JP2015177622A - ブラシレスモータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】設定デューティとスイッチング素子の出力平均デューティとの乖離を低減する。【解決手段】３相ブラシレスモータの２相に対してスイッチング素子がＰＷＭ信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相のパルス誘起電圧に基づいて切り替えるモータ制御装置は、設定デューティＤｔが下限デューティＤmin未満である場合（Ｓ３００５）、ＰＷＭ信号の連続する２周期を主周期と調整周期とに区分して、主周期では、パルス誘起電圧を検出する周期として下限デューティＤminに制限し、調整周期では、主周期デューティＤ１と調整周期デューティＤ２とを平均化した平均デューティが設定デューティＤｔとなるように調整周期デューティＤ２を調整する（Ｓ３００８，Ｓ３００９）。そして、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子の応答性に応じて、主周期デューティＤ１又は調整周期デューティＤ２を補正する（Ｓ３０１０，Ｓ３０１１）。【選択図】 図１０

Description

本発明は、ブラシレスモータの制御装置及び制御方法に関し、詳しくは、３相ブラシレスモータの通電モードの切り替え判定を、センサレスで行う制御装置及び制御方法に関する。

従来のブラシレスモータの制御装置及び制御方法として、３相ブラシレスモータにおいて、２相にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、パルス電圧の印加中に非通電相に誘起されるパルス誘起電圧が通電モードごとに定められる閾値を横切ったときに、切り替えるものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

ここで、２相にパルス電圧を印加した直後にはパルス誘起電圧が振れるため、ブラシレスモータを低速で回転させるためにＰＷＭ信号のデューティを小さくすると、パルス誘起電圧の振れ期間内でパルス誘起電圧をサンプリングすることになり、通電モードの切り替えタイミングを誤る可能性がある。

このため、特許文献１のブラシレスモータの制御装置及び制御方法では、ＰＷＭ信号の複数周期のうち１周期（以下、「主周期」という）において非通電相のパルス誘起電圧を検出するようにして、主周期におけるＰＷＭ信号のデューティ（以下、「主周期デューティ」という）を、パルス誘起電圧が振れ期間内でサンプリングされないように制限し、また、ＰＷＭ信号の複数周期のうち主周期以外の他の周期（以下、「調整周期」という）におけるＰＷＭ信号のデューティ（以下、「調整周期デューティ」という）を主周期デューティよりも小さく設定し、主周期デューティと調整周期デューティとを平均化した平均デューティが、回転速度フィードバック制御などで設定されるデューティ（以下、「設定デューティ」という）となるように調整している。

特開２０１３−６６３４３号公報

ところで、ブラシレスモータの各相に対する通電を切り替える、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）などのスイッチング素子には、その制御端子に入力されるパルス信号のデューティが０に近づくとオンしなくなる不感帯が存在する。

このため、調整周期デューティが小さくなって０に近い領域となると、スイッチング素子の出力デューティについて主周期と調整周期とで平均化した平均デューティ（以下、「出力平均デューティ」という）は、設定デューティから乖離して、設定デューティに対してステップ状に変化してしまう。

したがって、回転速度のフィードバック制御を行っている場合、設定デューティを、出力平均デューティがステップ状に変化する不連続部の近傍に設定すると、出力平均デューティが振れて実際の回転速度がハンチングをおこすおそれがあった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、設定デューティと出力平均デューティとの乖離を低減したブラシレスモータの制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

このため、本発明に係るブラシレスモータの制御装置及び制御方法は、３相ブラシレスモータの２相に対してスイッチング素子がＰＷＭ信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えることを前提として、設定されたＰＷＭ信号のデューティである設定デューティが第１所定値未満である場合、ＰＷＭ信号の連続する複数周期のうち所定の１周期を、パルス誘起電圧を検出する周期として第１所定値に制限し、制限された所定の１周期のデューティと、ＰＷＭ信号の複数周期のうち所定の１周期以外の他の周期のデューティと、を平均化した平均デューティが、設定デューティとなるように、他の周期のデューティを調整し、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子の応答性に応じて、所定の１周期のデューティ又は他の周期のデューティを補正する。

本発明のブラシレスモータの制御装置及び制御方法によれば、設定デューティとスイッチング素子の出力平均デューティとの乖離を低減して、設定デューティに対する出力平均デューティの線形性を向上させているので、回転速度のフィードバック制御における回転速度のハンチングを抑制することができる。

エンジンを冷却する冷却システムの一例を示す構成図である。 ブラシレスモータ及びその制御装置の一例を示す回路構成図である。 制御ユニットの一部の構成を示すブロック図である。 ブラシレスモータの通電モードの一例を示すタイムチャートである。 パルス誘起電圧の検出タイミングを示すタイミングチャートである。 パルス誘起電圧の別の検出タイミングを示すタイムチャートである。 ＰＷＭ信号の主周期と調整周期を示すタイムチャートである。 電動ウォータポンプの駆動条件成立を判定するフローチャートである。 モータ制御処理のうちメインルーチンの一例を示すフローチャートである。 センサレス制御サブルーチンの前半部を例示するフローチャートである。 センサレス制御サブルーチンの後半部を例示するフローチャートである。 目標回転速度の演算の一例を示す説明図である。 第１の印加デューティ設定を示すタイムチャートである。 第２の印加デューティ設定を示すタイムチャートである。 第３の印加デューティ設定を示すタイムチャートである。 設定デューティと主周期デューティ及び調整周期デューティとの関係を示す説明図であり、（ａ）は制御ユニットのＰＷＭ信号デューティ、（ｂ）はスイッチング素子の出力デューティ、（ｃ）はスイッチング素子の出力平均デューティである。 スイッチング素子のスイッチング特性の一例を示す説明図である。 非不感帯におけるスイッチング素子の応答性を示す説明図であり、（ａ）は制御ユニットのＰＷＭ信号出力、（ｂ）はゲート電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子のスイッチング出力である。 不感帯におけるスイッチング素子の応答性を示す説明図であり、（ａ）は制御ユニットのＰＷＭ信号出力、（ｂ）はゲート電圧波形、（ｃ）はスイッチング素子のスイッチング出力である。 設定デューティと補正後の主周期デューティ及び調整周期デューティとの関係を示す説明図であり、（ａ）は制御ユニットのＰＷＭ信号デューティ、（ｂ）はスイッチング素子の出力デューティ、（ｃ）はスイッチング素子の出力平均デューティである。 設定デューティと別の補正後の主周期デューティ及び調整周期デューティとの関係を示す説明図であり、（ａ）は制御ユニットのＰＷＭ信号デューティ、（ｂ）はスイッチング素子の出力デューティ、（ｃ）はスイッチング素子の出力平均デューティである。

以下、添付された図面を参照し、本発明を実施するための実施形態について詳述する。
図１は、冷媒を循環させてエンジンを冷却する冷却システムの一例を示す。

車両に搭載されたエンジン１０のシリンダブロック、シリンダヘッドなどを冷却した冷媒としての冷却水は、第１の冷却水通路１２を介して、電動式のラジエータファン１４が併設されたラジエータ１６に導かれる。ラジエータ１６に導かれた冷却水は、フィンが取り付けられたラジエータコアを通過するときに外気と熱交換をし、その温度が低下する。そして、ラジエータ１６を通過することで温度が低下した冷却水は、第２の冷却水通路１８を介してエンジン１０へと戻される。なお、エンジン１０を冷却する冷媒として、冷却水以外にＬＬＣ（Long Life Coolant）を用いてもよい。

また、エンジン１０から排出された冷却水がラジエータ１６をバイパスするように、第１の冷却水通路１２と第２の冷却水通路１８とは、バイパス通路２０を介して連通接続されている。バイパス通路２０の下流端と第２の冷却水通路１８との接合箇所には、バイパス通路２０の通路面積を全開から全閉までの間で多段階又は連続的に開閉する電制サーモスタット２２が配設されている。電制サーモスタット２２は、例えば、駆動回路を介してＰＷＭ信号のデューティ（デューティ比）に応じて駆動される内蔵ヒータにより、同じく内蔵されたワックスが熱膨張することを利用して弁を開閉する開閉弁として構成することができる。従って、電制サーモスタット２２をデューティにより制御することで、ラジエータ１６を通過する冷却水の割合を変化させることができる。

