TWI436564B - 根據補償函數控制功率轉換器的方法和系統 - Google Patents

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Description

根據補償函數控制功率轉換器的方法和系統
本發明關於反饋系統的補償，特別是關於在數位功率控制器中的適應性補償。
諸如微處理器和圖形處理器的商用積體電路的快速發展和增加的功耗在功率輸送至IC以及從IC散出廢熱方面已形成了新的重要問題。目前，電源設計比起前些年遠為重要和困難。大電流/低電壓IC要求非常清潔和穩定的DC電源。該電源必須能够輸送非常快的電流瞬態。到這些負載的電子路徑也必須具有低電阻和電感(1.5V的電源在60Amps下在25mΩ的電阻兩端將完全壓降)。
通常，DC電源設計為將AC線路電壓轉換為一個或多個DC輸出，這些輸出將貫穿一個系統發送至負載點(POL)。但是，貫穿系統發送大電流信號是不現實的。為了克服該困難，為了减小通過系統分配大電流信號的負面影響，已經採用了一種在適度的電壓和電流位準下分配功率的替換方法。並非將AC電源電壓位準轉換為中心位置的各個負載所需的DC電壓位準，而是典型地轉換為“合理的”DC電壓並傳送至“負載點”(POL)，並在負載點本地轉換為所需的低電壓。這樣的技術稱之為“分布式電源結構”，或DPA。
在許多電壓分配系統中，僅僅將系統周圍的電源分散 至多個POL是不够的。通常監測和控制綜合電子系統以確保最高的可靠性和性能。在DPA系統中典型實現的功能(電源特徵)包括供電時序、熱交換能力、斜坡控制、電壓編程、負載監控、追踪、溫度監控、風扇速度控制、相位控制、電流共享、開關頻率可編程性以及開關時鐘同步等等。還存在電源系統可能需要的其他功能。例如，溫度測量的單個點、門的開/閉狀態以及振動可能是所關心的功能。
DC-DC轉換通常由開關功率調節器或降壓調節器實現，以將較高電壓(例如，12V)轉換為一個或多個負載設備所需的較低值。一個公共體系結構用於將較高電壓分配到多個功率調節器，其中每個功率調節器會產生輸送至一個或多個負載的不同(或可能是相同的)電壓。開關功率調節器通常採用兩個或多個功率電晶體將能量從一個電壓轉換為另一電壓。諸如功率調節器100的一個常見的實施例，通常稱為“降壓調節器”，在圖1a中示出。典型地，降壓調節器100切換一對功率電晶體(108和110)以在他們的公共節點SW處形成矩形波。所產生的矩形波可以通過包括電感器112和電容器114的LC電路來平滑，由此形成所需的電壓V輸出 。包括誤差放大器116、比例-積分-微分(PID)濾波器102、脈寬調製器(PWM)104以及輸出控制電路106的反饋控制迴路可以被配置成控制輸出矩形波的占空比，並由此控制最終的V輸出 值。反饋控制迴路的迴路穩定性需要合適的補償，以達成足夠的相位和增益邊際。此外，迴路DC增益和頻寬必須合適地以提供足夠的穩 態輸出調節和負載暫態響應。
本揭示關於一種根據補償函數控制功率轉換器的自動補償方法，以及一種被配置為根據補償函數為功率轉換器提供補償的系統。
在某些實施例中，提供一種根據補償函數控制功率轉換器的自動補償方法。該功率轉換器被配置為產生經調節輸出電壓。該方法包括：初始化所述補償函數的一個或多個係數，其中所述一個或多個係數一起確定由所述補償函數定義的迴路增益和補償零點的各自位置；在所述初始化之後，測量所述功率轉換器的一個或多個狀態變量來獲得所述經調節輸出電壓的標稱穩態值；基於所獲得的經調節輸出電壓的至少一個標稱穩態值來確定第一輸出臨界值；調節所述一個或多個係數中的至少第一係數直到所述經調節輸出電壓超過所述第一輸出臨界值；以及調節所述一個或多個係數中的至少第二係數直到所述經調節輸出電壓達到所述第一輸出臨界值。
在某些進一步的實施例中，提供一種被配置為根據補償函數為功率轉換器提供自動補償的系統。該功率轉換器被配置為產生經調節輸出電壓。該系統包括：用於初始化所述補償函數的迴路增益係數、補償頻率係數和補償品質因數係數以獲得單位增益頻率的裝置；用於調節所述迴路增益係數直到所述經調節輸出電壓的峰值到峰值偏移(紋波)超過第一預定臨界值，以獲得經調節的迴路增益係數 的裝置；以及用於調節所述補償頻率係數直到所述經調節輸出電壓達到所述第一預定臨界值，以獲得經調節的補償頻率係數的裝置。
通過參照與附圖一起閱讀的以下詳細說明，將會更徹底地理解本發明的前述及其他的目的、特徵以及優點。
雖然本發明允許進行多種修正和替換形式，但通過圖示實施例示出特定實施方式，且將在下文中對這些實施例詳細描述。但是，應當注意，此處的圖示和詳細說明意圖不在於將本發明限制於所述的特定形式，而是相反，本發明覆蓋落入所附申請專利範圍所限定的本發明精神和範圍的所有修改、等效方案以及替代方案。注意，標題僅用於組織的目的，不用於限制或解釋說明書或申請專利範圍。此外，注意通篇使用的單詞“可。表示許可的意思(即可能，能够)，而不是强制的意思(即必須)。
如上所述，反饋系統的一個示例可以涉及DC-DC轉換，其可通過使用兩個或多個功率電晶體的開關功率調節器來實現，該開關功率調節器可將能量由一個電壓轉換為另一個電壓。總之，如本文所用的，術語“電壓調節器”、“負載點(POL)調節器”、“功率轉換器”和“功率調節器”可互換使用以表示被配置為通過調節後的輸出電壓將電流傳送至負載的設備。這樣的功率調節器或功率轉換器可實現電壓轉換，且不僅可包括反饋控制電路，還可包括附加的控制電路，該附加控制電路除了進行電壓轉換以及 在將電流輸送至負載的同時提供經調節的輸出電壓，還執行與電壓調節和/或功率調節和控制相關的一種或多重功能。一個POL調節器可分為：電壓轉換器部分，其實質上包括POL輸出級；以及控制電路，其可具有包括調節和控制功能在內的POL調節器的所有其他功能。在一組實施方式中，控制電路可在積體電路上實現，並與外部的輸出級相耦合，以構成完整的POL調節器。圖1a中示出了一個功率調節器，其為降壓調節器。總之，可以控制電晶體108和110不同時通過電流。典型地，當電晶體108導通(HS被置為有效)時，電晶體110可以是關斷(LS被解除有效)。
