JP2016152736A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が変化しても交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御する。【解決手段】スイッチング素子Ｑによって入力電圧Ｖinをスイッチングして、オンの期間に昇圧トランス１０の励磁巻線に励磁電流を流し、オフの期間に出力巻線から交流半波波形の出力電圧Ｖoutを出力する。入力電圧検出回路１４によって入力電圧Ｖinの状態を電圧で検出し、電流検出手段１５によってスイッチング素子Ｑに流れる電流を電圧で検出する。比較回路１８がその電流検出信号Ｓidを入力電圧検出信号Ｓinと比較し、電流検出信号Ｓidが入力電圧検出信号Ｓinを超えた期間を示す電流大期間信号Ｄ１を、ＡＮＤ回路１９及びトランジスタＴｒを介して制御ＩＣ１２へ伝達し、制御ＩＣ１２が電流大期間の情報に基づいてスイッチング信号Ｓｐにデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑの次のオン期間を調整する。【選択図】 図１

Description

この発明はインバータ装置に関する。

大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータやインバータ装置が用いられている。
一般には出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ｋＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。

一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣ又はＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。
その出力電圧を一定電圧に維持するために、例えば特許文献１に見られるように、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成し、それによってスイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。

これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのＯＮ幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時にはＯＮ幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。

また、インバータ装置は、上述と同様に電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。
その場合、例えば特許文献２に見られるように、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えて、スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもある。

出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、特許文献１に記載されているように、その出力電圧を検出して、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチングパルスをＰＷＭ制御することが可能である。また、出力側に平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。
しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御するのは困難であった。

すなわち、出力電圧の波高値の時間が１点であること、電圧の高低差が大きいため、それを検出するための素子数が増大し、寄生インダクタンスにより制御応答時間の遅延が生じる。出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりすることになる。
最悪の場合は共振周波数ずれが生じ、共振状態の電圧印加時に次のスイッチング周期のＯＮ状態で励磁電流が流れると、残電圧分の行き場のないエネルギーが過剰な電流になって共振が崩れてしまう。それによって、スイッチング素子の電力耐量をオーバして故障したり、トランスが飽和したりすることがある。

このように、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ｋＨｚと高く、電圧の共振を利用した出力の波高値電圧も十数ｋＶのように高いインバータ装置の場合には、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題、共振を完了する時間などの問題が生じる。
そのため、このようなインバータ装置では、人手によるつまみで入力供給電圧を設定し、設定した入力電圧で出力電圧を合わせこむだけで、出力電圧値は常時監視していないのが一般的であった。

この発明は、このような現状に鑑みてなされたものであり、インバータ装置において、入力電圧が変化しても交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御することを目的とする。

この発明は、制御回路にオン・オフ制御されるスイッチング素子によって入力電圧をスイッチングして、そのスイッチング素子がオンの期間に昇圧トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、そのスイッチング素子がオフの期間に上記昇圧トランスの出力巻線から交流半波波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、上記の目的を達成するため、上記入力電圧の状態を電圧で検出する入力電圧検出手段と、上記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出手段と、上記電流検出手段による電流検出値と上記入力電圧検出手段による入力電圧検出値とを比較して、上記電流検出値が上記入力電圧検出値を超える電流大期間を検出する比較手段とを有し、
その比較手段が検出した上記電流大期間を示す情報に基づいて、上記制御回路が上記スイッチング素子をオンにする期間を調整することを特徴とする。

この発明によるインバータ装置は、入力電圧が変化しても交流出力電圧の波高値電圧を一定に制することができる。

この発明によるインバータ装置の第１の実施形態の回路構成を示す回路図である。 図１における電流検出手段の異なる具体例を示す回路図である。 図１に示したインバータ装置の動作を説明するための各信号の波形を示すタイミングチャートである。 この発明によるインバータ装置の第２の実施形態の回路構成を示す回路図である。 図４に示したインバータ装置の動作を説明するための各信号の波形を示すタイミングチャートである。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
図１は、この発明によるインバータ装置の第１の実施形態の回路構成を示す回路図である。
この図１に示すインバータ装置１は、その基本的な構成として、昇圧トランス１０と、その励磁電流をオン・オフするスイッチング素子Ｑと、そのスイッチング素子Ｑのオン・オフを制御する制御回路である制御ＩＣ１２とを備えている。スイッチング素子Ｑとしては、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用している。制御ＩＣ１２は、矩形波パルスのスイッチング信号Ｓｐを、スイッチング素子Ｑのゲートに出力して、そのオン・オフをＰＷＭ（パルス幅変調）制御する集積回路である。
また、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力する商用電源の交流（ＡＣ）の入力電圧Ｖinを全波整流する全波整流回路１１も備えている。

