TWI462454B - 具備自動補償之電流模式電壓調節器 - Google Patents

Description

具備自動補償之電流模式電壓調節器

本發明係關於電壓調節器，且詳言之，係關於一種具有自動補償以用於改良一回饋迴路之穩定性之電流模式電壓調節器。

電流模式電壓調節器藉由調節通過電感器之電流來調節輸出電壓。調節器使用相對較快之電流回饋迴路(其感測電流)及較慢之電壓回饋迴路(其感測電壓)兩者來控制輸出電壓。歸因於回饋迴路中之相移及延遲，穩定性係所關心的問題。可藉由選擇連接至電壓回饋迴路之補償組件(諸如電容器-電阻器網路)來避免振盪，該等補償組件在某一頻率以上使迴路增益衰減且提供所要相移。基於調節器之最終設計來判定最佳組件值，且通常要求使用者計算或手動地測試並決定最佳組件值。補償調節器的一個方法為在處於誤差放大器之輸出端處之調節器晶片之外部添加電容器-電阻器網路。然而，此要求使用者手動地最佳化調節器以在回饋迴路之所要單位增益頻率(交越頻率)下具有所要相位邊限，且最佳化調節器之效能的複雜性通常超出了並非為熟練電源供應器設計者之使用者的技能水平。

不希望使用預定組件值來簡單地補償調節器以保證最壞情況(例如，參數隨時間變化)下之穩定性，因為瞬態效能無法最佳化。

因此，需要一種快速自動補償技術，其自動測試(識別)電流模式 電壓調節器之初始特性，接著自動調整調節器之特性以最佳地補償調節器，以便針對使用者之特定需求定製調節器。該技術必須避免自動補償程序期間的不穩定性及輸出電壓超越。自動補償的系統應具有高頻寬以提供快速的瞬態回應及足夠的穩定性裕度。

描述一種用於自動補償一電流模式電壓調節器之電路技術及方法。

在本發明之一個實施例中，該調節器包括一誤差放大器Hv(其可為一跨導放大器)，其正常接收一經劃分輸出電壓(一回饋電壓Vfb)且將該電壓與一參考電壓Vref進行比較。可使用一電阻分壓器來產生該經劃分輸出電壓。在該調節器之正常操作期間，藉由一電容器-電阻器網路來補償誤差放大器Hv之一輸出以產生一臨限電壓(Vith)。當在一切換循環之初接通該調節器之電源開關時，藉由一脈寬調變(PWM)比較器將對應於通過輸出電感器之斜坡電流之一電流感測電壓與該臨限電壓進行比較。升高的電流感測電壓越過該臨限電壓使該電源開關切斷，直至下一切換循環開始。切換通常以200 KHz或更高之速率進行。此回饋導致該經劃分輸出電壓近似等於該參考電壓。

在本發明技術之一個實施例中，在該調節器之啟動期間(例如，當施加電力時)，誤差放大器Hv及其補償網路被自該回饋迴路有效地斷開。將經劃分輸出電壓Vfb施加至一減法器(一差動放大器)之一個輸入端，且將一DC偏壓電壓施加至該減法器之另一輸入端。DC電壓Vdc替代該參考電壓，該經劃分輸出電壓係與該參考電壓進行比較。將該減法器之輸出作為一臨限電壓Vith施加至該PWM比較器之一輸入端以用於設定該電源開關之工作循環。因此，將該經劃分輸出電壓控制為非常接近於該DC電壓。最大DC電壓經設定以使得該調節器之最大輸出電壓稍小於標稱輸出電壓(例如，90%)。在一個實施例中，該 DC電壓經斜升至其最大目標電壓以提供調節器之軟起動且限制通過該電源開關之峰值電流。

在一個實施例中，經劃分輸出電壓Vfb係經由一放大器連接至該減法器輸入端。若需要，則該放大器將具有增益kp之一比例回饋信號供應至該減法器，以防止自動補償階段期間之不穩定性。該放大器因此控制自動補償程序期間之迴路增益。該放大器係可選的。在一個實施例中，該放大器之增益係自單位增益至任何正增益可控制的。

接下來，將可為幾個正弦波脈衝或為接近於正弦波之簡化波形的AC擾動信號Vac注入至DC電壓Vdc之上，其中Vac之頻率經設定為回饋迴路之所要單位增益頻率。單位增益頻率亦被稱為交越頻率，且可由使用者判定。使用者亦識別該迴路在交越頻率下之所要相位邊限，諸如大於45度。回饋迴路之所要交越頻率將通常接近於用於降壓轉換器之電源開關之切換頻率的1/6至1/10。Vac應具有足夠小的振幅，使得調節器之輸出電壓不超過最大輸出電壓。在一個實施例中，正弦波之振幅為施加至該減法器之總補償電壓(Vc)的5%至10%。

