が行われる(図9及び図12のS110、S112参照)。
図13は、監視制御回路40から位相補償器22への制御信号の供給を示す。この電源装置10は、第1実施形態の構成と第2実施形態の構成の両方を含んでいるが、いずれか一方の構成を用いればよい。いずれの構成を用いても、電源回路20の一巡伝達特性の測定結果に基づいて、位相補償器22の回路定数(デジタル制御の場合は制御パラメータ)を切り換えるための制御信号が出力される。
一巡伝達特性の測定結果から、位相余裕が十分にある場合(たとえば50°以上の場合)は、ゼロクロス周波数を高くする制御信号が出力される。制御信号は、たとえば位相補償器22のゲインを上げる命令、あるいは位相補償特性の極(ポール)の周波数を上げる命令などを含む。
位相余裕が少ない場合(たとえば40°以下の場合)は、ゼロクロス周波数を下げる制御信号が出力される。制御信号は、たとえば位相補償器22のゲインを下げる命令、あるいは位相補償特性の極(ポール)の周波数を下げる命令などを含む。
図14は、アナログ回路で構成した位相補償器22Aの構成例を示す。位相補償器22Aに入力された出力電圧Voutは、比較器221の第1入力に接続され、第2入力の基準電圧Vrefと比較される。比較器221の出力は、電源電圧Vcとして電源回路20の変換部SW(図13参照)に出力され、かつ、フィードバックループ225により、比較器221の第1入力にフィードバックされる。
フィードバックループ225において、抵抗R3と並列に抵抗R3'が接続され、R3とR3'の間にスイッチ222が配置されている。また、容量C3と並列に容量C3'が接続され、C3とC3'の間にスイッチ223が配置されている。
位相補償器22Aに供給される制御信号には、測定された一巡伝達特性に応じた切り替え命令が含まれている。制御信号(図14で「補償回路定数切替信号」と表記)により、スイッチ222、及び/またはスイッチ223のON、OFFが切り替えられる。スイッチ223がONされると、容量はC3からC3+C3'に変更される。スイッチ222がONされると、抵抗はR3から1/[(1/R3)+(1/R3')]に変更される。スイッチの位置と数は図14の例に限定されず、容量C2を調整してもよいし、C3とR3のいずれか一方だけを切り換えてもよい。また、R3,C3等に対する並列接続の段数を増やしてもよい。
電源回路20の制御をデジタルで行う場合は、回路定数のスイッチングに替えて、最適な位相補償パラメータを制御信号として供給する。
図15は、電源回路20をデジタル制御による電源モジュールで実現するときの等化回路を示す。この等化回路は、図4の回路モデル120Mと同様に見えるが、一巡伝達特性の測定結果に応じた制御信号により、位相補償器22のパラメータ(R,C等の負荷素子)が最適な応答特性を実現するように調整、制御される点で異なる。
位相補償器22はパワーステージ21からの出力電圧Voutを基準電圧Vrefと比較し、比較結果を表わす電源信号Vcを出力する。電源信号Vcは、駆動回路23を介してパワーステージ21のトランジスタQ1をオン、オフする。入力電圧VinはトランジスタQ1のオン、オフによって変換される。変換された電圧は、トランジスタQ2、インダクタL、及びキャパシタCで形成されるフィルタで平滑化され、抵抗Rに出力電圧Voutとして接続される。抵抗Rに流れる電流Ioutは負荷デバイス30へ流れる負荷電流に相当する。この等化回路を用いて、実施形態の効果を確認するシミュレーションを行う。
<効果確認>
実施形態の効果を確認するために、
(a)大電流状態で最適動作するように設計された電源回路と、
(b)大電流でも小電流でも安定動作するように設計された電源回路と、
(c)実施形態のように、一巡伝達特性の測定値に応じて位相補償器の回路定数またはパラメータを調整、変更する電源回路と、
の特性を比較する。
図16は、大電流の状態で広帯域かつ最適な安定度になるように定数を設計した位相補償器の等化回路22eqと、各負荷素子に設定されたパラメータ値を示す。図17は、等化回路22eqで負荷電流Ioutが50Aのときの一巡伝達特性のシミュレーション結果を、図18は、等化回路22eqで負荷電流Ioutが1Aのときの一巡伝達特性のシミュレーション結果を示す。
図16の回路を用いた場合、大電流(50A)の場合(図17)は位相余裕がとれているが、電流が小さくなると(図18)、位相遅れが大きくなり、系が不安定となる。すなわち、最初の設計で位相余裕を十分に大きくしておかないと、図18の状態が発生し得る。
図19は、大電流の状態でも小電流でも安定になるように定数を設計した位相補償器の等化回路22eqと、各負荷素子に設定されたパラメータ値を示す。図20は、図19の等化回路22eqで負荷電流Ioutが50Aのときの一巡伝達特性のシミュレーション結果を示し、図21は、図19の等化回路22eqで負荷電流Ioutが1Aのときの一巡伝達特性のシミュレーション結果を示す。
図20と図21に示すように、大電流(50A)のときも、小電流(1A)のときもある程度の位相余裕がとれている。しかし、図20の大電流の場合、図17と比較してゼロクロス周波数が低くなっており、高速応答特性が損なわれている。図21の小電流の場合も、図18と比較してゼロクロス周波数が低くなっており(高速応答性の低下)、また、位相が遅れる傾向がある(安定性の低下)。