この実施形態では、昇圧トランス１０を、別個のコアを持つ同じ特性の複数のトランスＴ１，Ｔ２によって構成している。
その各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列に接続して、全波整流回路１１によって全波整流された脈流の入力電圧Ｖin（ＤＣ）を、制御ＩＣ１２にオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑによってスイッチングして、同時に励磁電流Ｉｐを流す。そして、スイッチング素子Ｑがオフの期間に、その各トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２にそれぞれ誘起される電圧の波形の時間軸が同期するようにしている。その各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに直列に接続して、その各出力電圧を重畳した交流半波波形の出力電圧Ｖoutを出力端子Ｏ１，Ｏ２間から負荷２に出力する。

トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２の並列回路に並列に接続した、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１の直列回路はスナバ回路を構成している。抵抗Ｒ１は、入力電圧Ｖin（ＤＣ）によって制御ＩＣ１２に起動電圧を供給するための抵抗である。
各トランスＴ１，Ｔ２は、その出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２のインダクタンスＬｓと分布容量Ｃｓ及び負荷２の負荷容量Ｃｏとによる共振回路で共振し、出力電圧が共振の鋭さに比例する共振トランスであるのが望ましい。

負荷２は、例えば、プラズマ発生用の放電電極とカウンタ電極を有する放電部であり、インバータ装置１から出力される交流電圧が放電電極とカウンタ電極との間に印加されることによってプラズマを発生する。その放電電極とカウンタ電極との間に負荷容量Ｃｏを有する。
その放電電極とカウンタ電極との間に誘電体を介在させており、大気中で６ｋＶ以上の電圧を印加すると、プラズマ放電の一種であるストリーマ放電（誘電体バリア放電、沿面放電、無声放電などともいわれる）が発生する。それによって、ラジカル基等の多量の活性種を含むプラズマが生成される。

昇圧トランス１０を構成する１個のトランスＴ１には、励磁巻線Ｎｐ１及び出力巻線Ｎｓ１の他に、同じコアに補助巻線Ｎｈと第３次巻線（従属巻線ともいう）Ｎｄが設けられている。補助巻線Ｎｈは、励磁巻線Ｎｐ１に励磁電流が流れているときに、電圧が誘起され、それを補助電源回路１３によって整流・平滑して、制御ＩＣの動作用電源として供給する。
第３次巻線Ｎｄは、スイッチング素子Ｑがオフの期間に、出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の直列回路に発生する交流半波波形の出力電圧Ｖoutと同期して、波高値がその出力電圧Ｖoutより小さい波形の電圧を発生して、出力電圧検出信号Ｓoutとする。

この第３次巻線Ｎｄの巻数は、出力巻線Ｎｓ１の巻数に比べてはるかに少ない。そして出力電圧Ｖoutが高圧（６００Ｖ〜７ｋＶ）あるいは特別高圧（７ｋＶを超える）に相当するような場合、この第３次巻線Ｎｄに発生する電圧の波高値は、出力電圧の少なくとも１／１００以下であり、１／１０００程度より小さいとなおよい。このトランスＴ１の第３次巻線Ｎｄが、出力電圧の状態を瞬時値に対応した電圧で検出する出力電圧検出手段であるが、この第１の実施形態では、この出力電圧検出信号Ｓoutを単にゼロクロス検出に使用するだけである。

この実施形態によれば、昇圧トランスを大型にして励磁巻線と出力巻線の巻数比を非常に大きくしなくても、昇圧トランス１０全体として出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を、安定にしかも安全に得ることができる。
しかし、昇圧トランス１０を構成するトランスの数は１個あるいは３個以上でもよい。また、複数の各トランスの出力巻線を互いに並列に接続すれば、出力電圧は１個のトランスの場合と同等になるが、出力電流を倍増して、各出力巻線を直列に接続した場合と出力電力を同等にすることができる。
複数の各トランスの励磁巻線を直列に接続して、同時に励磁電流を流すようにしてもよい。