作為回應，該調節器之經劃分輸出電壓將為具有某一振幅及相位之正弦波(具有DC偏壓)。接著將經劃分輸出電壓正弦波之振幅及相位與所注入正弦波之振幅及相位進行比較，以得出交越頻率下之振幅比(迴路增益)及相位差。該方法之此階段被稱為系統識別。

接著將量測到的振幅比及相位差以及所要交越頻率及相位邊限應用於一查找表或多個演算法。該查找表或該等演算法接著識別誤差放大器Hv(若其為一跨導放大器)之所需跨導(gm)及所需補償電路特性(例如，時間常數)以使該調節器在正常操作期間具有所要交越頻率及所要相位邊限。自動補償電路接著將誤差放大器之gm及補償電路中之電阻器之值調整為具有計算出的值。此將防止正常操作期間之振盪。該方法之此階段被稱為補償調整。

接下來，藉由重新連接(或啟用)經調整誤差放大器及經調整補償網路來閉合回饋迴路。在系統識別階段期間產生DC值之電壓源或另一電壓源接著針對正常操作產生用於誤差放大器之固定參考電壓。該方法之此階段稱為迴路閉合。

最後，正常地操作該調節器，其中歸因於回饋迴路使經劃分輸出電壓近似等於參考電壓，經調整誤差放大器及經調整補償網路使輸出電壓斜升至所要輸出電壓的100%。

自動補償電路可與調節器控制器在同一晶片上實施或在單獨晶片上實施。該晶片至少包括補償網路中之可調整電阻器及可調整誤差放大器。

在一個實施例中，自動補償電路包括一數位至類比轉換器，該數位至類比轉換器由一數位控制器控制、用於在系統識別階段期間產生DC及正弦波信號。該控制器可為一狀態機。該控制器在系統識別階段期間自一類比至數位轉換器接收振幅及相位信號，且控制一補償調整電路以調整誤差放大器之gm及補償電路中之電阻器之值。補償電路及誤差放大器為類比電路。

在另一實施例中，補償電路及誤差放大器可為具有一可調整傳遞函數之等效功能數位電路。使用系統識別階段期間的振幅及相位資訊來調整數位電路之傳遞函數。將經劃分輸出電壓轉換為一數位信號以供數位電路處理。在自動補償技術完成之後，在正常操作期間，數位電路產生等效於一經補償的誤差放大器輸出信號之一經補償的數位信號。該數位信號接著經轉換為一類比信號且經施加至該減法器。該減法器接著將經劃分輸出電壓自該類比信號減去以產生臨限電壓(Vith)以供施加至PWM比較器。

描述了其他實施例。

10‧‧‧未經調節的輸入電壓源

12‧‧‧電源開關

14‧‧‧驅動器

16‧‧‧同步整流器開關

18‧‧‧電感器

20‧‧‧誤差放大器

22‧‧‧脈寬調變(PWM)比較器

32‧‧‧放大器

34‧‧‧電壓源

38‧‧‧減法器

42‧‧‧正弦波產生器/電壓源

54‧‧‧差動放大器

56‧‧‧解碼器

58‧‧‧解碼器

60‧‧‧解碼器

70‧‧‧數位控制器

72‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)

74‧‧‧振幅/相位偵測器

76‧‧‧補償調整電路

80‧‧‧數位控制器

82‧‧‧數位補償器

84‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)

86‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)

94‧‧‧調變器

C1-Cn‧‧‧電容器

Co‧‧‧輸出電容器

Cth‧‧‧較大電容器

Cthp‧‧‧額外電容器

gm‧‧‧誤差放大器之所需跨導

Hv‧‧‧誤差放大器

I1-In‧‧‧可控制電流源

Kp‧‧‧放大器增益

Kv‧‧‧比例電路

R1-Rn‧‧‧電阻器

R_Co ‧‧‧寄生電阻器

R_L ‧‧‧負載

Rth‧‧‧電阻器

S1-Sn‧‧‧開關

Vac‧‧‧AC擾動信號/正弦波擾動電壓

Vc‧‧‧總補償電壓

Vdc‧‧‧DC電壓

Vfb‧‧‧回饋電壓/調節器之經劃分輸出電壓

Vith‧‧‧臨限電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Vref‧‧‧參考電壓

圖1說明啟動時的電流模式電壓調節器，其中誤差放大器Hv及其補償網路自回饋迴路斷開。

圖2說明調節器，其中DC電壓係在軟起動階段期間施加至減法器以使調節器之輸出斜升至其標稱輸出電壓的約90%。

圖3說明在自動補償程序之各種階段施加至減法器的組合式DC偏壓及補償擾動電壓(Vc)及調節器之經劃分輸出電壓(Vfb)，其中經劃分輸出電壓回應於Vc。

圖4說明具有在系統識別階段期間添加至DC電壓之正弦波擾動電壓Vac的調節器。

圖5說明自動補償程序之系統識別階段期間的Vc及Vfb信號。

圖6說明本發明之一個實施例中之誤差放大器及補償網路，其中誤差放大器之gm係可調整的且補償網路中之電阻器Rth值係可調整的。可使用額外電容器Cthp來對高頻雜訊進行濾波。