發電機模型
圖2a示出了功率調節器(例如圖1a所示的降壓轉換器100)例如在無負載時的發電機模型。發電機不帶負載時的轉換曲線可由下述等式表示：(1)g PS (s )=V 输出 (s )/V 输入 (s )=[1+s /(2*π *f zesr )]/[1+s /(2*π *f n ,pow *Q pow )+s 2 /(2*π *f n ,pow )2 ]其中f n ,pow =1/[2*π *sqrt (L *C O )]，Q pow =1/(2*ξ pow )=[1/(R +R Co )]*sqrt [L /C o ]，f zesr =1/[2*π *R Co *C o )]，Q pow 和ξ pow 分別表示發電機的品質因數和衰减因數，而f n ,pow 表示固有頻率。術語“sqrt”表示“平方根”。
發電機帶負載R0 (圖2b)時的轉換曲線可由下述等式 表示：(2)g ps (s )=[R 0 /(R 0 +R )]*[1+s /(2*π *f zesr )]/[1+s /(2*π *f n ,pow *Q pow )+s 2 /(2*π *f n ,pow )2 ]其中f n ,pow =1/{2*π *sqrt [(L *C O )*(R 0 +R C 0 )/(R 0 +R )]}，Q pow =sqrt [(L /C o )*(R 0 +R C 0 )*(R 0 +R )]/{L +C 0 *[R C 0 *(R 0 +R )+R 0 *R ]}，f zesr =1/[2*π *R Co *C o ]。
迴路補償
典型地，用於降壓轉換器反饋迴路的補償函數引入接近原點(DC)的一個極點以及接近發電機固有頻率f n ,pow 的兩個零點。假設歸因於電容器‘esr’(接近頻率f zesr )的零點可以由於其較高的數值而被忽略。則補償函數可以重新寫為：(3)g comp (s )=k *[1+s /(2*π *f n ,comp *Q comp )+s 2 /(2*π *f n ,comp )2 ]/s
其中f n ,comp f n ,pow ，f n ,comp 表示補償頻率。Q comp 表示補償品質因數。k、f n ,comp 和Q comp 分別作為補償係數，一起確定DC迴路增益和補償零點的位置，從而根據等式3給出的補償函數有效地確定發電機的補償。此外，根據等式3給出的補償函數，這些補償係數可以一起來確定發電機的補償極點的位置。該補償函數可以實現下述目標：．高迴路增益，例如，進行調節處的DC高迴路增益，．需要削弱噪音的高頻處的低迴路增益，．近似於接近原點(DC)的單個極點的簡單迴路轉換曲 線。
自動補償方法
基於與系統相關的某些假設，以及期望的運行頻率，在此所述的自動補償方法的各種實施方式可以用於確定DC迴路增益和補償零點的位置，而無需對系統的任何先前瞭解。此外，補償參數(DC迴路增益，零點位置)的選擇可以基於系統的一個或多個狀態變量的測量值，例如實際功率轉換器的輸出電壓的測量值。由於不使用系統模型，可以沒有誤差，當使用採用系統模型的任意方法來代替基於系統自身選擇補償參數的方法時，將會帶來這樣的誤差。應當注意，為了獲得期望的相位裕度，或使相位裕度處於期望限定值內，可以基於功率轉換器和濾波器整體結構的相關假設或是預先知識來選擇補償參數。換句話說，儘管補償參數可基於所測得的狀態變量選擇，而不基於由系統模型推出的標稱值，但它們還可基於濾波器和功率轉換器整體結構的假設和/或預先知識來進行選擇。例如，在一組實施方式中，可以理解，所要補償的功率轉換器是具有LC濾波器結構(例如，如圖2a和2b所示)的降壓轉換器(例如，如圖1a所示的轉換器)。總之，如上所述，不需要瞭解濾波器和轉換器的元件值，儘管對濾波器結構和轉換器類型的瞭解可以在選擇補償參數時進行考慮。
在此所述的自動補償方法的實施方式可以很好地適用於包括處理器和記憶體的數位控制器等。圖1b示出了一個這樣的示例系統，其中微控制器(處理器)202可以與記憶 體204連接，並可以與電壓調節器208的電壓調節器控制級206連接。控制器202由此為電壓調節器208實現自動補償，如下文進一步描述。應當注意，圖1a所示實施方式的可替換實施方式也同樣是可能並能够預期的。例如，可替換實施方式可包括根據本文所述的原理被配置成執行實現自動補償的各種函數的專用硬體，或硬體和軟體的組合。該自動補償方法還可在任意給定應用或系統配置中執行，用於補償上升為正常輸出電壓(不帶負載)之前的低輸出電壓(例如100mV)，和/或在安裝功率轉換器之前用於特定系統結構或應用中(帶負載或不帶負載，用於任意輸出電壓)。例如，在使系統運行於期望的正常輸出電壓之前，該自動補償方法可以與經調節的低輸出電壓(例如，100mV)一起執行來確定期望的補償參數。如果在應用中進行了自動補償，則當在低輸出電壓下工作時，在輸出電壓斜坡上升為期望的正常工作值之前，補償函數的係數(k，f n ,comp ，Q comp )可以重新計算，以解決元件值隨時間的偏移的問題。該自動補償方法的各種實施方式可包括至少三個步驟：初始補償函數的選擇，DC迴路增益的選擇(需要選擇係數k)，以及係數f n ,comp 和Q comp 的選擇。
第一步：選擇初始補償函數
自動補償可以發生在閉迴路操作中。因此可以選擇初始補償函數以實現用於發電機元件值中所有實際值的穩定反饋迴路。最初可以選擇/制定接近原點的單個補償極點和低DC增益(k=k init )。k init 的選擇假設在穩態條件和標稱輸 出電壓下達到需要調節的最小迴路增益。補償函數可以由下式給出：(4)g comp (s )=k init /s 。