なお、昇圧トランス１０を構成する複数のトランスのいずれか１個に補助巻線Ｎｈと第３次巻線Ｎｄを設けるため、複数のトランスが完全に同じ特性を持つようにするのは難しいが、帰還巻線や第３次巻等の出力電力量は小さいので問題はない。
また、昇圧トランス１０を構成する複数のトランスのいずれか１個の出力巻線にタップを出し、出力巻線の一部によって、出力電圧Ｖoutと同期して、波高値がその出力電圧Ｖoutより小さい波形の電圧を発生させて、出力電圧検出信号Ｓoutとしてもよい。
しかし、昇圧トランスを複数のトランスで構成することは、この発明に必須のことではなく、１個のトランスで構成してもよい。

このインバータ装置におけるこの発明の特徴とする構成として、すなわち入力電圧が変化しても交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御するための各手段を設けている。

まず、入力電圧Ｖinの状態を電圧で検出する入力電圧検出手段として、入力電圧検出回路１４を設けている。この入力電圧検出回路１４は、例えば商用電源による交流の入力電圧Ｖinを降圧するトランスと、その降圧した交流電圧を全波整流する全波整流回路とによって構成する。その降圧した交流電圧を全波整流した脈流の電圧を、入力電圧検出値を示す入力電圧検出信号Ｓinとして出力する。
あるいは、入力電圧検出手段として、全波整流回路１１によって全波整流した後の入力電圧Ｖin（ＤＣ）を抵抗分割して入力電圧検信号Ｓinとする回路を設けてもよい。
入力電圧は、一般に電圧があまり高くないので、種々の手段で容易に検出することができる。

また、昇圧トランス１０の出力電圧Ｖoutの波高値は、スイッチング素子Ｑがオンの期間に流れるトランスＴ１，Ｔ２の励磁電流Ｉｐによって蓄えられるエネルギーに応じた値になる。この励磁電流Ｉｐは直角三角形状をなし、そのピーク電流値は入力電圧Ｖinとスイッチング素子Ｑのオン期間（Ｔon）に比例する。
スイッチング素子Ｑに流れる電流（ドレイン電流）Ｉｄ（Ｑ）＝２・Ｉｐであるから、この電流Ｉｄ（Ｑ）を電流検出手段１５によって電圧に変換して、電流検出値Ｓidとして検出する。

この電流検出手段１５として、カレントトランスを使用することができる。例えば、図１における円Ａで示すスイッチング素子Ｑのドレイン側のライン（電流の経路）に、図２の（ａ）に示すようにカレントトランスＣＴの１次巻線Ｎｃ１を直列に介挿する。そして、そのカレントトランスＣＴの２次巻線Ｎｃ２から、電流Ｉｄ（Ｑ）を電圧に変換した電流検出値（電流検出信号）Ｓidを出力させる。

カレントトランスＣＴの１次巻線Ｎｃ１の巻数は１〜３ターンで、２次巻線Ｎｃ２の巻数はその数百倍から数千倍であり、その巻数比に応じた電圧を出力する。
但し、入力電圧検出信号Ｓinの変動レベルが、電流検出値（電流検出信号）Ｓidの波高値以内の範囲になるべく入るように、両検出信号のレベルを合わせておく必要がある。
また、カレントトランスＣＴの１次巻線Ｎｃ１を、図１における円Ｂで示すスイッチング素子Ｑのソース側のライン（電流の経路）に直列に介挿してもよい。

電流検出手段１５の他の例として、抵抗を使用することもできる。例えば、図１における円Ｂで示すスイッチング素子Ｑのソース側のラインに、図２の（ｂ）に示すように、抵抗Ｒｓを直列に介挿する。そして、その抵抗Ｒｓの端子間に発生する電圧を、電流Ｉｄ（Ｑ）を電圧に変換した電流検出値（電流検出信号）Ｓidとすることができる。
この場合も、入力電圧検信号Ｓinの変動レベルが、電流検出値（電流検出信号）Ｓidの波高値以内の範囲になるべく入るように、両検出信号のレベルを合わせておく必要がある。
この例の場合には、常に抵抗Ｒｓによって損失が発生するが、安価な回路で電流検出手段１５を構成できる利点がある。

この実施形態ではさらに、出力電圧検出手段による出力電圧検出信号Ｓoutに基づいて、スイッチング素子Ｑによるスイッチングの周期ごとに出力電圧Ｖoutが発生している出力電圧発生期間を検出するゼロクロス回路１６を設けている。したがって、ゼロクロス回路１６は出力電圧発生期間検出手段であり、出力電圧発生期間は、スイッチング素子Ｑがオフで、昇圧トランス１０に励磁電流を流さない期間であるから、ＯＦＦ期間とも称する。