圖7說明在程序之補償調整階段期間可藉以調整誤差放大器之gm的許多方式中之一者。

圖8A說明在程序之補償調整階段期間可藉以調整補償網路中之電阻器之值的許多方式中之一者。

圖8B說明在程序之補償調整階段期間可藉以調整補償網路中之電容器之值的許多方式中之一者。

圖9說明在程序之補償調整階段期間可藉以調整補償網路中之電阻器之值的許多方式中之另一者。

圖10說明連接至可調整誤差放大器之替代補償電路。

圖11說明在補償調整階段之後自調節器斷開(或停用)的自動補償電路，且回饋迴路係藉由將誤差放大器及補償網路重新連接至迴路中而閉合。

圖12說明連接至誤差放大器及補償網路以控制該兩者之特性的 自動補償系統之一實施例。

圖13說明以數位方式執行誤差放大器及補償網路之功能的自動補償系統之一實施例。

圖14說明可如何將本發明應用於任何類型之電流模式電壓調節器拓撲以提供自動補償。

圖15為識別在本發明之一個實施例期間執行之各種步驟的流程圖。

相同或等效之元件係以相同數字標記。

儘管實際調節器硬體在該程序期間不變，但各種圖藉由僅醒目提示在該階段期間所使用之硬體來說明自動補償程序之多個階段。將結合圖15之流程圖來描述該等圖。

在該等圖中使用一習知電流模式降壓調節器之一實例；然而，自動補償技術可應用於所有類型之電流模式調節器。

圖1說明根據本發明之一個實施例修改的某一電流模式調節器之習知態樣。由於電流模式調節器係極為熟知的，故為了完整性，本文中僅提供電流模式調節器之正常操作之簡要解釋。

將未經調節的輸入電壓源10施加至可為一電晶體之電源開關12。驅動器14控制電源開關12及可為一電晶體之同步整流器開關16之工作循環。在另一實施例中，使用二極體來替代同步整流器。當電源開關12閉合時，電感器18傳導一斜坡電流，且此電流係由各種構件感測。該電流可由與電感器18串聯之低值電阻器感測，其中將電阻器上之電壓降施加至一差動放大器以產生與該電流成比例之感測電壓。在圖1中，區塊Ri表示電感器電流之等效電流感測器傳遞函數。電感器電流亦可由與電源開關12並聯之參考電晶體或藉由其他方式來感測。

斜坡電流係藉由輸出電容器Co(該輸出電容器與其寄生電阻器R_Co 串聯)來平滑。將輸出電壓Vo施加至負載R_L 。

為了達成調節，輸出電壓將由一電阻分壓器(由比例電路Kv表示)劃分。通常，藉由誤差放大器20(其可為一跨導放大器)將此經劃分輸出電壓(Vfb)與一固定參考電壓進行比較，且回饋迴路控制電源開關12之工作循環以使經劃分輸出電壓維持近似等於該參考電壓。

誤差放大器20之輸出端係連接至一電阻器-電容器補償網路(圖1中未圖示)以產生一臨限電壓(Vith)。該補償網路具有防止回饋迴路中之振盪之特性。Vith係連接至PWM比較器22之一個輸入端，且該PWM比較器之另一輸入端經連接以接收電流感測信號。如熟習此項技術者將理解，在其他實施例中，其他信號可連接至PWM比較器22。

當電流感測信號越過Vith時，驅動器14切斷電源開關12且接通同步整流器16。因此，通過電源開關12或電感器18之峰值電流得到調節。電感器18接著藉由同步整流器16放電以斜降該電流。輸出電容器Co濾出漣波。

時鐘接著藉由使驅動器14接通電源開關12而再次開始切換循環。亦使用其他技術來開始該循環，諸如藉由偵測通過電感器18之電流何時開始反向或其他方法。

圖1說明在啟動後，調節器在電力最初經施加至調節器後之功能態樣。圖15中之步驟26識別一斷電狀況，且步驟28識別調節器正在啟動。在調節器的壽命中，自動補償技術僅需在調節器首次啟動時實施一次。在另一實施例中，包括一重設功能以在使用者希望改變補償特性之任何時間執行自動補償技術。在另一實施例中，每當對調節器加電時執行自動補償技術。