次に、実施形態の効果を確認する。図19の回路(大電流の状態でも小電流でも安定になるように定数を設定した回路)をベースとし、運用中に電源回路の一巡伝達特性を測定して、測定結果に応じて位相補償器の回路定数を切り替える。具体的には、一巡伝達特性の測定の結果、位相余裕が十分にあれば、ループゲインを大きくする方向に回路定数を切り換えて応答特性を速くする。ループゲインは、たとえば図20の位相補償器22のパラメータR3等を大きくすることで実現できる。図14のようなアナログ回路の場合は、スイッチ222をオンにしてR3を大きくする。
位相余裕が閾値以下のときはループゲインを下げる方向(ゼロクロス周波数を小さくする方向)に回路定数を切り替えて、位相余裕を確保する。
図22は、図16の回路設計(設計例1)と、図19の回路設計(設計例2)と、実施形態の構成の比較結果を示す。大電流(Iout=50A)と小電流(Iout=1A)のそれぞれで、ゼロクロス周波数(高速応答性)と位相余裕(系の安定性)を示す。ゼロクロス周波数が大きいほど高速応答性が良くなる。また、位相余裕の値が大きいほど系が安定となる。
設計例1では、小電流となったときに位相余裕が確保されず出力電圧が発振する。設計例2では、位相余裕は十分にとれても応答特性が悪い。実施形態の方法では、電流が大きくなるなどして位相回転が少なくなった場合に、R3などのパラメータを大きくすることで、ゼロクロス周波数を大きくして応答性を改善できる(図22の例では、20kHzから45kHzに改善)。また、小電流のときは、応答速度を多少低くして、安定性を確保することができる。
以上述べたように、実施形態の構成と制御方法によると、電流の変化や外部要因で応答性や安定性が劣化する場合でも、電源回路の開ループ特性の測定結果に基づいて開ループ特性を最適に維持する。これにより、電源回路の高速応答性と安定性を確保することができる。
なお、監視制御回路40A、40Bが実行する制御フローは、メモリ45に格納された電源制御プログラムをプロセッサ43で実行することで実現されてもよい。この場合、電源制御プログラムは、プロセッサに、入力された電圧値を別の電圧値に変換して出力電圧を生成する電源回路20の一巡伝達特性F(s)をモニタする手順と、前記一巡伝達特性のモニタ結果に応じて前記電源回路20の特性を最適状態に制御する手順と、を実行させる。
以上の説明に対し、以下の付記を提示する。
(付記1)
負荷デバイスに出力電圧を供給する電源装置において、
所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し、前記出力電圧を生成する電源回路と、
前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器と、
所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する制御部と
を有する
ことを特徴とする電源装置。
(付記2)
前記制御部は、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記電源回路の一巡伝達特性を求め、求めた前記一巡伝達特性の位相余裕が所定の第1閾値以下の場合に、前記電源回路のゲインまたはゼロクロス周波数を小さくする制御信号を前記位相補償器に出力することを特徴とする付記1に記載の電源装置。
(付記3)
前記制御部は、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記電源回路の一巡伝達特性を求め、求めた前記一巡伝達特性の位相余裕が所定の第2閾値以上の場合に、前記電源回路のゲインまたはゼロクロス周波数を大きくする制御信号を前記位相補償器に出力することを特徴とすることを付記1に記載の電源装置。
(付記4)
前記制御部は、
所定の周波数範囲にわたって前記パイロット信号を生成し、前記パイロット信号を前記位相補償器に出力する波形生成部と、
前記電源回路の前記出力電圧に含まれる前記パイロット信号の位相と振幅を測定し、前記位相と前記振幅の測定結果に基づいて前記電源回路の前記一巡伝達特性を算出する解析制御部と、
を有することを特徴とする付記2または3に記載の電源装置。
(付記5)
前記制御部は、
前記電源回路の前記出力電圧と出力電流をモニタし、前記出力電流が所定のレベルを超えて変化したときの前記出力電圧の変化に基づいて前記電源回路の前記一巡伝達特性を算出する解析制御部、
を有することを特徴とする付記2または3に記載の電源装置。
(付記6)
前記電源回路は、前記スイッチ部を含むフィードバックループを有し、
前記位相補償器は、前記出力電圧の変動が小さくなるように前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、前記制御部から出力される制御信号が前記位相補償器の前記基準電圧を変化させることを特徴とする付記1〜3のいずれかに記載の電源装置。
(付記7)
前記解析制御部は、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて、前記パイロット信号の前記電源回路への入力から前記電源回路からの前記パイロット信号の出力までの伝達関数を計算し、前記伝達関数に基づいて、前記一巡伝達特性を計算することを特徴とする付記1〜3のいずれかに記載の電源装置。