從而整體迴路增益可以是：(5)g 迴路 =k init *k 1 *g PS (s )*/s ，其中g PS (s )由等式1給出，而k 1 表示由諸如脈寬調節器(例如，圖1a所示的PWM模塊104)和誤差放大器(例如，圖1a所示的誤差放大器116)的其它函數貢獻的調節迴路增益。如果選擇一個足够小的增益值k，補償函數可以確保對於任何實際的傳動系元件值(即，功率轉換器的實際元件值)均有穩定的迴路。接近原點的單個補償極點和低DC迴路增益的組合可以產生低於發電機固有頻率f n ,comp 的單位增益頻率f init ,xo 。由此，等式(5)中的迴路增益g迴路 的相位裕度將為90°，以確保穩定運行。
由於初始參數k init 的選擇依賴於功率轉換控制器，該自動補償方法可以基於這樣的假設來構成，即k init 是基於在標稱調節輸出電壓值下的穩態下足以進行調節的最小迴路增益g loop ,min 來選擇的。換句話說，足够低的DC增益表示電壓調節器(功率轉換器)運行在其公差規範內時可能的最低增益。例如，在初始化步驟期間可以選擇k init (k的初始值)以滿足：(6)k init <<2*π *f n n,pow /(Q pow *k 1 )，其中k 1 表示控制器(例如，控制器IC電路模塊，除PID函數的濾波器實現方式)的DC增益貢獻。當根據等式(5)選擇k init 時，單位增益頻率f init ,xo 將低於發電機的固有頻率(如 上所述)：(7)f init ,xo <f n ,pow 。
因此，根據等式(5)選擇k init 將產生大約90度的相位裕度和足够的迴路增益裕度。不滿足要求的任何控制器和功率濾波器組合可視作落在關注的應用空間之外。
圖3示出了用於類比迴路轉換曲線的示例性降壓轉換器發電機和單個接近原點的補償極點的模型。所有給出的元件值作為示例用於解釋的目的，而且取決於發電機的實際結構，其他實施方式也可包括不同值和不同元件。圖3所示的模型包括延遲元件302，該延遲元件302對可能由控制電路的數位運行引起的延遲建模，所述控制電路可進一步由如下標題描述：採用可編程數位控制器的自動補償方法的實現。可以假設功率轉換器的占空比在每個開關周期中更新，從而使得通過延遲元件302的延遲等於功率轉換器的開關周期。在特定示例中，開關頻率假設為400kHz，造成的延遲為2.5μs 。對於圖3所示的元件值，固有頻率f n ,comp 為13.45kHz，而品質因數Q pow 為8.93。
圖3中的電阻器304的值(r =R 開關 +R L )可以變化(改變)以獲得不同的品質因數Q pow 值，同時保持固有頻率不變。圖4示出了對於功率級品質因數Q pow 的不同值(在實施例中示出，Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)的迴路(其由發電機和接近原點的單個補償極點構成)的作為DC迴路增益的函數的單位增益頻率。對於高的Q pow 值，(下降)迴路增益在DC迴路增益值範圍內的兩個頻率處與0dB水平線相交。較高的Q pow 值可以引起較寬範圍的DC增益值，其中可產生兩個 0dB交叉頻率。第二(較高)的0dB交叉頻率可以確定迴路增益的單位增益頻率。圖5示出了Q pow =8.93(高Q pow 發電機)的迴路增益的波特圖。對於低DC迴路增益值(例如50K)，下降的迴路增益僅在低頻率處與0dB交叉。諧振峰值不會與0db水平線交叉。由此，相位大約為-90°，而相位裕度為+90°，從而形成穩定的迴路。對於較高的DC迴路增益值(例如400K)，諧振峰值也可與0dB水平線交叉。最終，對於很高的DC迴路增益值(例如750K)，諧振峰值根本不會在低頻率處與0dB水平線交叉。如圖5所示，對於高DC迴路增益值，單位增益頻率將超過發電機的固有頻率f n ,pow 。此外，由於相位的銳變在發電機的固有頻率f n ,pow 附近，相位裕度會非常小(達到負值)。因此迴路會變得不穩定。
圖6示出了對於功率級品質因數Q pow 的不同值(在實施例中示出，Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)，作為DC迴路增益的函數的迴路相位裕度。在DC迴路增益值(單位增益頻率低於固有頻率f n ,pow )的整個範圍上具有單個的0dB交叉頻率的低Q pow 發電機(例如，Q pow =1.17)可呈現相位裕度由對應於低DC迴路增益值的接近90°到高DC迴路增益值處的負值的漸變。較高Q pow 發電機在(下降)迴路增益從單個0dB交叉頻率變化到兩個0dB交叉頻率值(單位增益頻率可以超過固有頻率f n ,pow )的DC迴路增益值下可呈現從接近90°的相位裕度到負相位裕度的銳變。如圖6所示，對於較高的Q pow 發電機，較低DC迴路增益值可以獲得足够的相位裕度。
圖7示出了對應於功率級品質因數Q pow 的不同值(在所示示例中，Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)的作為DC迴路增益的函數的迴路增益裕度。較低的DC迴路增益值可以提高增益裕度。此外，較高Q pow 的發電機可能需要較低的DC迴路增益值，以實現足够的增益裕度以便於穩定運行。
總之，如圖6和7所示，如果選擇接近原點的單個補償極點和足够小的DC迴路增益值，則對於具有低和高Q pow 值的功率級，該迴路穩定且具有足够相位裕度和增益裕度。低DC迴路增益值也可以產生低單位增益頻率。由此，迴路的性能在穩態調節和負載瞬態響應二者中均有裕度。因此包括接近原點的極點以及足够小的DC增益(可以在控制器中實現的可能的最小DC增益)的初始補償函數可以確保在轉換器上電之後穩定運行。
第二步：選擇DC迴路增益值(補償係數k)