在圖15之步驟29中，且如圖1中所示，誤差放大器20及補償網路係自回饋迴路斷開或停用。斷開可經由開關來進行，且停用可藉由切 斷至誤差放大器20之電力來進行。

可選放大器32產生與經劃分輸出電壓(Vfb)成比例之信號。該可選放大器之增益可為1(unity)或任何正增益，且使用放大器32來防止調節器在自動補償程序期間之不穩定性，稍後將予以描述。

接下來，在步驟30中，如圖2中所示，將產生Vdc之電壓源34施加至減法器38(一差動放大器)之第一輸入端。將經劃分輸出電壓(假定放大器32之增益為一)施加至減法器38之第二輸入端。調節器之工作循環係由施加至減法器38的兩個信號之間的差判定，因為減法器38之輸出提供臨限電壓(Vith)。施加至減法器38之第一輸入端之電壓將被稱為Vc。

Vdc經斜變至最終電壓以提供調節器之軟起動，此限制電源開關12之峰值電流。此導致輸出電壓斜升。最終Vdc經設定以使得最大輸出電壓為標稱輸出電壓的約90%。此係因為，當稍後將正弦波添加至Vdc時，最大輸出電壓將不超過使用者在正常操作期間想要的最大輸出電壓，以確保對任何組件無損害。可使用使輸出電壓在其標稱值的約80%與95%之間的任何DC值，其指示可允許正弦波之最大振幅。

程序之此階段被稱為軟起動階段，且在圖3及15中予以展示。

圖3將Vc信號展示為實線，且將所得Vfb信號展示為虛線。應注意，在自動補償程序期間，視迴路增益而定，Vfb如何大體上跟隨Vc但被延遲且成比例。兩條線在調節器之穩定狀態正常操作期間重疊。

在圖15之步驟40中，調節器之製造商或使用者指定回饋迴路之所要單位增益頻率，亦被稱為交越頻率fc。低於交越頻率之頻率將不導致振盪。選擇交越頻率涉及調節器對負載情況之變化的回應性與避免振盪之能力之間的折衷。通常，對於降壓轉換器，將交越頻率設定在電源開關12之切換頻率的1/6與1/10之間。交越頻率可視不同拓撲而變化。典型切換頻率在100 KHz與10 MHz之間。

製造商或使用者亦選擇交越頻率下之所要相位邊限，其將通常大於45度。在此上下文中，相位邊限為迴路之輸出信號(相對於其輸入)的相位(以度來量測)與180度之間的差。通常，相位滯後(相對於輸入)隨頻率變化，逐步增加至超過180度，在該頻率下，輸出信號變得反轉或相對於輸入反相。相位邊限因此隨著頻率接近反轉開始所處之頻率而減小。在存在負回饋的情況下，迴路增益超過1之頻率下的零或負相位邊限保證不穩定性。因此，正相位邊限為確保電路之恰當(無振盪)操作的「安全裕度」。

圖4說明程序之系統識別階段，其在無任何補償之情況下發生。控制與DC電壓源34串聯之正弦波產生器42以在選定交越頻率(fc)下及以不使輸出電壓超過其最大值之振幅產生正弦波。在圖5中，將DC偏壓電壓加正弦波展示為電壓Vc。限制振幅確保將不會對連接至調節器之輸出端子的組件造成任何過電壓損害。正弦波係作為幾個脈衝(諸如3至4個循環)施加(步驟44)。如圖5中所示，此將導致經劃分輸出電壓(Vfb)大體上跟隨Vc信號，但具有減小之振幅且具有相位延遲。漣波係由輸出電容器Co來稍微平滑。

在圖5中，相位延遲係由△T展示，且迴路之增益係由A2/A1識別。相位差為△T* fc* 360度。在另一實施例中，正弦波無需為精確的類比正弦波，而可為具有離散位準之階梯式信號，諸如來自數位至類比轉換器之信號，類似於正弦波。此等AC信號在本文中亦被稱為正弦波。雖然正弦曲線信號為最簡單的，但可使用其他合適擾動信號。

在另一實施例中，可在使用者所要之任何頻率(不僅係交越頻率)下執行系統識別測試，且調節器在該頻率下將最終具有指定的相位邊限。亦可指定多個頻率點，且可對系統進行程式設計以最佳化各種頻率點處之效能。