この実施形態のゼロクロス回路１６は、出力電圧検出信号Ｓoutが僅かに正電圧になった時点からゼロレベルになる時点までの期間中ハイレベルで、それ以外の期間はローレベルの信号をゼロクロス信号Ｚｘとして出力する。このゼロクロス信号Ｚｘがハイレベルの期間が出力電圧発生期間である。このゼロクロス信号Ｚｘを制御ＩＣ１２に入力させて、制御ＩＣ１２が出力電圧発生期間を確認できるようにしている。

また、ゼロクロス回路１６が出力するゼロクロス信号Ｚｘを反転させて、反転ゼロクロス信号／Ｚｘを出力する反転回路１７も設けている。
そして、入力電圧検出回路１４による入力電圧検出値である入力電圧検出信号Ｓinと、電流検出手段１５による電流検出値（電流検出信号）Ｓidとを比較する比較手段として比較回路１８を設けている。この比較回路１８は、電流検出値Ｓidが入力電圧検出信号Ｓinを超える期間（以下「電流大期間」という）を検出し、電流大期間だけハイレベルになる信号Ｄｉを出力する。

この信号ＤｉをそのままトランジスタＴｒのベースに印加してもよいが、この実施形態では念のため、比較回路１８の出力信号Ｄｉと反転ゼロクロス信号／ＺｘとをＡＮＤ回路１９に入力させて、そのＡＮＤ出力ＳｅをトランジスタＴｒのベースに印加する。そのトランジスタＴｒのコレクタは制御ＩＣのフィードバック端子に、エミッタはアースに接続されている。
したがって、出力電圧Ｖoutが発生していない期間内のみの信号Ｄｉに相当するＡＮＤ出力ＳｅをトランジスタＴｒのベースに印加し、それを反転したコレクタ電圧をフィードバック信号Ｓｆとして制御ＩＣに印加する。

それによって、制御ＩＣ１２は、電流大期間を示す情報である信号Ｄｉに対応するフィードバック信号Ｓｆに基づいて、スイッチング信号Ｓｐの次の周期のデューティ比を制御して、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整する。
その際、制御回路である制御ＩＣ１２は、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を、電流大期間が基準値より長いほど長くし、短いほど短くするように調整するとよい。

電流大期間が基準値より長いときは、入力電圧Ｖinが低下しているので、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を長くして、昇圧トランス１０に蓄えるエネルギーが低下しないようにする。電流大期間が基準値より短いときは、入力電圧Ｖinが上昇しているので、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を短くして、昇圧トランス１０に蓄えるエネルギーが増加しないようにする。
このようにスイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整することによって、入力電圧Ｖinが変動しても、出力電圧Ｖoutの波高値をほぼ一定に保つことができる。
この第１の実施形態では、出力電圧検出手段であるトランスＴ１の第３次巻線Ｎｄ及びゼロクロス回路１６、反転回路１７とＡＮＤ回路１９を省略することもできる。

ここで、図３を用いて、図１に示したインバータ装置による出力電圧制御動作について説明する。
図３は、図１に示したインバータ装置の動作を説明するための各信号の波形を示すタイミングチャートである。
この図３において、ＯＮ期間とＯＦＦ期間を交互に繰り返しており、ＯＮ期間とＯＦＦ期間でスイッチングの１周期となっている。ＯＦＦ期間は、図１におけるスイッチング素子Ｑがオフで、昇圧トランス１０に励磁電流Ｉｐが流れず、出力電圧Ｖoutが発生する期間である。しかし、必ずしもＯＦＦ期間中すべて出力電圧Ｖoutが発生しているとは限らない。

ＯＮ期間は、スイッチング素子Ｑをオンにして、昇圧トランス１０に励磁電流Ｉｐを流してエネルギーを蓄える期間である。しかし、このＯＮ期間中すべてスイッチング素子Ｑをオンにしている訳ではなく、スイッチング素子Ｑを実際にオンにする期間（「オン時間」と称す）を変化させて、入力電圧が変動しても出力電圧の波高値が一定になるように制御する。