第２の冷却水通路１８の下流端と電制サーモスタット２２のとの間には、エンジン１０とラジエータ１６との間で冷却水を強制的に循環させる、機械式ウォータポンプ２４及び電動ウォータポンプ２６が夫々配設されている。機械式ウォータポンプ２４は、エンジン１０の冷却水入口を塞ぐように取り付けられており、例えば、エンジン１０のカムシャフトによって駆動される。電動ウォータポンプ２６は、アイドルストップ機能によりエンジン１０が停止した場合にも冷却性能を発揮あるいは暖房機能を維持できるようにすべく、エンジン１０とは異なる駆動源である、後述のブラシレスモータによって駆動され、車両の電力系統は、アイドルストップ中においても、電動ウォータポンプ２６を駆動できるように構成されている。

ラジエータファン１４、電制サーモスタット２２、及び電動ウォータポンプ２６の駆動を制御する制御系として、エンジン１０から排出される冷却水の温度（冷却水温度）を検出する冷却水温度検出手段としての水温センサ２８、車速を検出する車速センサ３０、外気温を検出する温度センサ３２、エンジン回転速度を検出する回転速度センサ３４、エンジン負荷を検出する負荷センサ３６が取り付けられている。そして、水温センサ２８、車速センサ３０、温度センサ３２、回転速度センサ３４及び負荷センサ３６の出力信号は、コンピュータを内蔵したエンジンコントロールユニット（以下、「ＥＣＵ」という）３８に入力され、そのＲＯＭ（Read Only Memory）などに記憶された制御プログラムに従って、ラジエータファン１４、電制サーモスタット２２及び電動ウォータポンプ２６が制御される。

ＥＣＵ３８は、電動ウォータポンプ２６を駆動させるための駆動条件が成立しているか否かを、少なくともエンジン１０の運転中、繰り返し判定する。ＥＣＵ３８は、この駆動条件が成立していると判定した場合には、電動ウォータポンプ２６に対して駆動指令信号を出力する一方、駆動条件が成立していないと判定した場合には、電動ウォータポンプ２６の駆動を停止あるいは禁止する停止指令信号を出力する。

以上のようなエンジン１０の冷却システムにおいて、エンジン１０の始動時に、エンジン１０及びその近傍における冷却水温度だけが上昇するホットスポットの発生を抑制してエンジン１０の燃費を向上させるために、電動ウォータポンプ２６により、エンジン１０のフリクションに影響を与えない程度の比較的低い流量で冷却水を循環させる必要性が生じている。このため、電動ウォータポンプ２６を駆動するブラシレスモータには、制御可能な回転速度範囲を低回転速度側へ拡大することが求められている。

なお、本実施形態では、ブラシレスモータ１００は、エンジン１０を冷却する冷却システムに組み込まれた電動ウォータポンプ２６を駆動しているが、この他、自動変速機用の油圧ポンプシステムに組み込まれた電動オイルポンプを駆動するものであってもよく、ブラシレスモータ１００が駆動する対象機器を電動ウォータポンプ２６に限定するものではない。

図２は、電動ウォータポンプ２６を駆動するブラシレスモータ１００、及びその制御装置の一例を示す。
ブラシレスモータ１００は、３相ＤＣ（Direct Current）ブラシレスモータ（３相同期電動機）であり、スター結線したＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相巻線１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗを、図示省略した円筒状のステータ（固定子）に備え、該ステータの中央部に形成した空間にロータ（永久磁石回転子）１２０を回転可能に備えている。

ブラシレスモータ１００の制御装置（以下、「モータ制御装置」という）２００は、駆動回路２１０と、マイクロコンピュータを備えた制御ユニット２２０と、を備え、制御ユニット２２０は、ＥＣＵ３８との間で通信を行う。モータ制御装置２００は、ブラシレスモータ１００の近傍に配置されるものに限られず、例えば、モータ制御装置２００のうち少なくとも制御ユニット２２０が、ＥＣＵ３８あるいは他のコントロールユニットと一体的に形成されてもよい。

駆動回路２１０は、逆並列のダイオード２１２ａ〜２１２ｆを含んでなるスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆを３相ブリッジ接続した回路と、電源回路２３０とを有しており、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆは、例えば、ＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など、電力制御の用途に用いられる半導体素子で構成されている。スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの制御端子（ゲート端子）は制御ユニット２２０に接続され、制御ユニット２２０は、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆのオン・オフをパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）によって制御することで、ブラシレスモータ１００に印加する電圧を制御している。

ＰＷＭ制御においては、三角波で設定されるキャリア信号の値（電圧レベル）と、印加電圧の指令値に基づいて設定される指示信号の値（電圧レベル）と、を比較してＰＷＭ信号を生成することで、各スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆをオン・オフさせるタイミングを検出している。

制御ユニット２２０によるブラシレスモータ１００の駆動制御は、ロータ１２０の位置情報を検出するセンサを用いないセンサレスで行われ、更に、制御ユニット２２０は、センサレス駆動方式をモータ回転速度に応じて正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とに切り替える。

正弦波駆動方式は、各相に正弦波電圧を加えてブラシレスモータ１００を駆動する方式である。この正弦波駆動方式では、ロータ１２０が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）からロータ１２０の位置情報を得る一方、速度起電圧による回転子位置の検出周期の間で、モータ回転速度に基づきロータ１２０の位置を推定し、推定したロータ１２０の位置とＰＷＭデューティとから３相出力設定値を算出し、相間電圧の差で電流の向きと強さとを制御して３相交流電流を各相に流す。

また、矩形波駆動方式は、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターン（通電モード）を所定のロータ１２０の位置毎に順次切り替えることでブラシレスモータ１００を駆動する方式である。

この矩形波駆動方式では、通電相に対するパルス状の電圧印加によって非通電相に誘起される電圧（変圧器起電圧、パルス誘起電圧）からロータ１２０の位置情報を得て、通電モードの切り替えタイミングである角度位置を検出する。

ここで、正弦波駆動方式において位置検出のために検出する速度起電圧は、モータ回転速度の低下に伴って出力レベルが低下するため、低回転速度域では位置検出の精度が低下する。一方、矩形波駆動方式において位置検出のために検出するパルス誘起電圧は、モータ停止状態を含む低回転速度域においても検出可能であり、低回転速度域でも位置検出の精度を維持できる。

そこで、制御ユニット２２０は、正弦波駆動方式で位置情報を十分な精度で検出できる高回転速度域、つまり、設定回転速度よりもモータ回転速度が高い領域では、正弦波駆動方式でブラシレスモータ１００を制御する、いわゆる高速センサレス制御を行う。

また、制御ユニット２２０は、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転速度域では、矩形波駆動方式でブラシレスモータ１００を制御する、いわゆる、低速センサレス制御を行う。なお、正弦波駆動方式では十分な精度で位置情報を検出できない低回転速度域には、設定回転速度よりも低いモータ回転速度域、及び、モータ起動時が含まれる。

更に、制御ユニット２２０は、ブラシレスモータ１００のＰＷＭ制御において、例えば、モータ回転速度と目標回転速度との偏差に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を決定して、モータ回転速度を目標回転速度に近づける。

図３は、制御ユニット２２０のうち、低速センサレス制御に関する部分を例示する機能ブロック図である。
制御ユニット２２０は、印加電圧演算部３０２、ＰＷＭ発生部３０４、ゲート信号切替部３０６、通電モード決定部３０８、比較部３１０、電圧閾値切替部３１２、電圧閾値学習部３１４、非通電相電圧選択部３１６、主周期デューティ設定部３１８、調整周期デューティ設定部３２０、デューティ補正部３２２を備えている。

印加電圧演算部３０２は、ブラシレスモータ１００の目標回転速度とブラシレスモータ１００の実際の回転速度である実回転速度とを演算し、演算された目標回転速度と実回転速度とに基づいて、印加電圧の指令値を演算する。

ＰＷＭ発生部３０４は、印加電圧演算部３０２で演算された印加電圧の指令値に基づき、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を生成する。