在步驟48中，偵測所得的Vc及Vfb信號以得出迴路增益及相位 差。

若誤差放大器20及補償網路曾連接在迴路中且擾動信號被注入迴路中，則超越、下越或振鈴可發生，從而使系統識別資訊失真。因此，該程序藉由在該程序之系統識別階段期間自迴路移除誤差放大器及補償網路之影響來對習知自動補償電路進行改良。另外，經由放大器32添加比例回饋迴路確保系統識別階段期間的穩定性。將放大器32之增益設定為大於1亦減少自動補償程序期間的DC誤差。若可接受的放大器32增益(Kp)為1，則可省略放大器32，且Vfb信號係直接連接至減法器38。Vfb/Vc增益始終低於1/Kp，因此在系統識別期間不存在不穩定振盪之潛在風險。

低通濾波器可與放大器32串聯連接以使迴路中之切換漣波及高頻雜訊衰減。

在步驟50中，將所要交越頻率、所要相位邊限、量測到的迴路增益及量測到的相位差應用於演算法或查找表，以識別達成所要交越頻率及相位邊限所需要的誤差放大器20之gm以及補償器特性。查找表記憶體中之此等預先儲存之值可藉由模擬或經驗資料產生。在本文中所描述之實例中，補償電路為一電容器-電阻器網路，且可藉由調整電阻器之值來合適地調整補償器特性。在其他實施例中，可藉由借助可控制開關或熔絲串聯及/或並聯地連接電容器來調整電容器之值。

圖6說明誤差放大器20及補償器網路之細節，其中誤差放大器20之gm係可調整的且電阻器Rth之電阻係可調整的。電阻器Rth及小電容器Cthp可與調節器及自動補償電路在同一晶片上，且較大電容器Cth可在外部。調節器之規範可指定電容器Cth之所需值以便使補償計算準確。

步驟52為該程序之補償調整階段之部分，其中調整誤差放大器 20之gm及補償網路中之電阻器Rth值以達成所要交越頻率及相位邊限。應調整誤差放大器20之gm，使得其gm為系統識別測試中之偵測到的迴路增益之倒數，因此當誤差放大器20經重新連接至迴路中時的實際迴路增益在指定交越頻率下將為1。類似地，調整補償網路(例如，調整其時間常數)以在補償網路經重新連接至迴路中之後，使原本將使實際相位邊限不同於交越頻率下之所要相位邊限的任何相位差偏移。所需相位偏移等於-(180度-PD-PM)，其中PD為量測到的相位差且PM為作為目標的相位邊限。

圖7說明用於藉由選擇性地並聯連接可控制電流源I1至In來調整誤差放大器20之gm的電路。每一電流源係由差動放大器54之輸出電壓控制。查找表(其為一數位控制器之部分)將對應於達成所要交越頻率及相位邊限所需要的所需gm之數位碼提供給解碼器56。解碼器56接著控制開關S1至Sn以並聯連接指定數目個可控制電流源I1至In。電流源I1至In可全部相同或經加權的，諸如經二進位加權以達成具有高精度之寬gm範圍。解碼器56及開關組態可被視為多工器。

圖8A說明用於調整圖6中之電阻器Rth之電阻以達成用於達成所要交越頻率及相位邊限之所需補償電路特性(例如，所要時間常數)的電路。查找表將對應於所需電阻之數位碼提供給解碼器58。解碼器58接著控制開關S1至Sn以並聯連接指定數目個電阻器R1至Rn。電阻器R1至Rn可全部相同或經加權的，例如經二進位加權以達成具有高精度之寬Rth範圍。解碼器58及開關組態可被視為多工器。

如圖8B中所示，除調整電阻值之外或替代調整電阻值，可使用一類似技術來調整Cth或Cthp(圖6)之電容值以獲得所需時間常數。在圖8B中，藉由開關S1至Sn來選擇性地並聯連接電容器C1至Cn以達成所要時間常數。該等電容器可經二進位加權。所有電容器可與調節器及自動補償電路位於同一晶片上。

圖9說明用於調整圖6中之電阻器Rth之電阻以達成用於達成所要交越頻率及相位邊限之所需補償電路特性之另一電路。在圖9中，電阻器R1至Rn之任何組合係在查找表及解碼器60之控制下串聯連接，以產生Rth之所需值。

在用於調整電阻器Rth之另一電路中，可在比電源開關12之頻率高10倍至40倍之頻率下將固定電阻器接入補償網路及自補償網路切除，其中控制電阻器開關之工作循環以產生等效電阻。

