JP2016540479A5

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Publication number: JP2016540479A5
Application number: JP2016534117A
Authority: JP
Filing date: 2014-11-25
Publication date: 2020-01-09

Description

共振誘導電力伝送は電力の無線移転手段を提供する。このような技術の最も一般的な用途にはバッテリーの無線式再充電がある。その最も一般的な構成では、電源周波数５０〜６０Ｈｚの交流電流が電力系統から引かれ、直流電流に変換され、そして再び交流電流に変換されるが、ただし電源周波数よりはるかに高い周波数の交流電流に変換される。２０〜１００ｋＨｚの範囲の誘電伝送周波数が通常用いられる。電源周波数から前記はるかに高い誘電伝送周波数への変換は、無線伝送誘電構成部品のサイズや重さを減らすのに必要である。

図１は、先行技術の共振誘導無線電力伝送システムの概念的なブロックダイアグラムである。交流電源電流が電源周波数整流器１０によって整流され且つ電源周波数リップルフィルタ１２によってリップルフィルタされて、前記交流電源電流が直流に変換される。この直流は伝送変成器動作周波数で高周波交流電流を発生するＤＣ−ＡＣインバータ１４に印加される。伝送変成器１６は、一次および二次巻線を有する空芯変成器である。この図示において、それは、また、一次側および二次側の共振するコンデンサーを含む。伝送変成器１６の二次側において、誘導電流は、高周波整流器１８によって整流され且つ高周波数リップルフィルタ２０によってリップルフィルタされ、それにより、それを、負荷２２、一般的にはバッテリーに印加する直流に変換する。

図１には、また、前記システムの波形が前記機能ブロック間における接続部分に示されている。波形変換は以下のように進められる。電源周波数ＡＣ→整流された電源周波数ＡＣ→ＤＣ→高周波ＡＣ→整流された高周波数ＡＣ→ＤＣ。

図１に示す波形変換チェーンの最終結果は、直流であり、バッテリー充電のための多様な無線電力用途に使用される。しかしながら、一部の無線電力伝送用途において、所望の最終産物は電源周波数ＡＣであり、従来技術によれば、それは追加のＤＣ−ＡＣインバータ２４波形変換ステージを組み込むことによって実施され、先行技術として図２に示すように直流電流を電源周波数ＡＣ負荷２６への印加のために所望の周波数の交流電流に変換することができる。直流電流から電源周波数交流電流への変換方法については、様々な方法が当業者に知られている。最も基本的なアプローチは、直流電流を電源周波数方形波へ変換するものであり、当該方形波はその後、正弦波へフィルタされ、あるいはより一般的にはフィルタされずにサイン波の代わりに方形波調和成分が有する一部の有害な影響を伴ってＡＣ負荷２６へ印加される。

複数の代替的なＤＣ−ＡＣ変換方法が開発されており、それらは所望の正弦波ＡＣ電圧を様々な段階の精度のものに近づける。これらは、正、負、及びゼロ電圧間隔を有する方形波、複数の出力電圧レベルを有する階段波形、及びパルス幅変調波形を含み、これらは、十分な時間および振幅解像度が与えられれば、任意に好適な近似の正弦出力波形を発生させることができる。しかしながら、特別な設備なしに、これらのＤＣ−ＡＣ変換スキームによって提供されるＡＣ波形の周波数は、局所的に得られるものであり、前記電源周波数とは同期しない。また、低歪み正弦波出力を発生させるＤＣ−ＡＣインバータは前記回路レベルで不可避的に複雑となってしまうため、他の制約も出てくる。本明細書に記載する発明は、これらの制約を回避するものである。

本発明は、電源周波数正弦波ＡＣ電力を負荷に無線伝送する無線電力伝送回路を提供することにより先行技術の上述した制約を解決するものであり、従来型回路の前記電源周波数リップルフィルタが除去され、二次側ＤＣ−ＡＣインバータがシンプルな極性反転回路に代わる。前記電源周波数リップルフィルタの除去により、一次側ＤＣ−ＡＣインバータによって発現する前記高周波ＡＣの前記エンベロープは、一定ではなく、正弦半波の様態で連続的に変換する。無線伝送は、先行技術のように起こるが、それは先行技術のような一定の振幅のエンベロープではなく、正弦半波で絶えず変化するエンベロープのみを伴う。高周波整流および高周波リップルフィルタリングは、先行技術のように起こるが、前記リップルフィルタの時定数は、結果の波形が前記伝送側にある前記整流された電源周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。極性反転ステージが従来技術のＤＣ−ＡＣインバータに代わり、前記電源周波数ＡＣを発生させる。

例示的な一実施形態において、本発明は、ＡＣ電源周波数を負荷に供給する無線電力伝送システムであって、伝送側に、ソースのＡＣ電源周波数を整流する電源周波数整流器、および、ＤＣ―ＡＣインバータであって、前記整流されたＡＣ電源周波数をエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換するものであり、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態において電源周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである前記ＤＣ−ＡＣインバータと、前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを伝送する共振空隙無線伝送変成器と、受信側に、前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する高周波整流器と、前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流された電源周波数ＡＣにする高周波リップルフィルタと、極性反転回路であって、前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させて電源周波数正弦波電圧波形を前記負荷への印加のため前記ＡＣ電源周波数として生成するものである、前記極性反転回路とを有するシステムを提供する。この例示的な実施形態において、前記極性反転回路はエンベロープ検出器と極性検出器とを有し、当該エンベロープ検出器と極性検出器は前記エンベロープ変調された高周波ＡＣに応答して前記極性反転回路の極性反転タイミングを制御する。また、前記高周波リップルフィルタの時定数は、前記整流された電源周波数ＡＣが前記変成器の伝送側における前記電源周波数整流器の出力となる前記整流されたＡＣ電源周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。

