JP6328479B2 - ワイヤレス電力伝送装置 - Google Patents

Description

本発明はワイヤレス電力伝送装置に係り、例えば、あらゆる商用電源機器への給電に好適なワイヤレス電力伝送装置に関するものである。

電力を無線で送受信する方式として、コイルを用いた電磁誘導を利用するワイヤレス電力伝送方式が知られている。このワイヤレス電力伝送方式は、金属端子が不要で簡単な構造である等の理由から、例えば、携帯電話や電動歯ブラシ、電気シェーバー等での充電に利用されており、近年、電気自動車などの充電にも利用が考えられている。このように様々な製品へのワイヤレス電力伝送の需要が高まってきている。また、現在、ほとんどの家電、民生機器は商用電源を入力として動作するものであり、商用周波数の交流を出力することのできるワイヤレス電力伝送装置が求められている。

本技術分野の背景技術として、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されたものがある。

特許文献１には、入力電圧を高周波電圧に変換する高周波変換部の出力電圧をパルス出力にし、前記パルス出力のデューティを調整することにより、負荷への出力電圧の増減を図る非接触電力伝送装置が記載されている。

一方、特許文献２には、ローパスフィルタの出力電圧が略０ボルトとなるゼロクロスを検出し、インバータのスイッチング素子をオンオフして商用電源と等しい周波数の交番電圧を出力させる動作回路を備える非接触電源装置が記載されている。

特開２００３−６１２６９号公報 特開２０１２−１９１７２０号公報

しかしながら、特許文献１の示した構成では出力はＤＣ出力となり、商用周波数で動作する機器は使用できない。また、特許文献２に記載されている非接触電源装置はローパスフィルタの出力電圧のゼロクロスを検出し、切り替える構成としているが、負荷が容量負荷や軽負荷の時、ローパスフィルタの出力電圧はゼロクロスせず検出が不可能になり商用周波数の出力を得ることができない。従って、負荷の条件にかかわらず商用周波数の交流を出力するワイヤレス電力伝送方式が望まれる。

本発明は上述の点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、種々の負荷の条件であっても、商用周波数の交流の出力を可能にするワイヤレス電力伝送装置を提供することにある。また、本発明の他の目的は、回路構成として、平滑コンデンサを必要とせず、入力電源の力率を改善する回路が不要になり、高効率かつ安価なワイヤレス電力伝送装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明に係るワイヤレス電力伝送装置は、送電コイルと受電コイルによって電力伝送を行い、入力側交流電圧を全波整流する第１整流回路と、当該第１整流回路から出力されるとともに周期的に脈動する整流電圧を非平滑で交流電圧に変換するインバータと、前記送電コイル及び前記受電コイルを介して伝送された交流電圧を全波整流する第２整流回路と、前記第２整流回路の出力に接続されたフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力電圧を入力とし、かつ交流電圧を出力するＤＣ−ＡＣ変換回路と、前記第２整流回路の出力と前記フィルタ回路の入力間の整流電流を検出する検出回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記整流電流の検出値に基づいて、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替える制御を行う。

本発明によれば、入力の商用電源を平滑しないため、力率が良く、平滑コンデンサと力率改善回路が不要となり、小型・高効率なワイヤレス電力伝送装置を提供することが実現できる。また、種々の負荷条件においても商用周波数の出力を得ることができるワイヤレス電力伝送装置を提供することが実現できる。

本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１を示す構成図である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の各波形を示し、（ａ）は商用電源の電圧、（ｂ）は整流電流、（ｃ）はインバータ電圧、（ｄ）は受電電流、（ｅ）は整流電流、（ｆ）は電流センサの検出値、（ｇ）はスイッチ切り替え信号、（ｈ）は出力電圧である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１におけるＤＣ−ＡＣ変換回路を説明するための図である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１における制御信号の一例である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１における回路の一例である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１におけるスイッチ切り替え手順を示すフローチャートである。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例１におけるスイッチ切り替え時の各波形である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置を電気自動車に応用した例を示す構成図である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置における容量負荷時の回路を説明するための図である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例２における容量負荷時の各波形である。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例２におけるゼロクロス検出制御を伴うスイッチ切り替え手順を示すフローチャートである。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例２におけるゼロクロス検出制御手順の詳細を示すフローチャートである。 本実施形態のワイヤレス電力伝送装置の実施例２における軽負荷時の各波形である。