通電モード決定部３０８は、駆動回路２１０の通電モードを決定するモード指令信号を出力するデバイスであり、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号をトリガとして通電モードを６通りに切り替える。
通電モードとは、ブラシレスモータ１００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターンを示し、Ｕ相からＶ相に向けて電流を流す第１通電モードＭ１、Ｕ相からＷ相に向けて電流を流す第２通電モードＭ２、Ｖ相からＷ相に向けて電流を流す第３通電モードＭ３、Ｖ相からＵ相に向けて電流を流す第４通電モードＭ４、Ｗ相からＵ相に向けて電流を流す第５通電モードＭ５、Ｗ相からＶ相に向けて電流を流す第６通電モードＭ６の６種類の通電モードからなる。
そして、通電モード決定部３０８は、比較部３１０が出力するモード切替トリガ信号に応じて、第１通電モードＭ１〜第６通電モードＭ６のいずれか１つを指令するモード指令信号を出力する。

ゲート信号切替部３０６は、駆動回路２１０の各スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆがどのような動作でスイッチングするかを、通電モード決定部３０８の出力であるモード指令信号、及び、ＰＷＭ発生部３０４で生成されたＰＷＭ信号に基づいて決定し、該決定に従い６つのゲートパルス信号をモータ駆動回路２１０に出力する。

電圧閾値切替部３１２は、通電モードの切り替えタイミングの検出に用いる電圧閾値を、通電モードに応じて順次切り替えて出力し、閾値の切り替えタイミングは、通電モード決定部３０８の出力であるモード指令信号に基づき決定される。

非通電相電圧選択部３１６は、モード指令信号に従い、ブラシレスモータ１００の３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中から非通電相の電圧の検出値を選択し、比較部３１０及び電圧閾値学習部３１４に出力する。
なお、非通電相の端子電圧は、厳密にはグランドＧＮＤ−端子間の電圧であるが、本実施形態では、中性点の電圧を検出し、この中性点の電圧とグランドＧＮＤ−端子間電圧との差を求めて端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。

比較部３１０は、電圧閾値切替部３１２が出力する閾値と、非通電相電圧選択部３１６が出力する非通電相の電圧検出値（パルス誘起電圧の検出値）とを比較することで、通電モードの切り替えタイミング、換言すれば、通電モードを切り替える回転子位置（磁極位置）になったか否かを検出し、切り替えタイミングを検出したときに通電モード決定部３０８に向けてモード切替トリガを出力する。

また、電圧閾値学習部３１４は、通電モードの切り替えタイミングの判定に用いる閾値を更新して記憶するデバイスである。
非通電相（開放相）のパルス誘起電圧は、ブラシレスモータ１００の製造ばらつき、電圧検出回路の検出ばらつきなどによって変動するため、閾値として固定値を用いると通電モードの切り替えタイミングを誤って判定する可能性がある。
そこで、電圧閾値学習部３１４は、通電モードの切り替えを行う所定磁極位置でのパルス誘起電圧を検出し、当該検出結果に基づいて電圧閾値切替部３１２が記憶する閾値を修正する閾値の学習処理を実施する。

通電モードは、前述のように６通りの通電モードＭ１〜Ｍ６からなり、矩形波駆動方式では、これらの通電モードＭ１〜Ｍ６を電気角６０deg間隔で設定される切り替え角度位置で順次切り替え、３相のうちパルス電圧（パルス状の電圧）を印加する２相を順次切り替えることでブラシレスモータ１００を駆動する。

制御ユニット２２０は、図４に示すように、Ｕ相のコイルの角度位置を回転子（磁極）の基準位置（角度＝０deg）としたときに、回転子の角度位置（磁極位置）が３０degであるときに第３通電モードＭ３から第４通電モードＭ４への切り替えを行い、回転子角度位置が９０degであるときに第４通電モードＭ４から第５通電モードＭ５への切り替えを行い、回転子角度位置が１５０degであるときに第５通電モードＭ５から第６通電モードＭ６への切り替えを行い、回転子角度位置が２１０degであるときに第６通電モードＭ６から第１通電モードＭ１への切り替えを行い、回転子角度位置が２７０degであるときに第１通電モードＭ１から第２通電モードＭ２への切り替えを行い、回転子角度位置が３３０degであるときに第２通電モードＭ２から第３通電モードＭ３への切り替えを行う。

制御ユニット２２０の電圧閾値切替部３１２は、通電モードの切り替えを行う回転子の角度位置での非通電相の電圧（パルス誘起電圧）を閾値として更新可能に記憶していて、そのときの通電モードに応じた閾値を出力する。

比較部３１０は、非通電相の電圧が閾値に達したときに次の通電モードへの切り替えを実施する角度を検出したことを示す信号を出力し、係る信号に基づき通電モード決定部３０８は通電モードの切り替えを実行する。

ここで、ＰＷＭ発生部３０４で生成されたＰＷＭ信号は、そのデューティが下限デューティ（第１所定値）未満である場合には、次の理由により、主周期デューティ設定部３１８、調整周期デューティ設定部３２０、及びデューティ補正部３２２を経てから、ゲート信号切替部３０６へ出力される。

非通電相のパルス誘起電圧は、ＰＷＭ信号がオンとなってパルス電圧を２相に印加している間において検出するが、図５及び図６に示すように、パルス電圧の印加を開始した直後にはパルス誘起電圧が振れるリンギングが発生するため、ブラシレスモータ１００を低速で回転させるためにＰＷＭ信号のデューティを小さくしてオン期間を短くしていくと（パルス電圧の印加時間を短くしていくと）、リンギング期間内でパルス誘起電圧をサンプリングしてしまい、これによってパルス誘起電圧を誤検出し、通電モードの切り替えタイミングを誤判定してしまう可能性があった。

そこで、主周期デューティ設定部３１８は、図７に示すように、ＰＷＭ発生部３０４で生成されたＰＷＭ信号の連続する複数周期（例えば、Ｎ周期：Ｎは２以上の整数）のうちの所定の１周期である主周期において非通電相のパルス誘起電圧を検出すべく、主周期におけるＰＷＭ信号のデューティである主周期デューティＤ_１を、パルス誘起電圧がリンギング期間内でサンプリングされないように下限デューティＤmin（第１所定値）に制限する制限手段をなす。これにより、パルス誘起電圧の検出精度を向上させて、通電モードの切り替えタイミングの判定を安定して行うようにし、ブラシレスモータ１００の脱調の発生を抑制している。

また、調整周期デューティ設定部３２０は、図７に示すように、ＰＷＭ発生部３０４で生成されたＰＷＭ信号の連続するＮ周期のうちの主周期以外の他の周期である調整周期におけるＰＷＭ信号のデューティ、すなわち、調整周期デューティＤ_２〜Ｄ_Ｎを、主周期デューティ設定部３１８で設定された主周期デューティＤ_１（＝Ｄmin）よりも小さく設定し、主周期デューティＤ_１と調整周期デューティＤ_２〜Ｄ_Ｎとを平均化した平均デューティＤａｖ｛＝（Ｄ_１＋Ｄ_２＋・・・・＋Ｄ_Ｎ）／Ｎ｝が、回転速度に応じて設定されるデューティである設定デューティＤｔとなるように調整する調整手段をなす。これにより、主周期デューティＤ_１を下限デューティＤmin以下にできない代わりに、ＰＷＭ信号のＮ周期のうち主周期以外の他の周期である調整周期でデューティを小さくして、ＰＷＭ信号のＮ周期で実質的に設定デューティＤｔを印加するようにし、電動ウォータポンプ２６の作動領域を低回転速度側に拡大させている。

さらに、デューティ補正部３２２は、後述するように、主周期デューティ設定部３１８で設定された主周期デューティＤ_１、及び調整周期デューティ設定部３２０で設定された調整周期デューティＤ_２〜Ｄ_Ｎを、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの応答性に応じて補正する補正手段をなす。

主周期及び調整周期の周期数を特定するＮの値は、ブラシレスモータ１００の実回転速度、目標回転速度、ＰＷＭ信号の設定デューティＤｔ、ＰＷＭキャリア周波数などの種々のパラメータに基づいて変更可能であるが、以下の実施形態では、便宜上、Ｎ＝２と設定して、制御ユニット２２０が、主周期デューティＤ_１によりパルス誘起電圧の検出精度を担保し、主周期デューティＤ_１と調整周期デューティＤ_２とで設定デューティＤｔを実質的に印加するものとして説明する。