圖10說明包含電阻器Rth及電容器Cth及Cthp之補償網路的不同組態。可如圖8及圖9中所示地調整電阻器Rth之值。

步驟64為圖11中所示的程序之迴路閉合階段之部分。在圖11中，經調整誤差放大器20及補償網路(參見圖6或圖10)係連接回至回饋迴路中，且電壓源34及42(圖4)被斷開或被停用。在一個實施例中，DC電壓源34(圖2)提供參考電壓Vref。誤差放大器20之經補償輸出現控制電源開關12之工作循環以使經劃分輸出電壓Vfb近似等於Vref。簡單開關可將誤差放大器20連接回至迴路中，或誤差放大器20可以另一方式來啟用。Vref亦作為一固定偏壓電壓而連接至減法器38以使施加至減法器38之另一輸入端之按比例劃分的輸出電壓Vfb偏移。由於減法器38仍在回饋迴路中且由於Vref經連接至減法器38(以及連接至誤差放大器20之一輸入端)，故迴路閉合程序期間的任何不良下越得到消除。

放大器32仍在迴路中，因為在該程序之系統識別階段期間，放大器32曾為回饋迴路之一部分。

步驟68為該程序之正常操作階段之部分，其中經調整調節器現以其正常方式操作，同時達成所要交越頻率及相位邊限。輸出電壓自標稱輸出電壓之初始90%斜升至標稱輸出電壓之100%，因為Vref大於軟起動階段期間所產生之DC電壓。

在另一實施例中，誤差放大器之gm不由自動補償系統加以調整，且僅補償網路得到調整。

替代將額外回饋迴路(含有放大器32)連接至減法器38之負輸入端，額外回饋迴路可等效地連接至電流感測信號，因為電流感測信號與減法器38之輸出係由PWM比較器22進行比較。

在該實例中，回饋迴路係類比的以獲得對負載電流中之變化的快速且準確之回應。圖12說明用於類比誤差放大器及補償電路之自動補償電路的一個實施。在圖12中，數位控制器70(諸如狀態機或其他邏輯電路)在調節器加電後即刻控制該程序。控制器70控制圖3中所示之各種階段，且適當地控制開關以將誤差放大器20自迴路移除且將誤差放大器20重新插入至迴路中。提供合適之外部控制終端以用本文中所描述之所要資訊來程式化控制器70。在軟起動階段中，控制器70控制數位至類比轉換器(DAC)72以施加圖3中所示之DC電壓。在系統識別階段期間，控制器70控制DAC 72以將正弦波添加至Vc信號(圖4中所示)，且控制振幅/相位偵測器74以偵測迴路增益及相位差(圖5)且將此等信號應用於查找表或演算法從而識別對誤差放大器20及補償網路之所需調整。在補償調整階段期間，將查找表之數位輸出應用於補償調整電路76(圖7至圖9)以調整誤差放大器之gm及補償網路中之電阻器Rth。查找表可能位於補償調整電路76區塊內。在迴路閉合階段期間，控制器70將誤差放大器重新連接至迴路中，且正常操作可開始。

替代使用類比誤差放大器及補償網路，在圖13中以數位方式執行等效功能。數位控制器80控制該程序之各種階段。基於上文所描述之各種階段之結果來調整數位補償器82之傳遞函數。以與上文所描述的DAC 72相同之方式來控制DAC 84。藉由ADC 86將Vfb信號轉換為數位信號，且增益及相位差資訊由控制器80用來調整數位補償器82之傳遞特性以達成所要交越頻率及相位邊限。在回饋迴路中使用數位電 路係熟知的，且熟習此項技術者可使用熟知邏輯電路技術來設計圖13之電路。

雖然相對於電流模式電壓調節器之一個實例描述了該程序，但該程序適用於任何電流模式電壓調節器或甚至電壓模式調節器。圖14說明正應用於調節器之各種實例(包括降壓調節器(與圖1相同)、升壓調節器及降壓-升壓調節器)的自動補償系統。電流模式控制結構包括峰值電流模式控制、谷值電流模式控制、平均電流模式控制、恆定接通時間(on-time)控制(例如，使用單觸發)、恆定切斷時間(off-time)控制及滯後控制。該方法可擴展至多相轉換器。亦可使用變壓器耦合調節器。可使用任何類型之電流感測。調變器94可為調整電源開關12之工作循環以達成經調節輸出電壓的任何類型之調變器。

在另一實施例中，替代僅在啟動時進行自動補償方法，可在調節器之穩定狀態操作期間實施該方法。舉例而言，可在負載處於待用模式時週期性地進行該程序。此確保隨時間過去且在變化之操作條件下的最佳操作。

雖然已展示並描述了本發明之特定實施例，但熟習此項技術者將明白，可在本發明之較廣態樣中在不脫離本發明之情況下作出改變及修改，且因此，附加之申請專利範圍將在本發明之真實精神及範疇內的所有此等改變及修改涵蓋於其範疇內。

10‧‧‧未經調節的輸入電壓源

12‧‧‧電源開關

14‧‧‧驅動器

16‧‧‧同步整流器開關

18‧‧‧電感器

20‧‧‧誤差放大器

22‧‧‧脈寬調變(PWM)比較器

32‧‧‧放大器

38‧‧‧減法器

70‧‧‧數位控制器

72‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)