以下、図示した実施例に基づいて本発明のワイヤレス電力伝送装置を説明する。なお、以下に説明する各実施例において、同一構成部品には、同符号を使用する。

図１に、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送装置の実施例１の構成を示し詳細に説明する。

本実施例は、商用電源を入力とし高周波に変換後、電力伝送し、脈動する直流の極性（正負）を切り替える手段により、負荷に商用電源周波数の交流を供給するワイヤレス電力伝送装置に関する。

図１において、送電回路１はワイヤレス電力伝送における送電を担い、商用電源１０を入力とし、整流回路１１、インバータ１２、共振回路１３、共振コイル１４、送電制御部１６を有する。

受電回路２はワイヤレス電力伝送における受電を担い、負荷２０に電力を供給し、整流回路２１、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２、共振回路２３、共振コイル２４、フィルタ２５、受電制御部２６、電流センサ７を有する。

商用電源１０は商用周波数５０ＨｚのＡＣ１００Ｖの電源である。整流回路１１は入力の交流を整流し、直流を出力するダイオード等からなるフルブリッジ整流回路である。インバータ１２はＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）等の半導体スイッチ、半導体スイッチ駆動用のドライバ等で構成され、高周波の交流電圧を出力する共振型のインバータである。
共振回路１３は電力伝送に使用するコイルと共振させるためのコンデンサを有する回路である。送電コイル１４はインバータ１２で得た交流電圧を磁束に変換し、送電するためのコイルである。入力フィルタ１５は高周波成分等のノイズを除去するフィルタである。

送電制御部１６は各部の電圧、電流値を検出し、所望の送電出力となるようインバータ１２のスイッチング周波数を変更する制御を行う。

受電コイル２４は送電回路１で発生した磁束を受電するためのコイルである。共振回路２３は共振回路１３と同様の機能および構成を持つ。

ＤＣ−ＡＣ変換回路２２は、半導体スイッチ、半導体スイッチ駆動用のドライバ等で構成され、直流電圧を入力とし、商用周波数の交流電圧を出力する回路で負荷に電力を供給する。フィルタ２５はコンデンサを有する高周波成分をカットするローパスフィルタである。電流センサ７は整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流を検出する電流プローブやシャント抵抗等のセンサである。

受電制御部２６は電流センサ７により検出した電流値の高周波成分をカットするフィルタを有し、検出値を演算処理した結果に基づき、スイッチ切り替え信号２２２ｓを出力し、負荷２０に商用周波数の交流を供給するようＤＣ−ＡＣ変換回路２２の出力電圧を正負に切り替える制御を行う制御部である。

図２に本発明のワイヤレス電力伝送装置の各動作波形を示し、動作を説明する。

商用電源１０は商用周波数５０Ｈｚ、１００Ｖの商用電圧Ｖｉである（図２（ａ））。整流回路１１はダイオードで構成されるフルブリッジ整流回路で、商用電源１０の商用電圧Ｖｉを整流し、商用周波数で脈動した整流電圧Ｖ１を出力する（図２（ｂ））。

インバータ１２は送電制御部１６により制御され、平滑コンデンサを用いず非平滑とした整流電圧Ｖ１を入力とし、脈動する整流電圧Ｖ１をスイッチング周波数の高周波に変換し、インバータ出力電圧Ｖｔを出力する（図２（ｃ））。

電磁誘導により送電コイル１４によって発生した磁束は受電コイル２４で受電され、受電回路２は受電電圧Ｖｒを得る（図２（ｄ））。

整流回路２１は受電電圧Ｖｒを整流し、商用周波数で脈動した直流の整流電流Ｉ２を出力する（図２（ｅ））。電流センサ７は整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２を検出する。

受電制御部２６は電流センサ７の検出値（図２（ｆ））に基づき、検出値がゼロに漸近する（最小となる）タイミングを切り替えタイミングとしてスイッチ切り替え信号２２２ｓを出力し、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２のスイッチを切り替える制御を行い、出力電圧を正負に切り替える。