図８は、イグニッションキーがオンとなったことを契機として、ＥＣＵ３８において繰り返し行われる、ブラシレスモータ１００（電動ウォータポンプ２６）の駆動条件に関する処理の内容を示している。

ステップ１００１（図では「Ｓ１００１」と略記する。以下同様）では、電動ウォータポンプ（電動ＷＰ）２６、すなわち、ブラシレスモータ１００の駆動条件が成立しているか否かを判断する。
例えば、ブラシレスモータ１００の電源電圧が所定電圧を超えている、各種の診断処理でブラシレスモータ１００や駆動回路２１０について異常が検出されていない、ブラシレスモータ１００の電源リレーがオンになっている、電動ウォータポンプ２６の駆動要求がある、エンジン１０の水温又は油温が所定温度以上であるなどを、ブラシレスモータ１００の駆動条件に含めることができる。

なお、図１に示した冷却システムの場合、電動ウォータポンプ２６の駆動条件の成立／非成立は、ＥＣＵ３８から各種の情報を取得したモータ制御装置２００（制御ユニット２２０）が判断する構成とすることができる。

ブラシレスモータ１００の駆動条件が成立していると判定された場合には、ステップ１００２に進み、駆動フラグＦを、駆動条件が成立していることを意味する値（例えば１）に設定して、ＲＡＭ（Random Access Memory）などの書き込み可能な記憶装置に記憶する（Ｙｅｓ）。一方、ブラシレスモータ１００の駆動条件が成立していないと判定された場合には、ステップ１００３に進み、駆動フラグＦを、駆動条件が成立していないことを意味する値（例えば０）に設定してＲＡＭなどに記憶する（Ｎｏ）。

次に、図９は、イグニッションキーがオンとなったことを契機として、制御ユニット２２０により繰り返し行われる、ブラシレスモータ１００（電動オイルポンプ２６）の制御のメインルーチンを示す。
ステップ２００１では、駆動フラグＦが０から１に変化したか否か、すなわち、ブラシレスモータ１００の駆動条件が非成立状態から成立状態へ変化したか否かを判定する。駆動フラグＦが０から１に変化したと判定された場合には、ステップ２００３へ進み（Ｙｅｓ）、駆動フラグＦが０若しくは１のまま、または駆動フラグＦが１から０に変化した場合には、ステップ２００２へ進む（Ｎｏ）。

ステップ２００２では、後述するブラシレスモータ１００のセンサレス制御を行う必要があるか否かを判断すべく、駆動フラグＦが０であるか否かを判定する。駆動フラグＦが０である場合には、ブラシレスモータ１００の駆動条件が成立していないので、ブラシレスモータ１００のセンサレス制御を省略すべく、本制御処理を終了する（Ｙｅｓ）。一方、駆動フラグＦが１である場合には、ブラシレスモータ１００の駆動条件が成立しているので、センサレス制御を実行すべく、ステップ２００５へ進む（Ｎｏ）。

制御ユニット２２０は、ステップ２００１で駆動条件が非成立状態から成立状態へ変化したと判定された場合、ステップ２００３において、ブラシレスモータ１００の初期位置（駆動開始時点での磁極位置）の推定処理を実施する条件が成立しているか否かを判断する。

例えば、ブラシレスモータ１００が慣性回転している途中で駆動指令が生じた場合、推定処理の開始から完了までの間に初期位置の推定に影響を与えるほどにブラシレスモータ１００が回転してしまうことがないように、推定処理は、ブラシレスモータ１００の回転速度が所定速度以下であること、換言すれば、ロータ１２０が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）が所定電圧以下であることを条件とする。

つまり、上記の初期位置推定処理における所定速度は、初期位置の推定誤差を許容範囲内とすることができるモータ回転速度の上限値であり、前記所定電圧は、上限回転速度のときに発生する誘起電圧（速度起電圧）である。
ここで、所定速度は、所定速度≧０ｒｐｍとすることができ、モータ停止状態若しくは推定処理に要する時間での磁極位置の変化が十分に小さい低速回転状態で、初期位置の推定処理を実施する。

制御ユニット２２０は、ステップ２００３において初期位置の推定処理を実施する条件が成立していないと判断した場合、つまり、モータ回転速度が所定速度を超えている場合にはステップ２００３の処理を繰り返し、実施条件が成立していると判断すると（モータ回転速度≦所定速度が成立すると）ステップ２００４へ進む。
なお、制御ユニット２２０は、ステップ２００３において初期位置の推定処理を実施する条件が成立していないと判断した場合、初期位置の推定が不能であると判断し、ブラシレスモータ１００を所定位置まで回転させて固定する位置決め処理を実施することができる。

ステップ２００４で、制御ユニット２２０は、ブラシレスモータ１００の初期位置を推定する処理を実施し、当該推定処理で推定した初期位置に応じて駆動を開始するときの通電モードを決定し、当該決定に基づいてブラシレスモータ１００の駆動を開始する。

初期位置推定処理の概略を説明すると、ブラシレスモータ１００を回転させないようにして各通電モードでの通電を順次行い、各通電モードで非通電相（開放相）に誘起されるパルス誘起電圧を取得する。
そして、所定の組み合わせで通電モード間でのパルス誘起電圧の差を求め、当該差のレベルを相互に比較することで、ブラシレスモータ１００の初期位置を検出する。ブラシレスモータ１００の初期位置（停止位置）が検出されれば、その初期位置から駆動を開始するのに最適な通電モードが決まることになる。

ブラシレスモータ１００が回転を開始すると、制御ユニット２２０は、ステップ２００５へ進み、前述したセンサレス制御、つまり、低速域では矩形波駆動方式、高速域では正弦波駆動方式でブラシレスモータ１００を駆動する。

次に、図１０及び図１１のフローチャートは、図９のフローチャートのステップ２００５における回転速度フィードバックによるセンサレス制御の内容を示すサブルーチンである。

ステップ３００１では、印加電圧演算部３０２がブラシレスモータ１００の目標回転速度を演算する。
本実施形態の電動オイルポンプ２６を回転駆動するブラシレスモータ１００では、例えば、図１２に示すように、冷却システムの第１の冷却水通路１２、第２の冷却水通路１８、またはバイパス通路２０内を通過する冷却水の温度が高いほど目標回転速度をより高い回転速度に設定することができる。ブラシレスモータ１００が自動変速機などに油圧を供給する油圧ポンプを駆動する場合には、オイル温度（ＡＴＦ（Automatic Transmission Fluid）油温）が高いほど目標回転速度をより高い回転速度に設定する。

なお、目標回転速度は、図１の冷却システムでは、モータ制御装置２００（制御ユニット２２０）において、ＥＣＵ３８からの通信により入力した冷却水温度情報に基づいて演算されるが、これに代えて、ＥＣＵ３８で目標回転速度を演算した後、通信により、モータ制御装置２００（制御ユニット２２０）に目標回転速度の信号が入力されるようにしてもよい。

ステップ３００２では、印加電圧演算部３０２が通電モードの切り替え周期に基づいて、ブラシレスモータ１００の実回転速度を演算する。具体的には、印加電圧演算部３０２が、比較部３１０から出力されるモード切替トリガを用いて、通電モードの切り替えが行われる時間間隔を計測し、この時間間隔から回転速度を演算する。例えば、ブラシレスモータ１００の極対数が３である場合、回転速度は、「回転速度＝６０／３／時間間隔」という式から求めることができる。

ステップ３００３では、印加電圧演算部３０２が、ステップ３００１で演算した目標回転速度とステップ３００２で演算した実回転速度とに基づいて印加電圧（入力電圧）の指令値を演算する。

例えば、目標回転速度と実回転速度との偏差に基づく比例積分制御（ＰＩ制御）によって、下式に従って印加電圧（入力電圧）の指令値を決定する。
印加電圧＝回転速度偏差＊比例ゲイン＋回転速度偏差積分値＊積分ゲイン
回転速度偏差＝目標回転速度−実回転速度