當DC迴路增益值增加時，迴路相位裕度和增益裕度最終變得不足，如圖6和7所示，從而導致系統不穩定。對於發電機的高品質因數Q pow 值而言，可能發生由穩定到不穩定的銳變。然後DC迴路增益中小的百分比改變可能引起相位裕度由接近90°的值到負值的變化。通過監控輸出電壓的紋波(即，峰值到峰值偏移)，可以檢測到相位裕度何時减小以及迴路何時在接近不穩定的區域中。可以針對k=k init 測量穩態開關紋波幅值，在k=k init 時認為系統處於穩態。在該算法的搜索步驟期間，可設置被認為是輸出處的可接受紋波(例如，由開關或不穩定引起的)的上限。在一組實 施方式中，上限可以指定為等於增加了小百分比的開關紋波。上限的精確值並不重要，只要在搜索結束時的穩態紋波滿足需求。這樣，DC增益可以增大，直到輸出電壓的紋波達到預定臨界值。如本文所使用的，k相位 表示相位裕度呈現銳變處的增益k值。該值可以在自動補償方法的前序步驟中作為參考點使用。表1示出了增益裕度為0dB、-3dB、-6dB時的DC迴路增益值，且該相位呈現從正值到負值的銳變。
換句話說，自動補償的第二步可包括增加補償係數k的初始DC迴路增益值k init ，直到輸出紋波增大至預定臨界值以上，從而表示該系統由於相位裕度和/或增益裕度不足而進入接近不穩定的區域。在該自動補償方法步驟結束時的補償係數k的值可以接近用於具有高品質因數Q pow 的發電機的k相位 ，其中k相位 是相位裕度呈現銳變時的DC增益值。如將進一步在下文示出的，該自動補償方法可能對於該步驟中選擇的DC迴路增益的精確值並不敏感。
圖8、9和10示出了分別具有不同品質因數Q pow --8.93、4.60、2.33的發電機迴路增益的波特圖。可以選擇 DC增益值等於在自動補償方法的第二步中選擇的DC增益k相位 。如圖所示，所有三張圖中的諧振峰值近似位於0dB水平線。因此，迴路增益的單位增益頻率可以近似等於發電機在自動補償方法第二步結束時的固有頻率f n ,pow 。這樣，第二步可以首先反復修改k以獲得更高精度(較高增益)和速度(較高單位增益頻率)。由迴路增益函數可以導出，很明顯當將k增大至k 相位 =2*π *f n ,pow /(Q pow *k 1 )將使得單位增益頻率(f ug )f ug =f n ,pow 並且在f =f n ,pow 處具有零增益裕度。因此，將k值從kinit 增大至接近k相位 的值將導致不穩定的調節迴路。據此，設置占空比的限值將確保“紋波”幅值不會失去控制。這些限值可設定在步驟1(k=kinit )中測量的占空比值附近。表2示出可由圖8、9和10得出的單位增益頻率。
第三步：選擇補償係數f n ,comp ，Q comp 各自的值
在這一步中，可將兩個零點加入補償函數中以通過增加迴路帶寬來改善調節迴路的性能。補償函數可以再次採取等式3的形式：(3)g comp (s )=k *[1+s /(2*π *f n ,comp *Q comp )+s 2 /(2*π *f n ,comp )2 ]/s .
整體迴路增益可由下式給出：(7)g 迴路 =k *k 1 *g PS (s )*[1+s /(2*π *f n ,comp *Q comp )+s 2 /(2*π *f n ,comp )2 ]/s , 其中g ps (s )由等式1給出，對於高Q comp 值k k 相位 ，同時k1表示由諸如脈寬調節器(如圖1a中PMW模塊104)和誤差放大器(如圖1a中的誤差放大器116)的其他函數貢獻的調節迴路增益。在自動補償函數的這一步，可選擇等式3中出現的f n ,comp 和Q comp 的值。
最初將選擇一個較高的f n ,comp 值以確保對於任何實際的發電機的元件值f n ,comp >>f n ,pow 。在一組實施方式中，當選擇f n ,comp 的初始值時，可以假設發電機f n ,pow 遵從由性能期望值和控制器的限值確定的設計方針，例如，存在已知的f n ,pow 上限，超出該上限則給定控制器不可能穩定運行。換句話說，儘管不需要瞭解該發電機，但可基於對控制器的瞭解、基於對控制器與潜在的(期望的)發電機的互可操作性原理的良好理解來制定關於發電機的假設。例如，在一個實施例中，可以按照控制器的開關頻率確定數位控制器的上限f n ,pow ，就如下面將看到的等式13所表述。在此以一個高Q pow (例如：Q pow =8.93)的發電機為例。對該發電機考慮兩個DC迴路增益值。一個(DC增益=230K)將比步驟2(k =k 相位 )中選擇的DC迴路增益值高20%同時另一個(DC增益=150K)則低20%。下文將示出，該自動補償方法對於步驟2中選擇的DC迴路增益的精確值並不敏感。
f n ,comp 補償係數可從高數值反復减小至低數值，同時保持Q comp 補償係數不變。圖11、12和13分別示出了對於DC迴路增益值為150K的作為比率f n ,comp /f n ,pow 的函數的對於三個 不同的Q comp 值(在該實施例中，Q comp =0.192，0.5和大於1)的單位增益頻率、相位裕度和增益裕度。
類似地，圖14、15和16示出了DC迴路增益等於230K時的單位增益頻率、相位裕度和增益裕度。
對於f n ,comp >>f n ,pow 、Q comp >>1以及DC迴路增益為150K時，該迴路呈現足够的相位裕度但是較低的增益裕度。對於f n ,comp >>f n ,pow 、Q comp >>1以及DC迴路增益為230K時，相位裕度和增益裕度均可能不足。通過將f n ,comp 的值(或等效地比率值=f n ,comp /f n ,pow )减小至大概接近Q pow 的值而保持Q comp >>1，對於上述兩個DC迴路增益值均能得到足够的相位裕度和增益裕度。這樣在步驟2結束時(此時選擇DC迴路增益)觀測到的電壓輸出的增加的紋波可以减小至低於定義最大可接受的輸出紋波的限值之下。換句話說，通過在第一步驟(上文概述)期間測量輸出的開關紋波幅值，當觀測到的輸出處的紋波在測量的穩態開關紋波附近時，系統可被看作是穩定的。
隨著f n ,comp 值進一步减小，單位增益頻率可保持增大，同時相位裕度和增益裕度開始减小。因此通過不斷减小f n ,comp ，紋波可能又開始增加。輸出電壓紋波增加至預定限值以上可作為停止减小f n ,comp 值的標準使用。選擇的f n ,comp 值也可導致迴路單位增益頻率增加(高於發電機的固有頻率f n ,pow )。