ＤＣ−ＡＣ変換回路２２はスイッチＳｗ１〜４を切り替えることにより、負荷２０に商用周波数の出力電圧Ｖｏを供給する（図２（ｈ））。

ここでＤＣ−ＡＣ変換回路２２および受電制御部２６の構成について図３に図示し、スイッチ切り替え動作について詳細に説明する。

図３において、整流回路２１は入力である受電電圧Ｖｒを整流し、整流電圧Ｖ２、整流電流Ｉ２を出力する。フィルタ２５は高周波成分をカットするローパスフィルタである。

ＤＣ−ＡＣ変換回路２２内のドライバ２２２は半導体スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を受電制御部２６からの制御信号に基づいてゲート信号を制御するスイッチ駆動回路である。

受電制御部２６内のフィルタ２６１は、電流センサ７で得られる整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２の検出値の高周波をカットするローパスフィルタである。

受電制御部２６内の演算部２６２は、整流電流Ｉ２の検出値を商用周波数より高いサンプリング周波数、例えば１０ｋＨｚの周期毎にＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換により得られたデータを記憶、演算し、演算結果に基づいて、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２内のドライバ２２２へ半導体スイッチ切り替えるための制御信号（スイッチ切り替え信号２２２ｓ）を出すマイコンである。

図４に電流センサ７の検出値および各制御信号の例を示す。図４（ａ）の矢印はサンプリングのタイミングを示している。図３に示される演算部２６２は電流センサ７の検出値が増加に転じた際を切り替えタイミングとしてスイッチ切り替え信号２２２ｓを反転し出力する（図４（ｂ））。ドライバ２２２はスイッチ切り替え信号２２２ｓに基づき、ゲート信号を出力する。ゲート信号２２２ａはスイッチ切り替え信号２２２ｓと同期し、Ｓｗ２及びｓｗ３をスイッチする（図４（ｃ））。ゲート信号２２２ｂはスイッチ切り替え信号２２２ｓと論理否定の関係、すなわち、スイッチ切り替え信号２２２ｓがＨｉｇｈのとき、ゲート信号２２２ｂはＬｏｗ、スイッチ切り替え信号２２２ｓがＬｏｗのとき、ゲート信号２２２ｂはＨｉｇｈとなり、Ｓｗ１及びｓｗ４をスイッチする（図４（ｄ））。

図４において、説明のためサンプリング周期を長く図示したが、実際には電流センサの検出値がゼロに漸近した際にスイッチ切り替え信号２２２ｓが反転する構成である。

以上のように、本実施形態では整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２を検出し、検出値に基づいてＤＣ−ＡＣ変換回路２２を制御することを特徴としている。

図５に回路例を、図６にスイッチ切り替え時のフローチャートを、図７に回路の動作波形を示し、スイッチ切り替え時の動作について説明する。

インバータ１２はスイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ型のインバータである。入力フィルタ１５は高周波成分等のノイズを除去するＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルタである。

図６に示されるように、はじめに初期化のため、比較対象のデータであるＤ＿ｏｌｄを最大値に設定する（Ｓ１０００）。図５に示される電流センサ７は整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の脈動した整流電流Ｉ２を検出する（Ｓ１００１）。図３に示されるフィルタ２６１により高周波成分が除去され、演算部２６２には入力信号として脈動した整流電流Ｉ２の検出値が入力される（図７）。図３に示される演算部２６２は入力信号のＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ１００２）。演算部２６２はＡ／Ｄ変換により取得したデータをＤ＿ｎｅｗとして記憶する（Ｓ１００３）。

演算部２６２はＤ＿ｎｅｗとＤ＿ｏｌｄの比較を行い、Ｄ＿ｎｅｗがＤ＿ｏｌｄより小さい場合（Ｓ１００４：Ｎｏ）、Ｄ＿ｏｌｄにＤ＿ｎｅｗの値を代入し（Ｓ１００５）、整流電流Ｉ２の検出に戻る（Ｓ１００１）。