ただし、印加電圧の指令値の決定方法を、目標回転速度に基づくものに限定するものではなく、例えば、電動オイルポンプ２６の目標吐出圧と実吐出圧との偏差に基づき、印加電圧の指令値を決定する方法や、要求トルクに基づき印加電圧の指令値を決定する方法など、公知の決定方法を適宜採用できる。また、目標値に実際値を近づけるための印加電圧の演算処理を、比例積分制御に限定するものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など公知の演算処理方法を適宜採用できる。

ステップ３００４では、ＰＷＭ発生部３０４により、ステップ３００３で決定した印加電圧（入力電圧）に基づいて、ブラシレスモータ１００に印加するために設定される設定デューティＤｔを演算する。具体的には、設定デューティＤｔ（％）を以下の式から算出する。
設定デューティＤｔ＝印加電圧／電源電圧＊１００

ステップ３００５では、ＰＷＭ発生部３０４により、設定デューティＤｔ≧下限デューティＤminが成立するか否かを判定する。
ここで、下限デューティＤminは、前述のように、リンギングの影響を受けずに非通電相のパルス誘起電圧を検出できるパルス電圧の印加時間、すなわちＰＷＭ信号がオンとなるデューティの下限値（＞０）であり、リンギング期間やサンプリング時間などの実測値に基づいて演算されるか、あるいはＲＯＭ（Read Only Memory）などに予め記憶されている。

下限デューティＤminは、例えば、図５に示されるように、非通電相のパルス誘起電圧のサンプリング（Ａ／Ｄ変換）を開始するタイミングを、ＰＷＭ制御においてキャリア周期毎に増減を繰り返すキャリア信号の谷、換言すれば、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央付近とする場合、リンギング期間にサンプリングが行われることを抑制し、かつ、サンプリング中に２相に対するパルス電圧の印加が停止してしまうことを抑制すべく、下式で示されるように、リンギング期間とサンプリング時間との長い方の２倍としてもよい。
Ｄmin＝max（リンギング期間、サンプリング時間）＊２／キャリア周期＊１００

また、下限デューティＤminは、例えば、図６に示されるように、前述のように、リンギング期間が経過した直後からサンプリングを開始させる場合、リンギング期間にサンプリングが行われることを抑制し、かつ、サンプリング中に２相に対するパルス電圧の印加が停止してしまうことを抑制すべく、下限デューティＤminを下式で示されるように算出してもよい。
Ｄmin＝（リンギング期間＋サンプリング時間）／キャリア周期＊１００

なお、非通電相のパルス誘起電圧は、パルス電圧のデューティによって大きさが変化し、デューティが小さいと、電圧検出の分解能を下回る電圧になってしまい、通電モードの切り替えタイミングの判定が不能になってしまう可能性があるため、必要に応じて、電圧検出の分解能を上回るパルス誘起電圧を発生させるデューティの最小値を下限デューティＤminとしてもよい。

ステップ３００５において、設定デューティＤｔ≧下限デューティＤminが成立すると判定された場合には、ステップ３００６へ進む（Ｙｅｓ）。一方、設定デューティＤｔ≧下限デューティＤminが成立しない、すなわち、設定デューティＤｔ＜下限デューティＤminであると判定された場合には、パルス誘起電圧をリンギング期間内でサンプリングしないようにすべく、ステップ３００７へ進む（Ｎｏ）。

ステップ３００６では、ＰＷＭ発生部３０４が、ステップ３００４で演算された設定デューティＤｔを、スイッチング素子に実際に印加するＰＷＭ信号のデューティである第１の印加デューティＤＡとして設定して、第１の印加デューティＤＡ（＝Ｄｔ）のＰＷＭ信号をゲート信号切替部３０６へ伝達する。

このような第１の印加デューティＤＡの設定により、図１３に示すように、３相のうちの２相に通電する、すなわち、電流方向で上流側の相に接続されたスイッチング素子（ＳＷ素子）のうち上段側のもの（以下、「上流上段側スイッチング素子」という。以下同様）をオンにし、かつ、下流下段側スイッチング素子をオン・オフする任意の通電モードにおいて、下流下段側スイッチング素子の制御端子に、オン時間の比率を設定デューティＤｔで特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。例えば、Ｖ相に接続された上段側のスイッチング素子２１４ｃをオンにし、かつ、Ｗ相に接続された下段側のスイッチング素子２１４ｆをオン・オフする通電モードＭ３では、スイッチング素子２１４ｆの制御端子に、設定デューティＤｔのＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。

ここで、ＰＷＭ発生部３０４は、上流相から下流相に向けて電流を流すために、下流下段側スイッチング素子をＰＷＭ信号に従ってオン・オフさせるだけでなく、相補ＰＷＭ方式でＰＷＭ信号を生成する。すなわち、図１３に示すように、下流下段側スイッチング素子がオンであるとき下流上段側スイッチング素子がオフとなり、下流下段側スイッチング素子がオフであるとき下流上段側スイッチング素子がオンとなるように、下流上段側スイッチング素子について、下流下段側スイッチング素子に印加するＰＷＭ信号と逆位相のＰＷＭ信号を生成する。例えば、通電モードＭ３では、Ｗ相の下段側のスイッチング素子２１４ｆに印加するＰＷＭ信号と逆位相のＰＷＭ信号をＷ相の上段側のスイッチング素子２１４ｅに印加する。

相補ＰＷＭ方式を採用するのは、通電モードＭ３を例として説明すると、下流側であるＷ相の下段側のスイッチング素子２１４ｆがオンからオフになったとき、電流は、それまで流れていた方向に流れようとするため、Ｗ相の上段側のスイッチング素子２１４ｅに逆並列に接続されたダイオード２１２ｅを通るが、スイッチング素子２１４ｅのスイッチング部におけるオン抵抗よりもダイオード２１２ｅの順方向抵抗の方が大きいため、スイッチング素子２１４ｅをオンにしておけば、電流は、スイッチング素子２１２ｅのスイッチング部（例えば、ＦＥＴのチャネルなど）を流れて電流損失を低減できるからである。

また、図１３に示すように、下流上段側スイッチング素子と下流下段側スイッチング素子とが同時にオンとなって生じる地絡・短絡を回避するために、下流下段側スイッチング素子に印加するＰＷＭ信号のオン時間よりも下流上段側スイッチング素子に印加するＰＷＭ信号のオフ時間が長くなるように、下流上段側スイッチング素子及び下流下段側スイッチング素子がいずれもオフとなるデッドタイムＺを設けている。

図１３に示すように、下流下段側スイッチング素子に印加するＰＷＭ信号は、下段キャリア信号の値と、下流側のスイッチング素子に印加するＰＷＭ信号を生成するための下流側指示信号の値と、を比較して生成し、下流上段側スイッチング素子に印加するＰＷＭ信号は、デッドタイムを設けるために下段キャリア信号の電位レベルをオフセットした上段キャリア信号の値と、下流側指示信号の値と、を比較して生成することができる。

前述した、相補ＰＷＭ方式の採用、デッドタイムの設定、及びＰＷＭ信号の生成方法については、以下で説明する第２の印加デューティ設定及び第３の印加デューティ設定においても同様に実施するものとして説明を省略する。

ステップ３００７では、ＰＷＭ発生部３０４が、設定デューティＤｔ≧Ｄmin／２が成立するか否かを判定する。なお、下限デューティＤminを２で除算しているのは、前述のように、主周期及び調整周期の周期数を特定するＮの値をＮ＝２と設定しているためであるが、設定デューティＤｔ＝Ｄmin／２（第２所定値）が成立するのは、Ｄｔ＝（Ｄ_１＋Ｄ_２）／２＝（Ｄmin＋Ｄ_２）／２という関係式において、調整周期デューティＤ_２が０となるときである。

ステップ３００７において、設定デューティＤｔ≧下限デューティＤmin／２が成立すると判定された場合には、ステップ３００８へ進む（Ｙｅｓ）。一方、設定デューティＤｔ≧下限デューティＤmin／２が成立しない、すなわち、設定デューティＤｔ＜下限デューティＤmin／２であると判定された場合には、ステップ３００９へ進む（Ｎｏ）。