74‧‧‧振幅/相位偵測器

76‧‧‧補償調整電路

Claims (34)

1. 一種用於自動補償一電壓調節器之方法，該調節器具有一標稱輸出電壓，該方法包含：將一DC偏壓電壓施加至該調節器中之一回饋迴路中之一第一節點以使該輸出電壓處於一第一值；將一AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓以使該輸出電壓在該AC信號之一頻率下具有一漣波；偵測該回饋迴路之一增益及該AC信號與該輸出電壓中之該漣波之間的一相位差；使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器中之一或多個組件之操作特性，使得當該一或多個組件係連接於該回饋迴路中時，該回饋迴路在該AC信號之該頻率下具有一所要增益及相位邊限，其中該一或多個組件在施加該AC擾動信號及偵測該回饋迴路之該增益及該AC信號與該輸出電壓中之該漣波之間的該相位差的該等步驟期間不連接在該回饋迴路中；及用該回饋迴路中之該一或多個組件來操作該調節器，其中該回饋迴路偵測該調節器之該輸出電壓且調節一或多個開關之一工作循環以維持一經調節輸出電壓。
2. 如請求項1之方法，其中該擾動信號之該頻率經選擇近似為該回饋迴路之一單位增益頻率。
3. 如請求項1之方法，其中該一或多個組件包含一誤差放大器，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該誤差放大器之一跨導。
4. 如請求項1之方法，其中該一或多個組件包含一補償網路，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該補 償網路之一特性。
5. 如請求項4之方法，其中該一或多個組件包含具有一電阻之一補償網路，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該電阻之一值。
6. 如請求項4之方法，其中該一或多個組件包含具有一電容之一補償網路，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該電容之一值。
7. 如請求項4之方法，其中調整該補償網路之該特性包含調整該補償網路之一時間常數。
8. 如請求項1之方法，其進一步包含該回饋迴路將與該調節器之該輸出電壓成比例之一第一電壓與該DC偏壓電壓及用以使該調節器之該輸出電壓具有該漣波之該AC擾動信號之一總和進行比較。
9. 如請求項8之方法，其中將該第一電壓以及該DC偏壓電壓及該AC擾動信號之該總和施加至一減法器之輸入端，其中該減法器之一輸出設定該一或多個開關之一工作循環。
10. 如請求項1之方法，其中該經調節輸出電壓為一標稱輸出電壓，且其中施加該DC偏壓電壓的該步驟使該輸出電壓小於該標稱輸出電壓。
11. 如請求項10之方法，其中將該AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓的該步驟使該輸出電壓不超過一預定最大輸出電壓。
12. 如請求項1之方法，其進一步包含藉由該回饋迴路中之一放大器來放大該調節器之一經劃分輸出電壓，其中將該AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓的該步驟包含將該AC擾動信號及該DC偏壓電壓之一總和施加至一減法器之一第一輸入端及將一經放大的經劃分輸出電壓施加至該減法器之一第二輸入端，其中該減法 器之一輸出為與通過該調節器之一電源開關之一斜坡電流進行比較之一臨限電壓。
13. 如請求項1之方法，其進一步包含產生與該調節器之該輸出電壓成比例之一第一電壓，其中將該AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓的該步驟包含將該AC擾動信號及該DC偏壓電壓之一總和施加至一減法器之一第一輸入端及將該第一電壓施加至該減法器之一第二輸入端，其中該減法器之一輸出為與通過該調節器之一電源開關之一斜坡電流進行比較之一臨限電壓。
14. 如請求項13之方法，其中操作該調節器的該步驟包含將一參考電壓施加至該減法器之該第二輸入端及將一誤差放大器之一輸出施加至該減法器之一第三輸入端，該誤差放大器將一回饋電壓與該參考電壓進行比較。
15. 如請求項1之方法，其中使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器中之一或多個組件之操作特性的該步驟包含選擇性地互連一補償網路中之複數個電阻器以達成該補償網路之一所要時間常數。
16. 如請求項1之方法，其中使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器中之一或多個組件之操作特性的該步驟包含選擇性地互連一跨導放大器中之複數個可調整電流源以達成該跨導放大器之一所要跨導。
17. 如請求項1之方法，其中施加該DC偏壓電壓、施加該AC擾動信號、偵測該增益及該相位差及使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器中之一或多個組件之操作特性的該等步驟係在一數位控制器之控制下自動進行。