Ｄ＿ｎｅｗがＤ＿ｏｌｄより大きい場合（Ｓ１００４：Ｙｅｓ）、すなわち、整流電流Ｉ２の検出値がゼロに漸近し、増加に転じた際を切り替えタイミングとして、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２へスイッチ切り替え信号２２２ｓを出す。ＤＣ−ＡＣ変換回路２２内のドライバ２２２はゲート信号２２２ａによりスイッチＳｗ２及びＳｗ３の切り替えを、ゲート信号２２２ｂによりＳｗ１及びＳｗ４の切り替えを行う（Ｓ１００６）。ここでＳｗ１およびＳｗ３がオンのとき、Ｓｗ２およびＳｗ４はオフであり、出力電圧Ｖｏは正となる。また、Ｓｗ１およびＳｗ３がオフのとき、Ｓｗ２およびＳｗ４はオンであり、出力電圧Ｖｏは負となる（図７）。

このようにスイッチ切り替え毎に出力電圧Ｖｏの極性が正から負、負から正と出力電圧Ｖｏが０Ｖへ漸近した際に切り替わるため、負荷２０に印加される出力電圧Ｖｏは商用周波数のＡＣ１００Ｖとなる。

送電が継続されている場合（Ｓ１００７：Ｎｏ）、Ｄ＿ｏｌｄを初期化するフローへ戻る（Ｓ１０００）。送電終了に伴い（Ｓ１００７：Ｙｅｓ）、受電制御部２６はスイッチオフ命令を出し、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２は全てのスイッチをオフする（Ｓ１００８）。

本実施例を自動車に応用した例を挙げ説明する。図８は本実施例の屋内から屋外へ電力伝送を行う自動車への給電に適用した構成の概略の例である。自動車１０６は充電池１０８を搭載し、商用電源のＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖで充電可能な電気自動車である。充電回路１０７は充電池１０８を充電可能な回路である。充電池１０８は自動車１０６の駆動に必要な電池容量を持つ２次電池である。
商用電源１０は一般家庭で使用されている商用電源で、屋内まで引き込まれている電源である。

送電回路１は屋内に設置され、ワイヤレス電力伝送装置の送電を担い、商用電源１０を入力とし、高周波の交流電圧を出力する回路である。壁３００は屋内と屋外を隔てる住宅の壁である。

受電回路２は屋外に設置され、ワイヤレス電力伝送装置の受電を担い、送電回路１から送電された高周波の交流電圧を受電する回路である。タップ２０１は受電回路２の出力端子に繋がる端子である。ケーブル２０２はタップ２０１と給電ソケット１０５を接続するケーブルである。

給電ソケット１０５は自動車１０６の給電ソケットで、商用電源１０と接続されると充電回路１０７により自動車１０６内の充電池１０８が充電される。

送電回路１と受電回路２は壁３００で隔たれ、この間で電力伝送が行われる。送電回路１の入力は商用電源で、受電回路２の出力も商用電源とする装置である。

以上の構成により、給電ソケット１０５には整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２の検出値に基づいたＤＣ−ＡＣ変換回路２２のスイッチ切り替えにより、出力電圧を正負に切り替え、商用周波数の交流電圧が印加される。また、商用電源で動作する既存のシステムにおいてもワイヤレス電力伝送が可能になる。さらに、非平滑とすることで、入力の力率がよく、平滑コンデンサ、力率改善のための回路が必要なくなり、効率の向上につながる。

本実施例では、負荷が容量負荷時にも商用周波数の出力電圧が得られるワイヤレス電力伝送装置の例を説明する。実施例２におけるワイヤレス電力伝送装置のうち、実施例１で図１に示し説明した構成および機能の説明は省略する。

図９は、実施例２におけるワイヤレス電力伝送装置の容量負荷時のＤＣ−ＡＣ変換回路を示す構成図の例である。図９のうち、既に説明した図３に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