ステップ３００８では、主周期デューティ設定部３１８及び調整周期デューティ設定部３２０が、それぞれ、主周期デューティＤ_１及び調整周期デューティＤ_２からなる第２の印加デューティＤＢを設定して、第２の印加デューティＤＢのＰＷＭ信号をデューティ補正部３２２へ伝達する。

ここで、主周期デューティＤ_１は下限デューティＤminに設定されて、パルス誘起電圧をリンギング期間内でサンプリングしないようにしている。また、調整周期デューティＤ_２は、０≦Ｄ_２≦Ｄminを満たす範囲で、設定デューティＤｔに応じて求められる（Ｄ_２＝２×Ｄｔ−Ｄmin）。

このような第２の印加デューティＤＢの設定により、図１４に示すように、任意の通電モードにおいて、主周期で下流下段側スイッチング素子の制御端子に、オン時間の比率を下限デューティＤminで特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する一方、調整周期では、下流側指示信号の値を変化させて、下流下段側スイッチング素子の制御端子に、オン時間の比率をＤ_２（＝２×Ｄｔ−Ｄmin）で特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。例えば、Ｖ相に接続された上段側のスイッチング素子２１４ｃをオンにし、かつ、Ｗ相に接続された下段側のスイッチング素子２１４ｆをオン・オフにする通電モードＭ３では、主周期において、スイッチング素子２１４ｆの制御端子に、下限デューティＤminのＰＷＭ信号をゲート信号として印加し、調整周期において、同じくスイッチング素子２１４ｆの制御端子に、Ｄ_２（＝２×Ｄｔ−Ｄmin）で特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。

したがって、第２の印加デューティＤＢでは、主周期において、通電モードの切り替えにより意図される回転方向である正回転方向にトルクを発生させる一方、調整周期において、主周期で流れていた電流を減少させて、主周期と同じ正回転方向に発生するトルクを減少させ、下限デューティＤmin／２以上の設定デューティＤｔで特定されたＰＷＭ信号を印加できるようにする、いわば正側のデューティ調整を行っている。

ステップ３００９では、主周期デューティ設定部３１８及び調整周期デューティ設定部３２０が、それぞれ、下限デューティＤminに等しい主周期デューティＤ_１と、−Ｄmin≦Ｄ_２＜０を満たす、すなわち、−Ｄminを最小値とするマイナス値の調整周期デューティＤ_２と、からなる第３の印加デューティＤＣを設定して、第３の印加デューティＤＣのＰＷＭ信号をデューティ補正部３２２へ伝達する。

このような第３の印加デューティＤＣの設定により、図１５に示すように、任意の通電モードにおいて、主周期では、下流側指示信号を下段キャリア信号及び上段キャリア信号と交差しない値にしつつ、上流側指示信号を下段キャリア信号及び上段キャリア信号と交差する値に変化させて、下流下段側スイッチング素子の制御端子に、オン時間の比率を下限デューティＤminで特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。

一方、調整周期では、下流側指示信号を下段キャリア信号及び上段キャリア信号と交差しない値に変化させる代わりに、上流側指示信号を下段キャリア信号及び上段キャリア信号と交差する値に変化させて、下流下段側スイッチング素子ではなく、上流下段側スイッチング素子の制御端子に、オン時間の比率を｜Ｄ_２｜（＝｜２×Ｄｔ−Ｄmin｜）で特定したＰＷＭ信号をゲート信号として印加する。このとき、下流上段側スイッチング素子の制御端子には、前述の相補ＰＷＭ方式により、オン状態のＰＷＭ信号が印加されているので、下流上段側スイッチング素子は上流側となり、上流下段側スイッチング素子は下流側となり、主周期と調整周期とでは、通電相に印加する電圧が逆となる。

したがって、第３の印加デューティＤＣでは、主周期において、通電モードの切り替えにより意図される回転方向である正回転方向にトルクを発生させる一方、調整周期において、正回転方向と逆の負回転方向にトルクを発生させ、下限デューティＤmin／２未満の設定デューティＤｔで特定されるＰＷＭ信号を印加できるようにする、いわば負側のデューティ調整を行っている。

ステップ３０１０では、デューティ補正部３２２が、ステップ３００８で設定された第２の印加デューティＤＢを、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの応答性に応じて補正する。

また、ステップ３０１１では、デューティ補正部３２２が、ステップ３００９で設定された第３の印加デューティＤＣを、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの応答性に応じて補正する。

ここで、デューティ補正部３２２が、第２の印加デューティＤＢ及び第３の印加デューティＤＣを補正する意義について説明する。
図１６（ａ）に示すように、制御ユニット２２０（ゲート信号切替部３０６）からスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの制御端子に向けて出力されるＰＷＭ信号において、第２の印加デューティＤＢ及び第３の印加デューティＤＣは、下限デューティＤminに制限された主周期デューティＤ_１と調整周期デューティＤ_２とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔに正比例するように、調整周期デューティＤ_２を調整して、ＰＷＭ信号の主周期及び調整周期の２周期で実質的に設定デューティＤｔを印加できるようにしたものである。

しかし、図１７に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆは、制御ユニット２２０からスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆへ出力されたＰＷＭ信号のデューティの０％〜Ｘ％の範囲においてオンしない、すなわち、スイッチング部（例えば、ＦＥＴのチャネルなど）を通して電流を流さない不感帯を有している。また、第３の印加デューティＤＣの設定において負側のデューティ調整を行う場合にも、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆは、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティの−Ｘ％〜０％の範囲において、同様の不感帯を有している。

したがって、図１６（ａ）及び（ｂ）に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆのスイッチング出力において、出力調整周期デューティＤ_２1は、同じ設定デューティＤｔに対して、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号の調整周期デューティＤ_２と同じ値となるべきところ、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯−Ｘ％〜Ｘ％となる範囲、すなわち、設定デューティＤｔで｛（Ｄmin−Ｘ）／２｝から｛（Ｄmin＋Ｘ）／２｝の範囲で、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆがオンしない０［％］に固定される。このため、図１６（ｃ）に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティは、設定デューティＤｔに対して、図１６（ａ）の平均デューティＤａｖのように線形変化せずにステップ状に変化してしまう。

そこで、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号のうち、第２の印加デューティＤＢ及び第３の印加デューティＤＣを、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの応答性に応じて補正して、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティを平均デューティＤａｖに合致させるようにしている。

なお、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆが不感帯を有するのは以下の理由による。
スイッチング素子が、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Field-Effect Transistor：金属酸化物電界効果トランジスタ）の場合、図１８（ｂ）に示すように、ｎ型のときのソースに対するゲート電圧、あるいは、ｐ型のときのドレインに対するゲート電圧が所定のしきい値電圧ＴＨを上回ったときに、図１８（ｃ）に示すようにスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆがオンとなって電流が流れ、図１８（ｂ）に示すように、ゲート電圧が所定のしきい値電圧ＴＨを下回ったときにスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆがオフとなって電流が遮断される。

図１８（ａ）に示すように、制御ユニット２２０からスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆのゲート端子へ出力されるＰＷＭ信号のデューティが不感帯の０％〜Ｘ％の範囲にない、すなわち、Ｘ％よりも大きい場合には、ゲート電圧が所定のしきい値電圧ＴＨを上回るまでの時間を考慮しても、図１８（ｃ）に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆがオンとなって電流が流れる時間は確保される。

しかし、図１９（ａ）に示すように、制御ユニット２２０からスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆへ出力されるＰＷＭ信号のデューティが不感帯の０％〜Ｘ％である場合には、図１９（ｂ）に示すように、ゲート電圧が所定のしきい値電圧ＴＨを上回る前に、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号がハイ（ｈｉｇｈ）レベルからロー（ｌｏｗ）レベルとなってしまうので、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆはオンされずに電流を流すことができない。このため、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆは、その制御端子に入力されるＰＷＭ信号のデューティが０に近づくとオンしなくなる不感帯を有している。