本発明はまた、交流（ＡＣ）電源周波数で負荷へ無線電力伝送をする方法であって、ソースのＡＣ電源周波数を整流する工程と、前記整流されたＡＣ電源周波数をエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換する工程であって、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態において電源周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである、前記変換する工程と、前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを共振空隙無線伝送変成器を通じて無線伝送する工程と、前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する工程と、前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流された電源周波数ＡＣにする工程と、前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させて電源周波数正弦波電圧波形を生成する工程と、前記電源周波数正弦波電圧波形を前記負荷に前記ＡＣ電源周波数として印加する工程とを有する方法を含む。例示的な一実施形態において、前記極性を反転する工程は、前記整流された電源周波数ＡＣのエンベロープを検出する工程と、極性検出器を用いて前記整流された電源周波数ＡＣの半周期毎の極性を反転する工程とを有する。また、前記フィルタする工程の時定数は、前記整流された電源周波数ＡＣが前記変成器の伝送側での前記整流する工程において存在する前記整流されたＡＣ電源周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。

本発明の上述およびその他の有益な特徴および利点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
図１は、先行技術の共振誘導電力伝送システムの概念図であり、電源周波数電力が入れられ、またＤＣ電力を負荷へ無線で供給することを示す。図２は、先行技術の共振誘導電力伝送システムの概念図であり、電源周波数電力が入れられ、またＤＣ電力を負荷へ無線で供給することを示す。このシステムは、図１に示すシステムと本質的に同一なものに、最終の６０ＨｚＤＣ−ＡＣインバータステージを伴うものである。図３は、本発明におけるＡＣ電源周波数電力の無線伝送装置の概念図である。図４は、本発明におけるＡＣ電源周波数電力の無線伝送装置の例示的な実施形態を示す。

図３に、電源周波数正弦波ＡＣ電力を負荷に無線伝送する装置の概念図を示す。先行技術からの第１の逸脱は、前記システムの伝送側で起こる。具体的には、従来型回路の電源周波数リップルフィルタ１２がなく、且つ、ＤＣ−ＡＣインバータ１４が、フィルタされた直流電流によってではなく、整流されたＡＣ波形によって動かされる。これは、高周波ＡＣのエンベロープが一定ではなく、正弦半波の様態において連続的に変化することを意味する。無線伝送は、先行技術が有するような一定の振幅のエンベロープではなく、前のように、正弦半波で絶えず変化するエンベロープのみにより起きる。高周波整流器１８による高周波整流および高周波リップルフィルタ２０による高周波リップルフィルタリングが、先行技術のように起きるが、前記リップルフィルタの時定数は、結果の波形が前記伝送側にある前記整流された電源周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。極性反転ステージ２８が図２に示す先行技術のＤＣ−ＡＣインバータ２４に取って代わる。

半周期おきの正弦半波（Ｅｖｅｒｙｏｔｈｅｒｈａｌｆ -ｓｉｎｕｓｏｉｄｈａｌｆ−ｃｙｃｌｅ）は、従来型の正弦波電圧を生成するため極性が反転させられる。極性反転タイミングは、図３に示すようにエンベロープ検出器３０および極性検出器３２によって実行されるエンベロープ検出機能によって制御される。エンベロープ検出器３０および極性検出器３２が前記無線通信される高周波ＡＣの整流された正弦半波振幅のエンベロープを用いるため、前記電源周波数の負荷に印加される前記電源周波数正弦波電圧は、前記伝送器に印加される前記電源周波数波形の正確で瞬間的な複製である。

図４は、本発明の例示的な一実施形態を示す。例示されるように、交流の電源周波数電圧が、図示されるように配置されたダイオードＤ_ｉｆを有するブリッジ整流器１０において整流される。
結果の整流された半サイン電圧波形が電源に印加され、トランジスタＱ_ｈｂを有する従来型のＨブリッジ３４の接点を返す。前記Ｈブリッジ３４は、前記電源周波数に対して高周波でスイッチし、正弦波エンベロープと、１００％正弦波変調で振幅変調された高周波搬送波である高周波搬送波とを有する電圧波形を生成する。この変調された波形は、共振空隙変成器１６の二次側への無線伝送のために当該変成器の一次側に印加される。Ｌ_ｐおよびＬ_ｓは、一次および二次側巻線の自己インダクタンスである。Ｃ_ｐは一次側共振コンデンサーであり、これはまた、ＤＣブロックコンデンサーとして機能する。Ｃ_ｓは二次側共振コンデンサーである。前記変成器の二次側電圧は、ダイオードＤ_ｈｆ、インダクタＬ_ｆ、およびコンデンサーＣ_ｆを有する高周波電圧整流器回路１８に印加される。インダクタＬ_ｆおよびコンデンサーＣ_ｆは、時定数が短いリップルフィルタ２０を有する。当該リップルフィルタ２０は、高周波リップル要素を除去する一方、前記電源周波数エンベロープには本質的に影響を及ぼさない。結果の整流された半サイン電圧は、前記電源に印加され、極性反転機能を提供するトランジスタＱ_ｐｂを有する第２のＨブリッジ回路３６の節点を返す。電圧比較器３８からのＨブリッジ制御電圧が高い時、極性反転Ｈブリッジ３６は極性を変化させることなく正で進む正弦半波波形を通過させる。逆に、電圧比較器３８からのＨブリッジ制御電圧がゼロの時、Ｈブリッジ３６は正弦半波波形を反転し、この方法でＡＣ負荷２６への印加のための前記出力波形の負の正弦半波部分を生成する。