本実施例では負荷２０ａが容量負荷の場合の動作について説明する。図１０に容量負荷の場合の各波形を示す。ＤＣ−ＡＣ変換回路２２の電力供給先である負荷２０が容量負荷であると、出力電圧Ｖｏは容量負荷により平滑される（図１０のＶｏ）。すなわち、電圧Ｖｏ、Ｖ２、Ｖ３は平滑され脈動しないので、これらの電圧を検出し、切り替えタイミングの判断は困難になる。一方、整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２は図１０に示す通り、容量負荷時にも脈動しあるしきい値、ここではゼロクロスする波形となる。すなわち、スイッチの切り替えタイミングはゼロをしきい値と設定することが可能となる。この切り替えタイミングで極性を切り替えると、切り替えタイミングの間隔は１０ｍｓとなり、負荷２０ａには商用周波数の疑似正弦波が印加される。

図１１にゼロクロス検出制御フローを示す。図１１は全体の制御フローであり、Ｓ２０００〜Ｓ２００８はそれぞれ図６に示すＳ１０００〜Ｓ１００８と同様の動作であるため、説明を割愛する。本実施例のゼロクロス検出制御（Ｓ２０２０）のフローを図１２に示し、説明する。

演算部２６２は検出したデータＤ＿ｎｅｗがゼロ以上か判断する。Ｄ＿ｎｅｗがゼロ以上場合（Ｓ２０２００：Ｎｏ）、ゼロクロスではないと判断し、演算部２６２はＤ＿ｎｅｗとＤ＿ｏｌｄの比較を行う（図１１Ｓ２００４）。Ｄ＿ｎｅｗがゼロ未満となった場合（Ｓ２０２００：Ｙｅｓ）、演算部２６２は検出したデータＤ＿ｎｅｗがゼロ以上か判断する。取得した検出値のデータがゼロ未満である場合（Ｓ２０２０４：Ｎｏ）、Ｄ＿ｎｅｗがゼロ以上となるまでＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ２０２０２）。Ｄ＿ｎｅｗがゼロ以上、すなわち負から正となった場合（Ｓ２０２０４：Ｎｏ）、スイッチ切り替え信号２２２ｓを出力する（Ｓ２０２０５）。ＤＣ−ＡＣ変換回路２２内のドライバ２２２はスイッチ切り替え信号２２２ｓに基づき、ゲート信号２２２ａによりスイッチＳｗ２及びＳｗ３の切り替えを、ゲート信号２２２ｂによりＳｗ１及びＳｗ４の切り替えを行う演算部２６２はＡ／Ｄ変換を行い（Ｓ２０２０２）、取得したデータをＤ＿ｎｅｗとして記憶する（Ｓ２０２０３）。送電終了かの判断を行うフローへ戻る（Ｓ２００７）。以上の構成により、容量負荷時に電圧が平滑され、電圧の検出による切り替えタイミングの判断が困難な状況においても、整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２を検出し、極およびゼロクロスを切り替えタイミングとしてＤＣ−ＡＣ変換回路２２のスイッチＳｗ１〜４を制御することで、出力電圧を正負に切り替え、負荷２０ａに商用周波数の交流電圧を印加することができる。

以上説明した本実施例によれば、容量負荷時には、整流回路２１の出力電圧Ｖ２、フィルタ２５の出力電圧Ｖ３、出力電圧Ｖｏは、負荷２０ａにより平滑されゼロクロスしないため、切り替えタイミングの検出が困難となる問題があったが、本発明では整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２を検出することで制御が容易になる。

また、容量負荷時だけでなく軽負荷時においても本実施例は適用できる。図１３に軽負荷時の各波形を示す。該図において整流回路２１の出力電圧Ｖ２、フィルタ２５の出力電圧Ｖ３、出力電圧Ｖｏは、ＤＣ−ＡＣ変換回路２２による切り替えを行っていないときの波形である。整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２はゼロクロスすることが確認でき、負から正となるタイミングは１０ｍｓとなり、これを切り替えタイミングとしてＤＣ−ＡＣ変換回路２２を制御し、出力電圧を正負に切り替えれば、負荷には商用周波数の交流が供給できる。