図３に示す出力電圧検出信号Ｓoutは、図１に示したトランスＴ１の第３次巻線から出力される電圧の波形を示す。これは出力電圧Ｖoutと同期して同じ変化をする正の半波波形で、波高値が出力電圧Ｖoutの１／１０００から１／１００以下で、数Ｖから数十Ｖ程度（好ましくは１０Ｖ程度）の信号である。
ゼロクロス信号Ｚｘは、出力電圧検出信号Ｓoutが正の値の期間（出力電圧Ｖoutが正の値の期間に対応する）だけハイレベル“Ｈ”になり、それ以外の期間はローレベル“Ｌ”の信号である。反転ゼロクロス信号／Ｚｘは、ゼロクロス信号Ｚｘを反転した信号であり、出力電圧検出信号Ｓoutが正の値でない期間のみハイレベル“Ｈ”になり、出力電圧検出信号Ｓoutが正の値の期間はローレベル“Ｌ”になる。

スイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉｄ（Ｑ）の電流検出値（電流検出信号）Ｓidは、図１に示した電流検出手段１５によって検出され、出力電圧検出信号Ｓoutが出ていない、反転ゼロクロス信号／Ｚｘが“Ｈ”の期間に直角三角波形状に発生する。
この電流検出値Ｓidを比較回路１８が、入力電圧検出回路１４によって検出される入力電圧検出信号Ｓin（図３に破線で示す）と比較する。
この比較回路１８の出力信号Ｄｉは、電流検出値Ｓidが入力電圧検出信号Ｓinを超える期間（Ｓid＞Ｓinの期間：電流大期間）だけハイレベル“Ｈ”になる、電流大期間信号である。

この電流大期間信号Ｄｉと反転ゼロクロス信号／Ｚｘとのアンドを取ったＡＮＤ出力Ｓａは、電流大期間信号Ｄｉと殆ど同じである。そのＡＮＤ出力Ｓａを図１に示したトランジスタＴｒによって反転したコレクタ電圧が、制御ＩＣ１２への入力情報であるフィードバック信号Ｓｆとなる。
制御ＩＣ１２は、このフィードバック信号Ｓｆがローレベル“Ｌ”の期間（電流大期間を示す情報）に基づいて、スイッチング信号Ｓｐのデューティ比を制御する。すなわち、次にスイッチング素子Ｑをオンにする期間（ハイレベルの期間）を、出力電圧Ｖout の波高値を一定にするように調整する。

図３に示す例では、電流大期間が基準値より長いときは、入力電圧が低くなっているので、スイッチング素子Ｑをオンにするスイッチング信号Ｓｐがハイレベル“Ｈ”の期間を長くして、励磁電流Ｉｐを流す期間を長くする。出力大期間が基準値より短いときは、入力電圧が高くなっているので、スイッチング素子Ｑをオンにするスイッチング信号Ｓｐがハイレベル“Ｈ”の期間を短くして、励磁電流Ｉｐを流す期間を短くする。
このようにして、入力電圧Ｖinが変動しても、昇圧トランス１０に励磁電流Ｉｐによって蓄えられるエネルギー量がなるべく変動しないようにして、出力電圧Ｖout の波高値が一定になるように制御する。

次に、この発明によるインバータ装置の第２の実施形態を図４及び図５によって説明する。図４はその第２の実施形態のインバータ装置の回路構成を示す回路図であり、図５はそのインバータ装置の動作を説明するための各信号の波形を示すタイミングチャートである。図４において、図１と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。

このインバータ装置１′においても、昇圧トランス１０の構成は図１に示したインバータ装置１の昇圧トランス１０と同じである。そして、前述したトランスＴ１の第３次巻線Ｎｄが、出力電圧Ｖoutの状態をリアルタイムの電圧で検出する出力電圧検出手段である。
出力電圧Ｖoutが、周波数が１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚと高く、波高値が１０ｋＶ以上と高い交流半波波形の電圧であっても、第３次巻線Ｎｄに発生する電圧Ｓoutは、その出力電圧と同期して同じ変動をする。したがって、この第３次巻線Ｎｄによって、出力電圧Ｖoutを忠実にリアルタイムの電圧（瞬時値に対応した電圧）で検出することができる。
したがって、この第３次巻線Ｎｄによって検出される出力電圧検出信号Ｓoutが、出力電圧検出値を示す。しかも、前述したように、この第３次巻線Ｎｄに発生する電圧である出力電圧検出信号Ｓoutの波高値は、出力電圧Ｖoutの少なくとも１／１００以下である。