18. 如請求項1之方法，其中該回饋迴路包括一數位電路，該數位電路產生一臨限電壓以與通過該調節器中之一電源開關之一電流 斜坡進行比較以調節該輸出電壓。
19. 如請求項1之方法，其中該回饋迴路僅包括類比電路，該類比電路產生一臨限電壓以與通過該調節器中之一電源開關之一電流斜坡進行比較以調節該輸出電壓。
20. 如請求項1之方法，其中該調節器為一電流模式電壓調節器，且其中該回饋迴路產生與通過該調節器中之一電源開關之一斜坡電流進行比較之一臨限電壓。
21. 如請求項1之方法，其中在將電力施加至該調節器後即刻自動進行該方法。
22. 一種電壓調節器系統，其包含：一電壓調節器部分及一自動補償部分，該調節器部分具有一回饋迴路，該回饋迴路接收與該調節器部分之一輸出電壓成比例之一第一電壓，該調節器部分回應於該第一電壓而調整一或多個開關之一工作循環以輸出一經調節輸出電壓，該自動補償部分包含：一控制器，該控制器經組態以用於控制該調節器部分中及該自動補償電路部分中之電路，以用於自動進行以下方法以設定該回饋迴路之一所要增益及一特定頻率下之相位邊限，該方法包含：將一DC偏壓電壓施加至該調節器部分中之該回饋迴路中之一第一節點以使該輸出電壓處於一第一值；將一AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓以使該輸出電壓在該AC信號之一頻率下具有一漣波；偵測該回饋迴路之一增益及該AC信號與該輸出電壓中之該漣波之間的一相位差；使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器部 分中之一或多個組件之操作特性，使得當該一或多個組件係連接於該回饋迴路中時，該回饋迴路在該AC信號之該頻率下具有一所要增益及相位邊限，其中該一或多個組件在施加該AC擾動信號及偵測該回饋迴路之該增益及該AC信號與該輸出電壓中之該漣波之間的該相位差的該等步驟期間不連接在該回饋迴路中；及用該回饋迴路中之該一或多個組件來操作該調節器部分，其中該回饋迴路偵測該調節器之該輸出電壓且調節該一或多個開關之該工作循環以維持該經調節輸出電壓。
23. 如請求項22之系統，其中該擾動信號之該頻率經選擇近似為該回饋迴路之一單位增益頻率。
24. 如請求項22之系統，其中該調節器部分包含一誤差放大器，其中該一或多個組件包含該誤差放大器，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該誤差放大器之一跨導。
25. 如請求項22之系統，其中該調節器部分包含一補償網路，其中該一或多個組件包含該補償網路，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該補償網路之一特性。
26. 如請求項25之系統，其中該補償網路包含一電阻元件，且其中自動調整該一或多個組件之操作特性的該步驟包含調整該電阻元件之一值。
27. 如請求項25之系統，其中調整該補償網路之該特性包含調整該補償網路之一時間常數。
28. 如請求項22之系統，其中該調節器部分為一電流模式電壓調節器。
29. 如請求項22之系統，其進一步包含該回饋迴路中之一放大器， 該放大器放大該調節器部分之一經劃分輸出電壓，其中將該AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓的該步驟包含將該AC擾動信號及該DC偏壓電壓之一總和施加至一減法器之一第一輸入端及將一經放大的經劃分輸出電壓施加至該減法器之一第二輸入端，其中該減法器之一輸出為與通過該調節器部分之一電源開關之一斜坡電流進行比較之一臨限電壓。
30. 如請求項22之系統，其中該方法進一步包含產生與該調節器之該輸出電壓成比例之一第一電壓，其中將該AC擾動信號施加至該DC偏壓電壓的該步驟包含將該AC擾動信號及該DC偏壓電壓之一總和施加至一減法器之一第一輸入端及將該第一電壓施加至該減法器之一第二輸入端，其中該減法器之一輸出為與通過該調節器部分之一電源開關之一斜坡電流進行比較之一臨限電壓。
31. 如請求項30之系統，其中該調節器部分包含一誤差放大器，其中操作該調節器部分的該步驟包含將一參考電壓施加至該減法器之該第二輸入端及將該誤差放大器之一輸出施加至該減法器之一第三輸入端，該誤差放大器將一回饋電壓與該參考電壓進行比較。
32. 如請求項22之系統，其中該調節器部分包含一補償網路，其中使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器部分中之一或多個組件之操作特性的該步驟包含選擇性地互連該補償網路中之複數個電阻器以達成該補償網路之一所要時間常數。
33. 如請求項22之系統，其中該調節器部分包含一跨導放大器，其中使用偵測到的該增益及該相位差來自動調整該調節器部分中之一或多個組件之操作特性的該步驟包含選擇性地互連該跨導放大器中之複數個可調整電流源以達成該跨導放大器之一所要 跨導。
34. 如請求項22之系統，其中在將電力施加至該調節器後即刻自動進行該方法。