如圖11、12、13、14、15和16所示，對於Q comp >>1(ζ comp 0)，上述選擇f n ,comp 的搜索方法對於兩個DC增益值(150K和230K)均是成功的。因此，該方法對於步驟2中選擇的DC迴路增益的精確值並不敏感。應當注意，使用低Q comp 值對於 搜索確定f n ,comp 值不是合適的選擇。圖12、13、15和16中所示的作為低Q comp 值時的比率f n ,comp /f n ,pow 的函數的相位裕度和增益裕度的曲線表示所述的搜索方法(存在於從高數值到低數值掃描f n ,comp 並監測輸出電壓紋波)並不易於實現選擇f n ,comp 值而增加增加迴路單位增益頻率以及足够的相位裕度和增益裕度的目的。因此，在自動補償方法的該步驟中，可以調節Q comp 使得Q comp >>1(ζ comp 0)。
總之，該自動補償方法的第三步(選擇f n ,comp 值)可包括選擇足够高的f n ,comp 值使得f n ,comp /f n ,pow >>1，(如上所述，將進一步參照等式13在下文中討論)，從而確保加入補償函數的兩個零點的初始值遠大於發電機的固有頻率f n ,pow ，同時保持ζ comp 0。第三步還包括减小f n ,comp 的初始高值以獲得滿意的迴路相位裕度和增益裕度，從而將增加的輸出電壓紋波减小至預定值之下。此外，减小該級的f n ,comp 值從而增加單位增益頻率，會使得輸出電壓紋波由於相位裕度和/或增益裕度减小而重新增加至預定臨界值之上，在該點處f n ,comp 值又會稍許增加，從而使得輸出電壓低於預定臨界值。
結論
執行上述步驟會由此獲得下述補償函數中給出的所有三個係數(k，f n ,comp ，Q comp )：(3)g comp (s )=k *[1+s /(2*π *f n ,comp *Q comp )+s 2 /(2*π *f n ,comp )2 ]/s
根據功率轉換器結構和其採用的濾波器的大概瞭解和/或假定可以獲得該自動補償方法的各種實施方式，無需瞭解特定發電機元件值。因此，基於將要用於補償功率轉換 器的期望運行(開關)頻率和/或控制器，根據關於發電機作出的某種假定可以實現各種實施方式。所選擇的補償函數系數值會產生具有足够相位裕度和增益裕度的穩定調節迴路。此外，它們會得到最大的單位增益頻率並最終得到穩定的迴路。
自動補償方法應用於低Q發電機
自動補償方法的各種實施方式還可用於獲取低Q發電機的系數值。如前文所述的，可以在自動補償方法的第二步中選擇增益因子值k。對於高品質因數Q pow 發電機，由於迴路相位裕度的銳變作為迴路DC增益的函數，可以很好地定義所選擇的k值(k k pm =0 )。用於確定存在過量輸出紋波的臨界值的精確值對於所選的k值幾乎沒有影響。圖17示出了具有低品質因數Q pow 發電機(在該實施例中，Q pow =1.17)的作為發電機迴路DC增益(其與k成比例)的函數的相位裕度。圖18示出了作為迴路DC增益的函數的增益裕度。該補償可包括接近DC原點的單個極點。相位裕度從負值(導致不穩定回路)到足够的正相位裕度(導致穩定回路)的變化可以是漸變的。增益裕度曲線的變化也可以是漸變的。因此，所選擇的確定過量輸出電壓紋波的臨界值會影響增益因子k的選擇值。
自動補償方法可適用於寬範圍的增益因子k值(步驟2中選擇的)。圖19和20分別示出了對於相同發電機的不同增益因子k值的作為比率f n ,comp /f n ,pow 的函數(同時保持Q comp >>1)的相位裕度和單位增益頻率。特別地，k pm =-10 、k pm =0 、k pm =10 和k pm =20 (對於該特定發電機k pm =0 /k pm =40 1.5)分別表示使得圖17中相位裕度為0°、10°、20°、30°和40°時增益因子k的值。該自動補償方法可以用於為四個不同k值之一選擇小於1的比率f n ,comp /f n ,pow 值。在步驟3中，自動補償方法可用於不斷减小f n ,comp /f n ,pow 值以改進相位裕度和增益裕度(圖19，20)從而减小步驟2結束時存在的輸出紋波。該方法還用於不斷减小f n ,comp /f n ,pow 值從而改進迴路(圖21)的單位增益頻率。但是，相位裕度和增益裕度(圖19，20)的减小會導致輸出電壓紋波的增加。因此，當輸出電壓紋波超過對應於認為是過量紋波的預定臨界值時，可以終止用於選擇f n ,comp /f n ,pow 的搜索。在此應當注意，之前確定的臨界值(且在上文概述的第二步中使用)可對應於依然形成穩定系統的可得到的最小紋波。但是，在某些實施方式中，可以確定兩個臨界值。“安靜”臨界值，對應於穩定、無噪音運行時的紋波，“有噪音”臨界值，表示穩定運行，雖然在輸出電壓V 输出 可能存在稍許的低水平工作。當使用“有噪音”臨界值時，當電壓紋波降低至“噪音”臨界值之下時可以終止對f n ,comp /f n ,pow 的搜索。
如圖19、20和21所示，可以在自動補償方法的步驟2中選擇寬範圍的DC增益值，在步驟3中選擇的f n ,comp /f n ,pow 值可小於1，這樣可得到類似的相位裕度、增益裕度和單位增益頻率。因此，對於低品質因數Q pow 發電機，該自動補償方法可能對步驟2中選擇的精確DC增益值並不敏感。
使用可編程數位控制器的自動補償方法的實現
以下是如何使用數位控制器實現自動補償方法的特定實施方式的示例。該類比(s-域)補償函數的實現為：(3)g comp (s )=k *[1+s /(2*π *f n ,comp *Q comp )+s 2 /(2*π *f n ,comp )2 ]/s
在z-域(數位實現)中可由下式給出：(8)g comp (z )=[A +B *z -1 +C *z -2 ]/[1-z -1 ]。