ステップ３０１０及びステップ３０１１において、デューティ補正部３２２が第２の印加デューティＤＢ及び第３の印加デューティＤＣを補正する方法としては、例えば、図２０（ａ）に示すように、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号のうち、調整周期デューティＤ_２が０未満となる、すなわち、設定デューティＤｔがＤmin／２（第２所定値）未満となる範囲で、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯である−Ｘ［％］〜０［％］の範囲に含まれないようにすべく、調整周期デューティＤ_２をＸ［％］減少させた補正調整周期デューティＤ_２０に補正する。そして、かかる補正に応じて、主周期デューティＤ_１をＸ［％］だけ増大させた補正主周期デューティＤ_１０に補正し、これにより、補正主周期デューティＤ_１０と補正調整周期デューティＤ_２０とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔとなるよう調整している。

また、補正主周期デューティＤ_１０では、主周期デューティＤ_１を、設定デューティＤｔがＤmin／２から（Ｄmin＋ｘ）／２へ増大するに従って、設定デューティＤｔに対する調整周期デューティＤ_２の変化率と同じ変化率で増大させる。

このような補正によれば、図２０（ｂ）に示すように、スイッチング素子の出力デューティにおいて、出力主周期デューティＤ_１１は、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯に影響を受けないため、補正主周期デューティＤ_１０に対して変化せず、また、出力調整周期デューティＤ_２１は、補正調整周期デューティＤ_２０がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯である−Ｘ［％］〜Ｘ［％］の範囲に含まれないように補正されているので、設定デューティＤｔでＤmin／２未満となる範囲で補正調整周期デューティＤ_２０から変化していない。このため、スイッチング素子の出力平均デューティは、図２０（ｃ）に示すように、設定デューティＤｔがＤmin／２未満となる範囲では、平均デューティＤａｖと同じく設定デューティＤｔに対して線形変化して、出力平均デューティと設定デューティＤｔとが１対１の関係となる。

また、図２０（ｂ）に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力デューティのうち、出力調整周期デューティＤ_２１は、設定デューティＤｔでＤmin／２から（Ｄmin＋Ｘ）／２の範囲において、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの有する不感帯の影響を受けて０に固定され、調整周期デューティＤ_２から減少しているものの、設定デューティＤｔがＤmin／２以上となる範囲の補正によれば、調整周期デューティＤ_２の減少分を補正主周期デューティＤ_１０で増大補正して、出力主周期デューティＤ_１１と出力調整周期デューティＤ_２１とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔとなるようにしているので、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティは、図２０（ｃ）に示すように、設定デューティＤｔがＤmin／２以上となる範囲では、平均デューティＤａｖと同じく設定デューティＤｔに対して線形変化して、出力平均デューティと設定デューティＤｔとが１対１の関係となる。

図２０（ａ）の補正を別の表現で言い換えると、要するに、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯に含まれないように調整周期デューティＤ_２を調整周期デューティＤ_２０に補正するとともに、かかる補正に応じて、主周期デューティＤ_１と調整周期デューティＤ_２とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔに対して線形関係となる（正比例する）ように、主周期デューティＤ_１を補正主周期デューティＤ_１０に補正する。そして、一部の設定デューティＤｔにおいて、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯に含まれているとしても、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力デューティにおける出力調整周期デューティＤ_２１がどのような値となるかを予め予測して、出力主周期デューティＤ_１１と出力調整周期デューティＤ_２１とを平均化した、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティが、設定デューティＤｔに対して線形関係となる（正比例する）ように主周期デューティＤ_１を補正主周期デューティＤ_１０に補正する。

ステップ３０１０及びステップ３０１１において、デューティ補正部３２２が第２の印加デューティＤＢ及び第３の印加デューティＤＣを補正する別の方法としては、例えば、図２１（ａ）に示すように、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号において、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯である−Ｘ［％］〜０［％］の範囲に含まれないようにすべく、設定デューティＤｔが（Ｄmin＋Ｘ）／２以下となる範囲で、調整周期デューティＤ_２を、Ｘ［％］の２倍すなわち２Ｘ［％］減少させた補正調整周期デューティＤ_２０に補正する。そして、かかる補正に応じて、設定デューティＤｔが（Ｄmin＋Ｘ）／２以下となる範囲で、主周期デューティＤ_１を、２Ｘ［％］だけ増大させた補正主周期デューティＤ_１０に補正し、これにより、補正主周期デューティＤ_１０と補正調整周期デューティＤ_２０とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔとなるようにしている。

図２１（ａ）の補正を別の表現で言い換えると、要するに、調整周期デューティＤ_２がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯に含まれないように調整周期デューティＤ_２を調整周期デューティＤ_２０に補正するとともに、かかる補正に応じて、主周期デューティＤ_１と調整周期デューティＤ_２とを平均化した平均デューティＤａｖが設定デューティＤｔに対して線形関係となる（正比例する）ように、主周期デューティＤ_１を補正主周期デューティＤ_１０に補正する。主周期デューティＤ_１は、調整周期デューティＤ_２の補正に応じて補正するだけである。

このような補正によれば、図２１（ｂ）に示すように、スイッチング素子の出力デューティにおいて、出力主周期デューティＤ_１１は、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯に影響を受けないため、補正主周期デューティＤ_１０に対して変化せず、また、出力調整周期デューティＤ_２１は、補正調整周期デューティＤ_２０がスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの不感帯である−Ｘ［％］〜Ｘ［％］の範囲に含まれないように補正されているので、補正調整周期デューティＤ_２０から変化していない。このため、図２１（ｃ）に示すように、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティは、平均デューティＤａｖと同じく設定デューティＤｔに対して線形変化して、出力平均デューティと設定デューティＤｔとが１対１の関係となる。

なお、制御ユニット２２０から出力されるＰＷＭ信号の補正が必要ない場合、例えば、図２０（ａ）及び図２１（ａ）において設定デューティＤｔが（Ｄmin＋Ｘ）／２〜Ｄminとなる範囲では、デューティ補正部３２２は、主周期デューティ設定部３１８及び調整周期デューティ設定部３２０から伝達されたＰＷＭ信号について、その主周期デューティＤ_１及び調整周期デューティＤ_２を何ら補正することなくゲート信号切替部３０６に伝達する。

ステップ３１０２では、非通電相電圧選択部３１６が、本ステップを実行しているときの通電モードにおける非通電相のパルス誘起電圧を検出する。具体的には、通電モードＭ１及びＭ４の場合はＷ相の電圧Ｖｗを検出し、通電モードＭ２及びＭ５の場合はＶ相の電圧Ｖｖを検出し、通電モードＭ３及びＭ６の場合はＵ相の電圧Ｖｕを検出する。

通電モードの切り替え直後は、転流電流が発生し、かかる転流電流の発生区間で検出した電圧を用いると、通電モードの切り替えタイミングを誤判断することになってしまう。そこで、通電モード切替直後の電圧検出値については、初回から設定回にわたって切り替えタイミングの判断には用いないようにすることができる。前記設定回は、ブラシレスモータ１００の実回転速度、及び、ブラシレスモータ１００に実際に流れる電流（モータ負荷）に応じて可変に設定することができ、実回転速度が高く、実際に流れる電流が高いほど、前記設定回を大きな値に設定することができる。

ステップ３０１３では、低速センサレス制御の実施条件であるか否かを判断する。
具体的には、ブラシレスモータ１００の実回転速度が、低速センサレス制御及び高速センサレス制御のいずれを実施するかの選択基準となる設定回転速度よりも高いか否かに基づいて判断する。設定回転速度は、速度起電圧をトリガとする切り替え判断を行える実回転速度の最小値であり、予め実験やシミュレーションによって決定して記憶しておく。なお、設定回転速度として、例えば、低速センサレス制御への移行を判断する第１設定回転速度と、低速センサレス制御の停止を判断する第２設定回転速度（＞第１設定回転速度）とを設定し、センサレス制御の切り替えが短時間で繰り返されることを抑制することが好ましい。

ステップ３０１３において、低速センサレス制御の実施条件であると判断した場合、換言すれば、ブラシレスモータ１００の実回転速度が設定回転速度未満である場合には、ステップ３０１４へ進み、比較部３１０が、非通電相電圧選択部３１６からの非通電相のパルス誘起電圧と、電圧閾値切替部３１２からの閾値と、を比較し、非通電相のパルス誘起電圧が閾値を横切ったと判定したときに、通電モードの切り替えタイミングであると判断してステップ３０１５へ進み、通電モード決定部３０８が次の通電モードを決定して、通電モードの切り替えを実施する。