なお、本実施例ではスイッチ切り替え信号２２２ｓによるスイッチ切り替え後、常時Ａ／Ｄ変換を行い、検出値を取得していたがこれに限らない。例えば、演算部２６２のカウンタを用いて、ある一定時間待機するとしてもよい。５０Ｈｚの商用周波数の場合、脈動する周期は１０ｍｓであるため、待機時間を１０ｍｓ未満とする。また、スイッチ切り替え信号２２２ｓの出された切り替えタイミングの間隔を切り替え周期として記憶しておき、以降はカウンタにより時間をカウントし、カウンタ値が切り替え周期となったら、スイッチ切り替え信号２２２ｓを出し、スイッチの切り替えを行うとしてもよい。これにより、検出と検出値の演算処理を常時行う必要がなくなる。

なお、本実施例では電流センサ７の検出を整流回路２１の出力とフィルタ２５の入力間の整流電流Ｉ２としたが、これに限らない。例えば、整流前の電流でもよいし、フィルタ２５のインダクタ、キャパシタ間を流れる電流でもよい。
なお、本実施例ではゼロクロス検出制御について負から正となった際にスイッチを切り替えるとしたが、これに限らない。正から負となった際に切り替えてもよい。また、しきい値をゼロ以外の値に設定してもよい。

なお、共振回路１３および２３はコイルに対し、コンデンサを直列に接続し、直列共振としたがこれに限らない。例えば、コンデンサを並列に接続し、並列共振としてもよいし、インダクタや抵抗と組み合わせて直並列等の構成にしてもよい。また、同様の機能および構成としたが、これに限らず、共振回路１３と共振回路２３はそれぞれ異なる構成としてもよい。さらには、コイルでの電力伝送としたが、これに限らずコンデンサによる容量結合を利用した電力伝送装置でもよい。

なお、本実施例では検出値について、整流電流Ｉ２の高周波成分をフィルタにより除去して演算部２６２の入力としたがこれに限らない。例えば、移動平均法により検出値を平滑化して入力としてもよく、これによりノイズ等による誤差を低減することができる。

１…送電回路、２…受電回路、７…電流センサ、９、９１、９２…コア駆動部、１０…商用電源、１１、２１…整流回路、１２…インバータ、１３、２３…共振回路、１４…送電コイル、２４…受電コイル、２６…受電制御部、２２…ＤＣ−ＡＣ変換回路、２０…負荷、２０ａ…容量負荷、１０５…給電ソケット、１０６…自動車、２０１…タップ、３００…壁。

Claims (6)

1. 送電コイルと受電コイルによって電力伝送を行うワイヤレス電力伝送装置であって、
   入力側交流電圧を全波整流する第１整流回路と、
   当該第１整流回路から出力されるとともに周期的に脈動する整流電圧を非平滑で交流電圧に変換するインバータと、
   前記送電コイル及び前記受電コイルを介して伝送された交流電圧を全波整流する第２整流回路と、
   前記第２整流回路の出力に接続されたフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力電圧を入力とし、かつ交流電圧を出力するＤＣ−ＡＣ変換回路と、
   前記第２整流回路の出力と前記フィルタ回路の入力間の整流電流を検出する検出回路と、
   前記ＤＣ−ＡＣ変換回路を制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記整流電流の検出値に基づいて、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替える制御を行うワイヤレス電力伝送装置。
2. 請求項１に記載のワイヤレス電力伝送装置において、
   前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記整流電流の検出値が減少から増加に転じた際に、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替えるよう制御すること、
   を特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
3. 請求項１に記載のワイヤレス電力伝送装置において、
   前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記整流電流の検出値がしきい値未満からしきい値以上へ転じた際に、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替えるよう制御すること、
   を特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
4. 請求項１に記載のワイヤレス電力伝送装置において、
   前記制御回路は、前記検出回路により検出された前記整流電流の検出値が当該整流電流の検出値がしきい値以上からしきい値未満へ転じた際に、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替えるよう制御すること、
   を特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
5. 請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のワイヤレス電力伝送装置において、
   前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧の正負を切り替えた時刻を取得する時刻取得部と、
   前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧の正負を切り替えた時刻の間隔を切り替え周期として記憶する周期記憶部と、を備え、
   前記制御回路は、前記切り替えた時刻から前記切り替え周期が経過する毎に、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路の出力電圧を正負に切り替えるよう制御すること、
   を特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
6. 請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載のワイヤレス電力伝送装置において、
   前記検出値が移動平均法によって決定されるワイヤレス電力伝送装置。