そして、このインバータ装置１′では、入力電圧検出回路１４による入力電圧検出信号Ｓinと出力電圧検出手段である第３次巻線Ｎｄによる出力電圧検出信号Ｓoutとを比較する第２の比較手段として比較回路２１を設けている。この比較回路２１は、出力電圧検出信号Ｓoutが入力電圧検出信号Ｓinを超える期間（以下「出力大期間」という）を検出し、出力大期間だけハイレベルになる出力大期間信号Ｓｃを出力する。
さらに、比較回路２１が検出した出力大期間信号Ｓｃを、出力電圧発生期間検出手段であるゼロクロス回路１６によるゼロクロス信号Ｚｘがローレベルになる次の期間へ移行させるシフト手段として、シフトレジスタ２２を設けている。

シフトレジスタ２２は、発振器（ＯＳＣ）２３によって発生されるクロック信号ＣＬＫによって、比較回路２１が出力する信号Ｓｃをシフトさせて、信号ＳＳｃを出力する。
クロック信号ＣＬＫの周波数は、スイッチング素子Ｑのスイッチングの周波数より高い周波数である。例えば、スイッチングの周波数の１０倍の周波数（周期は１／１０）のクロック信号ＣＬＫで、６ビットのシフトレジスタ２２を使用すれば、信号Ｓｃを６／１０周期だけシフトさせて出力することができる。このようにして、信号Ｓｃを出力電圧Ｖoutが発生しない直近の期間にシフトさせることができる。クロック信号ＣＬＫの周波数のスイッチング周波数に対する倍率を「分解能」という。

このシフトレジスタ２２が、出力大期間を示す情報である出力大期間信号Ｓｃを、スイッチング素子ＱがＯＮの期間に対応するように、所定期間シフト（遅延）させて出力するシフト手段として機能する。そして、このシフトレジスタ２２は、スイッチングの周波数より高い周波数のクロック信号ＣＬＫに同期して出力大期間信号Ｓｃを取り込んで、それを所定期間シフト（遅延）させて出力する。

また、この第２の実施形態では、入力電圧検出回路１４による入力電圧検出信号Ｓinと、電流検出手段１５による電流検出値（電流検出信号）Ｓidとを比較する比較回路１８は、第１の比較手段である。その比較回路１８は第１の実施形態と同様に、電流検出値Ｓidが入力電圧検出信号Ｓinを超える期間（以下「電流大期間」という）を検出し、電流大期間だけハイレベルになる電流大期間信号Ｄｉを出力する。

そして、この電流大期間信号Ｄｉと、出力大期間信号Ｓｃをシフトレジスタ２２によって移行した信号ＳＳｃと、ゼロクロス信号Ｚｘを反転回路１７によって反転させた反転ゼロクロス信号／Ｚｘとを、ＡＮＤ回路２９に入力してアンドをとる。
そのＡＮＤ回路２９の出力情報であるＡＮＤ出力ＳａをトランジスタＴｒのベースに印加し、それを反転したコレクタ電圧をフィードバック信号Ｓｆとして制御ＩＣに印加する。

それによって、制御ＩＣ１２は、電流大期間を示す情報である信号Ｄｉと出力大期間を示す情報である信号ＳＳｃとに対応するフィードバック信号Ｓｆに基づいて、スイッチング信号Ｓｐのデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整する。
その際、制御回路である制御ＩＣ１２は、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を、電流大期間及び電圧大期間がいずれも基準値より長いほど長くし、短いほど短くするように調整するとよい。

この図４に示したインバータ装置１′による出力電圧制御動作について、図５のタイミングチャートを用いて説明する。
図５の最上段に、図３にも示した交流半波波形の出力電圧検出信号Ｓoutを実線で、入力電圧検出信号Ｓinを破線で重ねて示している。
そして、出力電圧検出信号Ｓoutを入力電圧検出信号Ｓinと比較して、出力電圧検出信号Ｓoutが入力電圧検出信号Ｓinを超えた（Ｓout＞Ｓin）出力大期間だけ、出力大期間信号Ｓｃがハイレベル“Ｈ”になる。
その出力大期間信号Ｓｃを、シフトレジスタ２２によって、スイッチング周期の６／１０周期シフトして信号ＳＳｃとする。

反転ゼロクロス信号／Ｚｘ、スイッチング素子Ｑに流れる電流の検出値を示す電流検出信号Ｓid、およびその電流検出信号Ｓidが破線で示す入力電圧検出信号Ｓinを超えた期間だけハイレベル“Ｈ”になる電流大期間信号Ｄｉは、図３と同じである。
そして、出力大期間信号Ｓｃをシフトした信号ＳＳｃと電流大期間信号Ｄｉと、反転ゼロクロス信号／Ｚｘとを、ＡＮＤ回路２９によってアンドをとって、ＡＮＤ出力（出力情報）Ｓａを得る。
そのＡＮＤ出力ＳａをトランジスタＴｒのベースに印加し、それを反転したコレクタ電圧が、制御ＩＣ１２への入力情報となるフィードバック信号Ｓｆである。