為了使公式(3)和(8)表述的轉換曲線在採用複數個補償零點時達到相同的小信號特性，可以建立下述關係：(9a)A =k /[1-2*r *cosθ +r 2 ]，(9b)B =-A *2*r *cosθ ，(9c)C =A *r 2 ，其中 (10b)θ ≡[2*π *f n ,comp /f sw ]*sqrt [1-1/(4*Q comp 2 ]。
應當注意，在等式(10a)和(10b)的推導中，假定採樣頻率與開關頻率f sw 相當。當功率轉換器的占空比在每個開關周期更新一次時保持如此。A,B,C可被認為是補償係數，其共同確定DC迴路增益，以及所補償的功率轉換器的補償零點的各自位置。取決於所使用的功率調節器/控制器類型，具體地，當所用的功率轉換器類型不同於本文所述的實施方式時，A、B和C一起可以大體確定補償零點、補償極點或兩者的各自位置。可替換地，取決於發電機、控制器和濾波器的類型，補償係數可以根據與等式9a到9c所示的關係略微不同的關係來建立。但是，可以根據本文所述的標準和考慮來定義和選擇應用於不同的特定發電 機，控制器和濾波器布局的類似的補償係數。
根據公式9a、9b和9c，可以導出如下關係：(11)A+B+C=k
選擇A=C可以使得補償零點具有ζ comp =0(或者等效地Q comp =∞)。
這可由下式導出：
因此
此外，如果A=C(Q comp =∞)且B=0，則：
因此 其可確保f n ,comp =f sw /4>>f n ,pow ，因此在實際應用中保持f sw >>f n ,pow 。
根據該自動補償方法，可以首先確定DC增益，之後可以引入兩個補償零點頻率。可以選擇較高的固有頻率f n ,comp 的初始值以確保補償零點對於迴路增益的穩定性和帶寬幾乎沒有影響。通過一開始包括在高頻處定位的兩個零點，然後確定DC增益因子“k”，可簡化該方法的實現。該自動補償方法的實現中的兩個因素可以顯著地减小該方法實施所需的運行時間。一個因素可以是採用一維搜索選擇迴路增益(增益因子k)和補償零點頻率(f n ,comp ，ζ comp )的位置。另一因素可以是所需計算的簡單性，該計算可主要包括加法和减法。
步驟1-初始化補償函數係數A、B和C
首先，通過初始化補償係數如下：A =C =k init /2,B =0，可設定k =k init ,ζ comp =0,f n ,comp =f sw /4(f n ,comp =f sw /4>>f n ,pow )。
在一組實施方式中，可以確定經調節輸出電壓的“安靜”臨界值，或工作臨界值，如下文進一步所述。此外，還可確定“有噪音”輸出臨界值用於在固定輸出電壓V輸出 下調節輸出時終止搜索的標準。輸出波形的均值和峰值-峰值(紋波)可以通過測量系統的各種狀態變量來確定，其可包括輸出電壓自身的測量(每個開關周期中採用多個採樣)。均值和紋波值可以定義為“安靜”穩態值。“有噪音”輸出臨界值V p -p ,有噪音 可以定義在高於安靜穩態紋波V p -p ,ss 一定百分比，即V p -p ,有噪音 =V p -p ,ss *(1+ε )。
步驟2-確定迴路增益(增益因子k)
A和C(A=C=k/2)可以增加同時保持B=0，其會導致DC迴路增益增加。在每個增益增加之後，可以測量指定/選擇的狀態參數，其意味著測量輸出電壓紋波，確認輸出電壓紋波是否超過V 有噪音 。如果超過臨界值V 有噪音 ，則A和C可不再增加。A 增益 、C 增益 (A 增益 =C 增益 )用於分別表示搜索結束時係數A和C的值。
步驟3-確定衰减因子ζ comp =0時補償零點的固有頻率f n ,comp
B的絕對值(即|B |,對於B<0)可以增加同時保持A +B +C =A 增益 +C 增益 (常數)以及A=C(即A=C=[A 增益 +C 增益 -B ]/2)。這樣可以保持迴路增益不變，從而减小固有頻率f n ,comp 並保持ζ comp =0。當f n ,comp 接近發電機固有頻率f n ,pow 時，紋波將减小到V p -p ,有噪音 以下。當增大B的絕對值時，f n ,comp 最終開始降低至f n ,pow 以下，這導致增加的紋波超過V p -p ,有噪音 。此時可略微减小|B |，以使輸出紋波重回V p -p ,有噪音 位準以下。
整體自動補償算法
在一組實施方式中，可以根據圖22所示的流程圖執行自動補償。雖然圖22所示的方法可以適用於多種功率轉換器和相關的發電機模型，但參照上述由圖1，2和3描述的功率轉換器和發電機以及補償器模型可最好地理解流程圖2300中所描述的各種動作。總之自動補償可以參照和/或根據對功率轉換器和濾波器的類型/結構的預先瞭解(或有關假設)來進行。因此，通過首先初始化補償函數(2302)的一個或多個係數可進行自動補償，該補償函數(2302)用於控制被配置為提供經調節輸出電壓的功率轉換器。指定這些係數以便這些係數中的一個或多個一起確定迴路增益，例如，DC迴路增益，以及由補償函數定義的補償零點和/或補償極點的各自位置。隨後，測量功率轉換器的一個或多個狀態變量以獲得經調節輸出電壓的標稱穩態值(2304)。這些狀態變量可以包括但不限於經調節輸出電壓自身、電感器電流。控制信號值或用於調節輸出電壓的信號值--例如，諸如用於圖1a所示的轉換器的PWM控制信號的占空比值等。
然後基於所獲得的經調節輸出電壓的至少一個標稱穩態值來確定第一輸出臨界值(2306)，並調節一個或多個係數中的至少第一係數直到經調節輸出電壓超過第一輸出臨界值(2308)。還可以基於一個或多個狀態變量的測量來確定經調節輸出電壓是否超過第一臨界值。一旦經調節輸出電壓已經超過第一輸出臨界值，就調節一個或多個係數中的至少第二係數，直到經調節輸出電壓達到第一輸出臨界值。在一些實施方式中，確定的臨界值代表“安靜”臨界值，對應於無噪音/抖動工作。在可替換實施方式中，可以基於第一輸出臨界值確定第二輸出臨界值(2316)。第二臨界值可以超過第一臨界值一定百分比，且可以表示“有噪音”臨界值，對應於在工作期間開始出現一些噪音/抖動時的輸出電壓位準。這種情况下，調節一個或多個係數中的至少第一係數直到經調節輸出電壓超過第二輸出臨界值(2318)，一旦經調節輸出電壓超過第二輸出臨界值，則調節一個或多個係數中的至少第二係數，直到經調節輸出電壓降低至第二輸出臨界值之下(2320)。