(付記8)
前記電源回路は、前記基準電圧とグランドの間に配置される可変抵抗を有し、
前記パイロット信号は、前記基準電圧と前記可変抵抗の間に印加されることを特徴とする付記1〜7のいずれかに記載の電源装置。
(付記9)
前記位相補償器は負荷素子を有し、
前記制御部から供給される制御信号に基づいて、前記負荷素子のパラメータ値が変更されることを特徴とする付記1〜8のいずれかに記載の電源装置。
(付記10)
負荷デバイスに出力電圧を供給する電源装置の制御方法において、
前記電源装置は、
所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し、前記出力電圧を生成する電源回路と、
前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器と
を備え、
所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし、
前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する
ことを特徴とする電源装置の制御方法。
10A 電源装置
20 電源回路
22 位相補償器
30 負荷デバイス
40、40A、40B 監視制御回路(制御部)
43 プロセッサ
45 メモリ
47 解析・制御部
48 波形生成部

Claims (7)

  1. 負荷デバイスに出力電圧を供給する電源装置において、
    所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し、前記出力電圧を生成する電源回路と、
    前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器と、
    所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する制御部と
    を有する
    ことを特徴とする電源装置。
  2. 前記制御部は、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記電源回路の一巡伝達特性を求め、求めた前記一巡伝達特性の位相余裕が所定の第1閾値以下の場合に、前記電源回路のゲインまたはゼロクロス周波数を小さくする制御信号を前記位相補償器に出力することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
  3. 前記制御部は、前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記電源回路の一巡伝達特性を求め、求めた前記一巡伝達特性の位相余裕が所定の第2閾値以上の場合に、前記電源回路のゲインまたはゼロクロス周波数を大きくする制御信号を前記位相補償器に出力することを特徴とすることを請求項1に記載の電源装置。
  4. 前記制御部は、
    所定の周波数範囲にわたって前記パイロット信号を生成し、前記パイロット信号を前記位相補償器に出力する波形生成部と、
    前記電源回路の前記出力電圧に含まれる前記パイロット信号の位相と振幅を測定し、前記位相と前記振幅の測定結果に基づいて前記電源回路の前記一巡伝達特性を算出する解析制御部と、
    を有することを特徴とする請求項2または3に記載の電源装置。
  5. 前記制御部は、
    前記電源回路の前記出力電圧と出力電流をモニタし、前記出力電流が所定のレベルを超えて変化したときの前記出力電圧の変化に基づいて前記電源回路の前記一巡伝達特性を算出する解析制御部、
    を有することを特徴とする請求項2または3に記載の電源装置。
  6. 前記電源回路は、前記スイッチ部を含むフィードバックループを有し、
    前記位相補償器は、前記出力電圧の変動が小さくなるように前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、前記制御部から出力される制御信号が前記位相補償器の前記基準電圧を変化させることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の電源装置。
  7. 負荷デバイスに出力電圧を供給する電源装置の制御方法において、
    前記電源装置は、
    所定の周波数でスイッチングを行うスイッチ部を有し、前記出力電圧を生成する電源回路と、
    前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチ部のスイッチングデューティをフィードバック制御するとともに、基準電圧及び前記電源回路の出力電圧に基づいて、前記負荷デバイスの負荷変動に対する前記出力電圧の応答特性を可変する位相補償器と
    を備え、
    所定の周波数範囲にわたるパイロット信号を前記基準電圧に加えると共に前記電源回路からの出力電圧をモニタし、
    前記パイロット信号及び前記出力電圧に基づいて前記応答特性を制御する
    ことを特徴とする電源装置の制御方法。
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