そのフィードバック信号Ｓｆがローレベルのパルス幅に応じて、制御ＩＣ１２がスイッチング信号Ｓｐの次の周期のデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整する。
これによって、電流大期間を示す情報である信号Ｄｉと出力大期間を示す情報である信号ＳＳｃとに応じて、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整することになる。

この例では、電流大期間及び電圧大期間がいずれも基準値より長いほど入力電圧が低くなっているので、次にスイッチング素子Ｑをオンにする期間を長くする。電流大期間及び電圧大期間がいずれも基準値より短いほど入力電圧が高くなっているので、次にスイッチング素子Ｑをオンにする期間を短くするように調整する。
このようにして、入力電圧Ｖinが変動しても、昇圧トランス１０に励磁電流Ｉｐによって蓄えられるエネルギー量がなるべく変動しないようにして、出力電圧Ｖout の波高値が一定になるように制御する。

上述した各実施形態では、昇圧トランス１０を、別個のコアを持つ同じ特性の２個のトランスＴ１，Ｔ２によって構成したが、１個のトランスＴ１のみで構成してもよいし、３個以上のトランスによって構成してもよい。また、複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続したが、直列に接続してもよい。その各出力巻線を直列に接続したが、並列に接続してもよい。

この発明によるインバータ装置はプラズマ発生装置の電源として使用するのに適している。このようなプラズマ発生装置によって発生する大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等の接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。

例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと、濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。

しかし、この発明によるインバータ装置は、プラズマ発生装置に限らず、コロナ放電によってプラズマを発生する装置や、多少ガスが入った低圧雰囲気でプラズマ放電を発生する装置にも適用可能である。
また、交流高電圧を使用する種々の装置、例えば、半導体ウエハー接着装置、画像処理機器、塗装装置、蛍光ランブ等の照明機器、空気清浄機、放電機器、液晶ＴＶのバックライト、除菌装置など、種々の装置の高電圧電源装置にも利用できる。

以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その実施形態の各部の具体的な構成や動作の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の回路例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加し、あるいは一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。

１，１′：インバータ装置 ２：負荷（プラズマ発生用の放電部）
１０：昇圧トランス １１：全波整流回路 １２：制御ＩＣ（制御回路）
１３：補助電源回路 １４：入力電圧検出回路（入力電圧検出手段）
１５：電流検出手段 １６：ゼロクロス回路 １７：反転回路
１８：比較回路（比較手段、第１の比較手段） １９，２９：ＡＮＤ回路
２１：比較回路（第２の比較手段） ２２：シフトレジスタ（シフト手段）
２３：発振器（ＯＳＣ）
Ｑ：スイッチング素子 Ｔ１，Ｔ２：トランス Ｎｐ１，Ｎｐ２：励磁巻線
Ｎｓ１，Ｎｓ２：出力巻線 Ｎｈ：補助巻線
Ｎｄ：第３次巻線（出力電圧検出手段） Ｔｒ：トランジスタ
ＣＴ：カレントトランス Ｒｓ：電流検出用の抵抗 Ｃｏ：負荷容量
Ｖin：入力電圧 Ｖout：出力電圧 Ｓｐ：スイッチング信号
Ｓin:入力電圧検出信号 Ｓout：出力電圧検出信号 Ｓid：電流検出信号
ＣＬＫ：クロック信号 Ｄｉ：電流大期間信号 Ｓｃ：出力大期間信号
Ｚｘ：ゼロクロス信号 ／Ｚｘ：反転ゼロクロス信号

特開２００９−１１１４４号公報 国際公開第２００７／０６０９４１号パンフレット

それによって、制御ＩＣ１２は、電流大期間を示す情報である信号Ｄｉと出力大期間を示す情報である信号ＳＳｃとに対応するフィードバック信号Ｓｆに基づいて、スイッチング信号Ｓｐのデューティ比を制御し、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を調整する。
その際、制御回路である制御ＩＣ１２は、スイッチング素子Ｑをオンにする期間を、電流大期間及び出力大期間がいずれも基準値より長いほど長くし、短いほど短くするように調整するとよい。