儘管以上實施方式已經論述詳盡，也可能有其他方式。對於本領域技術人員來說，一旦完全理解了上述公開內容，各種改變和修改就變得顯而易見。下述申請專利範圍旨在被解釋為包含所有這樣的改變和修改。注意，本文所用的段標題僅用於組織的目的，而不意味著限制本說明書或所附的申請專利範圍。
100‧‧‧功率調節器
102‧‧‧比例-積分-微分(PID)濾波器
104‧‧‧脈寬調製器(PWM)
106‧‧‧輸出控制電路
108‧‧‧功率電晶體
110‧‧‧功率電晶體
112‧‧‧電感器
114‧‧‧電容器
116‧‧‧誤差放大器
202‧‧‧微控制器
204‧‧‧記憶體
206‧‧‧電壓調節器控制級
208‧‧‧電壓調節器
302‧‧‧延遲元件
304‧‧‧電阻器
2300‧‧‧實現自動補償的方法
2302-2320‧‧‧步驟
Co ‧‧‧電容
L‧‧‧電感
R‧‧‧電阻
RCO ‧‧‧電阻
RL ‧‧‧電阻
RO ‧‧‧電阻
RSWITCH ‧‧‧電阻
圖1a示出了根據現有技術的功率調節器(降壓調節器)的一種實施方式；圖1b示出了被配置成實現自動補償的功率調節器系統的一種實施方式；圖2a示出了降壓轉換器的發電機模型的一種實施方式；圖2b示出了帶有負載的降壓轉換器的發電機模型的一種實施方式；圖3示出了具有單個接近原點的極點補償的迴路增益建模的一種實施方式；圖4示出了根據一種實施方式表示單位增益頻率與DC迴路增益的關係的函數曲線(對應於Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)；圖5示出了根據一種實施方式的對應於Q pow =8.93(DC增益=50K,400K,750K)的迴路增益的波特圖；圖6示出了根據一種實施方式的表示相位裕度與DC迴路增益的關係的函數曲線(對應於Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)；圖7示出了根據一種實施方式的表示增益裕度與DC迴路增益的的關係的函數曲線(對應於Q pow =1.17，2.33，4.60，8.93)；圖8示出了根據一種實施方式的Q pow =8.93、DC增益=190K時的迴路增益的波特圖；圖9示出了根據一種實施方式的Q pow =4.60、DC增益=360K時的迴路增益的波特圖； 圖10示出根據一種實施方式的Q pow =2.33、DC增益=660K時的迴路增益的波特圖；圖11示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為150K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的單位增益頻率與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖12示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為150K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的相位裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖13示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為150K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的增益裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖14示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為230K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的單位增益頻率與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖15示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為230K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的相位裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖16示出了根據一種實施方式的表示DC迴路增益為230K--f n ,pow =13.45kHz、Q pow =8.93、ξ comp =1/[2*Q comp ]=0,1,2.6時的增益裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖17示出了根據一種實施方式的表示發電機在Q pow =1.17--單個補償極點接近DC原點時的相位裕度與DC迴路增益的關係的函數曲線；圖18示出了根據一種實施方式的表示發電機在Q pow =1.17--單個補償極點接近DC原點時的增益裕度與DC 迴路增益的關係的函數曲線；圖19示出了根據一種實施方式的表示對應於增益因子k(k=k pm =0 ，k pm =10 ，k pm =20 ，k pm =30 ，k pm =40 )的不同數值的--Q pow =1.17、Q comp >>1時相位裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖20示出了根據一種實施方式的表示對應於增益因子k(k=k pm =0 ，k pm =10 ，k pm =20 ，k pm =30 ，k pm =40 )的不同數值的--Q pow =1.17、Q comp >>1時增益裕度與比率=f n ,comp /f n ,pow 的關係的函數曲線；圖21示出了根據一種實施方式的表示對應於增益因子k(k=k pm =0 ，k pm =10 ，k pm =20 ，k pm =30 ，k pm =40 )的不同數值的--Q pow =1.17、Q comp >>1時單位增益vs.比率=f n ,comp /f n ,pow 的函數曲線；以及圖22示出了根據一組實施方式的實現自動補償的方法的流程圖。