この例では、電流大期間及び出力大期間がいずれも基準値より長いほど入力電圧が低くなっているので、次にスイッチング素子Ｑをオンにする期間を長くする。電流大期間及び出力大期間がいずれも基準値より短いほど入力電圧が高くなっているので、次にスイッチング素子Ｑをオンにする期間を短くするように調整する。
このようにして、入力電圧Ｖinが変動しても、昇圧トランス１０に励磁電流Ｉｐによって蓄えられるエネルギー量がなるべく変動しないようにして、出力電圧Ｖout の波高値が一定になるように制御する。

Claims (10)

1. 制御回路にオン・オフ制御されるスイッチング素子によって入力電圧をスイッチングして、該スイッチング素子がオンの期間に昇圧トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がオフの期間に前記昇圧トランスの出力巻線から交流半波波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、
   前記入力電圧の状態を電圧で検出する入力電圧検出手段と、
   前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段による電流検出値と前記入力電圧検出手段による入力電圧検出値とを比較して、前記電流検出値が前記入力電圧検出値を超える電流大期間を検出する比較手段とを有し、
   該比較手段が検出した前記電流大期間を示す情報に基づいて、前記制御回路が前記スイッチング素子をオンにする期間を調整することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記制御回路は、前記スイッチング素子をオンにする期間を、前記電流大期間が基準値より長いほど長くし、短いほど短くするように調整することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 制御回路にオン・オフ制御されるスイッチング素子によって入力電圧をスイッチングして、該スイッチング素子がオンの期間に昇圧トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がオフの期間に前記昇圧トランスの出力巻線から交流半波波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、
   前記入力電圧の状態を電圧で検出する入力電圧検出手段と、
   前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段による電流検出値と前記入力電圧検出手段による入力電圧検出値とを比較して、前記電流検出値が前記入力電圧検出値を超える電流大期間を検出する第１の比較手段と、
   前記出力電圧の状態をその瞬時値に対応した電圧で検出する出力電圧検出手段と、
   前記入力電圧検出手段による入力電圧検出値と前記出力電圧検出手段による出力電圧検出値とを比較して、前記出力電圧検出値が前記入力電圧検出値を超える出力大期間を検出する第２の比較手段とを有し、
   前記第１の比較手段が検出した前記電流大期間を示す情報と、前記第２の比較手段が検出した前記出力大期間を示す情報とによって、前記制御回路が前記スイッチング素子をオンにする期間を調整することを特徴とするインバータ装置。
4. 前記制御回路は、前記スイッチング素子をオンにする期間を、前記電流大期間及び前記電圧大期間がいずれも基準値より長いほど長くし、短いほど短くするように調整することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 請求項３又は４に記載のインバータ装置において、前記第２の比較手段が検出した前記出力大期間を示す情報を、前記スイッチング素子がＯＮの期間に対応するように所定期間シフトさせて出力するシフト手段と、該シフト手段によって所定期間シフトされた前記出力大期間を示す情報と前記第１の比較手段が検出した前記電流大期間を示す情報とのアンドを取るＡＮＤ手段とを設け、該ＡＮＤ手段の出力情報によって、前記制御回路が前記スイッチング素子をオンにする期間を調整することを特徴とするインバータ装置。
6. 前記シフト手段は、前記スイッチングの周波数より高い周波数のクロック信号に同期して、前記出力大期間を示す情報を取り込んで、該情報を前記所定期間シフトさせて出力するシフトレジスタであることを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
7. 前記出力電圧検出手段は、前記昇圧トランスに設けた第３次巻線によって、前記出力電圧に同期して波高値が該出力電圧より小さい波形の電圧を発生することを特徴とする請求項３から６のいずれ一項に記載のインバータ装置。
8. 前記電流検出手段は、前記スイッチング素子に流れる電流を該電流の経路に介挿したカレントトランスによって電圧に変換して検出することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ装置。
9. 前記電流検出手段は、前記スイッチング素子に流れる電流を該電流の経路に介挿した抵抗によって電圧に変換して検出することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ装置。
10. 前記昇圧トランスを、別個のコアを持つ同じ特性の複数のトランスによって構成し、該複数の各トランスの励磁巻線を互いに並列又は直列に接続して同時に前記励磁電流を流し、前記各トランスの出力巻線を互いに直列又は並列に接続して、前記出力電圧を出力させるようにしたことを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載のインバータ装置。

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