2300‧‧‧實現自動補償的方法
2302-2320‧‧‧步驟

Claims (15)

  1. 一種根據補償函數控制功率轉換器的方法，其中所述功率轉換器被配置為產生經調節輸出電壓，所述方法包括：初始化所述補償函數的一個或多個係數，其中所述一個或多個係數一起確定由所述補償函數定義的迴路增益和補償零點的各自位置；在所述初始化之後，測量所述功率轉換器的一個或多個狀態變量來獲得所述經調節輸出電壓的標稱穩態值；基於所獲得的經調節輸出電壓的至少一個標稱穩態值來確定第一輸出臨界值；調節所述一個或多個係數中的至少第一係數直到所述經調節輸出電壓超過所述第一輸出臨界值；以及調節所述一個或多個係數中的至少第二係數直到所述經調節輸出電壓達到所述第一輸出臨界值。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述測量功率轉換器的一個或多個狀態變量包括測量所述經調節輸出電壓的峰值-峰值偏移；其中所述經調節輸出電壓的標稱穩態值包括所述經調節輸出電壓的標稱峰值-峰值紋波值；以及其中所述經調節輸出電壓的至少一個標稱穩態值是所述經調節輸出電壓的標稱峰值-峰值紋波值。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述的方法，其中，所述確定所述第一輸出臨界值包括將所述第一輸出臨界值設定為所獲得的經調節輸出電壓的標稱峰值-峰值紋波值。
  4. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述初始化所述一個或多個係數包括給所述一個或多個係數指定值，從而實現下述情况中的一個或多個：接近原點的單個補償極點；以及低DC(直流)迴路增益。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述一個或多個係數還包括第三係數；其中所述調節至少所述第一係數包括增大所述第一係數和所述第二係數；以及其中所述調節至少所述第二係數包括增大所述第三係數。
  6. 根據申請專利範圍第5項所述的方法，其中，還包括：在所述增大所述第一係數和所述第二係數期間保持所述第三係數不變。
  7. 根據申請專利範圍第5項所述的方法，其中，還包括：調節所述第一係數和所述第二係數，從而使所述第一、第二和第三係數之總和在所述增大第三係數期間保持不變。
  8. 根據申請專利範圍第7項所述的方法，其中，所述調節所述第一係數和所述第二係數包括：保持所述第一係數等於所述第二係數；以及當所述經調節輸出電壓超過所述第一輸出臨界值時，保持所述第一、第二和第三係數之和等於與所述第一係數 和所述第二係數的當前總和相對應的值。
  9. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述測量所述功率轉換器的一個或多個狀態變量包括測量以下一個或多個值：所述經調節輸出電壓；或由所述功率轉換器根據所述經調節輸出電壓提供的負載電流。
  10. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述迴路增益是DC(直流)迴路增益。
  11. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述第一輸出臨界值對應於所述功率轉換器可實現的最小穩定經調節輸出電壓紋波。
  12. 一種被配置為根據補償函數為功率轉換器提供補償的系統，其中所述功率轉換器被配置為產生經調節輸出電壓，所述系統包括：用於初始化所述補償函數的迴路增益係數、補償頻率係數和補償品質因數係數以獲得單位增益頻率的裝置；用於調節所述迴路增益係數直到所述經調節輸出電壓的峰值到峰值偏移(紋波)超過第一預定臨界值，以獲得經調節的迴路增益係數的裝置；以及用於調節所述補償頻率係數直到所述經調節輸出電壓達到所述第一預定臨界值，以獲得經調節的補償頻率係數的裝置。
  13. 根據申請專利範圍第12項所述的系統，進一步包括： 用於在調節所述補償頻率係數之前調節所述補償品質因數係數直到獲得指定的補償衰减因子值的裝置；用於保持所述補償品質因數不變同時調節所述補償頻率係數的裝置；用於監控所述經調節輸出電壓的峰值(紋波)以檢測所述功率轉換器的控制迴路相位裕度何時减小以及所述控制迴路何時處於接近不穩定的區域的裝置；或者用於在所述經調節輸出電壓的每次斜坡上升之前初始化所述迴路增益、調節所述迴路增益係數以及調節所述補償頻率係數，以解決隨時間改變的元件值的裝置。
  14. 根據申請專利範圍第12項所述的系統，其中，用於調節所述補償頻率係數的所述裝置包括用於减小所述補償頻率係數的裝置；其中所述第一預定臨界值對應於測得的所述經調節輸出電壓的峰值(紋波)的平均值；其中用於初始化所述迴路增益的所述裝置包括用於設定接近原點的單個補償極點的裝置。
  15. 根據申請專利範圍第12項所述的系統，其中，用於初始化所述迴路增益的所述裝置、用於調節所述迴路增益係數的裝置以及用於調節所述補償頻率係數的所述裝置包括下述一個或多個：特定應用積體電路；存儲第一編程指令的記憶體元件，以及被配置為執行所存儲的第一編程指令的處理器；存儲第二編程指令的非揮發性記憶體元件，以及被配 置為執行所存儲的第二編程指令的微控制器；一個或多個類比電路元件；或一個或多個數位邏輯部件。
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