一方、ステップ３０１３で、低速センサレス制御の実施条件ではないと判断した場合、換言すれば、ブラシレスモータ１００の実回転速度が設定速度よりも高い場合には、ステップ３０１６へ進み、非通電相のパルス誘起電圧が零レベルを横切った時点から更に３０deg回転したと判断した時点を、次の通電モードへの切り替えタイミングとして検出する、高速センサレス制御を実施する。

詳細には、３０degをそのときのモータ回転速度に基づいて時間に換算し、ゼロクロス時点から３０degに相当する時間が経過した時点で、次の通電モードへの切り替えタイミングを判定し、ステップ３０１５へ進んで、次の通電モードに切り替える。

このようなモータ制御装置２００によれば、主周期デューティＤ_１及び調整周期デューティＤ_２を、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの応答性に応じて、すなわち、不感帯によりスイッチング素子がオンしないＰＷＭ信号のデューティ範囲を考慮して、補正している。このため、スイッチング素子２１４ａ〜２１４ｆの出力平均デューティは、調整周期デューティＤ_２が０近辺の値となる設定デューティＤｔにおいて、設定デューティＤｔからの乖離が低減して、平均デューティＤａｖと同様、設定デューティＤｔに対して線形変化し、出力平均デューティと設定デューティＤｔとが１対１の関係となる。
したがって、調整周期デューティＤ_２が０近辺となるときの設定デューティＤｔで回転速度のフィードバック制御を行っても、出力平均デューティが顕著に振れることがなく、ブラシレスモータ１００の実回転速度がハンチングを起こす可能性を低減することができる。

なお、前述の実施形態では、１周期の主周期と（Ｎ−１）周期の調整周期とで構成されるＰＷＭ信号のＮ周期について、説明の便宜上、Ｎ＝２としたが、これに代えて、Ｎの値を２より大なる整数としてもよく、主周期デューティＤ_１及び調整周期デューティＤ_２〜Ｄ_Ｎについて、前述の補正と同様に補正を行うことができる。

ここで、前記実施形態から把握し得る請求項以外の技術的思想について、以下に効果と共に記載する。

（イ）３相ブラシレスモータの２相に対してスイッチング素子がＰＷＭ信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの制御装置であって、
設定されたＰＷＭ信号のデューティである設定デューティが第１所定値未満である場合、前記ＰＷＭ信号の連続する複数周期のうち所定の１周期を、前記パルス誘起電圧を検出する主周期として、前記第１所定値に制限する制限手段と、
前記主周期のデューティと、前記ＰＷＭ信号の複数周期のうち前記主周期以外の他の周期（調整周期）のデューティと、を平均化した平均デューティが、前記設定デューティとなるように、前記調整周期のデューティを調整する調整手段と、
前記ＰＷＭ信号のデューティに対する前記スイッチング素子の応答性に応じて、前記主周期のデューティ又は前記調整周期のデューティを補正する補正手段と、
を含んで構成されるブラシレスモータの制御装置。

このようにすれば、設定デューティが下限デューティ（第１所定値）未満となった場合に、非通電相のパルス誘起電圧が振れ期間内でサンプリングされないように主周期デューティを下限デューティに制限するとともに、調整周期デューティを主周期デューティよりも小さく設定し、主周期デューティと調整周期デューティとを平均化した平均デューティが設定デューティとなるように調整するブラシレスモータの制御装置は、ＰＷＭ信号のデューティに対するスイッチング素子の応答性に応じて、主周期デューティ及び調整周期デューティを補正することがきできる。
これにより、設定デューティとスイッチング素子の出力平均デューティとの乖離を低減して、設定デューティに対する出力平均デューティの線形性を向上させているので、回転速度のフィードバック制御における回転速度のハンチングを抑制することができる。

（ロ）前記補正手段は、前記調整周期のデューティの補正内容に基づいて、前記主周期のデューティを補正することを特徴とする、（イ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期デューティを補正しても、主周期デューティ及び調整周期デューティの平均による平均化デューティが設定デューティとなるように主周期デューティを補正することができる。

（ハ）前記補正手段は、前記スイッチング素子がオンしないＰＷＭ信号のデューティである不感帯に前記調整周期のデューティが含まれる場合に、前記主周期のデューティ又は前記調整周期のデューティを補正することを特徴とする（イ）又は（ロ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期デューティがスイッチング素子の不感帯に含まれないように調整周期デューティを補正するか、あるいは、調整周期デューティを補正しなくても、調整周期デューティに対してスイッチング素子の出力デューティにおける出力調整周期デューティが変化することを予め予測して主周期デューティを補正することができる。

（ニ）前記補正手段は、前記スイッチング素子がオンしないＰＷＭ信号のデューティである不感帯に前記調整周期のデューティが含まれないように、前記調整周期デューティを補正することを特徴とする（ハ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期デューティに対して、スイッチング素子の出力デューティにおける出力調整周期デューティが変化しないようにすることができる。

（ホ）前記補正手段は、前記調整周期デューティを前記不感帯の半分の幅の整数倍で補正することを特徴とする（ハ）又は（ニ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期デューティが不感帯に含まれないようにすることができる。

（ヘ）前記補正手段は、前記設定デューティが前記下限デューティよりも小さい第２所定値未満である場合に、前記調整周期のデューティを補正することを特徴とする、（イ）〜（ホ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期のディーティの一部はスイッチング素子の不感帯に含まれなくなるので、設定デューティに対するスイッチング素子の出力平均デューティの線形性が向上する。

（ト）前記第２所定値は、前記他の周期のデューティが０となる場合のデューティであることを特徴とする、（ホ）に記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、調整周期のデューティがマイナスである場合に、調整周期のデューティがスイッチング素子の不感帯に含まれないように補正することができる。

（チ）前記補正手段は、前記主周期のデューティを増大補正し、前記調整周期のデューティを減少補正することを特徴とする（イ）〜（ト）のいずれか１つに記載のブラシレスモータの制御装置。
このようにすれば、下限デューティに制限された主周期のデューティを減少補正することがなく、非通電相におけるパルス誘起電圧の検出精度が担保される。このように主周期デューティを減少補正することはできず、増大補正することしかできないが、調整周期のデューティを減少補正するようにすることで、主周期デューティと調整周期デューティとを平均化した平均デューティを設定デューティに一致させることができる。

１００…ブラシレスモータ、１１０ｕ…Ｕ相、１１０ｖ…Ｖ相、１１０ｗ…Ｗ相、１２０…ロータ、２００…モータ制御装置、２１０…駆動回路、２１２ａ〜２１２ｆ…スイッチング素子、３０２…印加電圧演算部、３０４…ＰＷＭ発生部、３０６…ゲート信号切替部、３０８…通電モード決定部、３１０…比較部、３１２…電圧閾値切替部、３１６…非通電相電圧選択部、３１８…主周期デューティ設定部、３２０…調整周期デューティ設定部、３２２…デューティ補正部

Claims (4)

1. ３相ブラシレスモータの２相に対してスイッチング素子がパルス幅変調信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータの制御装置であって、
   設定されたパルス幅変調信号のデューティである設定デューティが第１所定値未満である場合、前記パルス幅変調信号の連続する複数周期のうち所定の１周期を、前記パルス誘起電圧を検出する周期として、前記第１所定値に制限する制限手段と、
   制限された前記所定の１周期のデューティと、前記パルス幅変調信号の複数周期のうち前記所定の１周期以外の他の周期のデューティと、を平均化した平均デューティが前記設定デューティとなるように、前記他の周期のデューティを調整する調整手段と、
   前記パルス幅変調信号のデューティに対する前記スイッチング素子の応答性に応じて、前記所定の１周期のデューティ又は前記他の周期のデューティを補正する補正手段と、
   を含んで構成されるブラシレスモータの制御装置。
2. 前記補正手段は、前記パルス幅変調信号のデューティが前記第１所定値よりも小さい第２所定値未満である場合に、前記他の周期のデューティを補正することを特徴とする、請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
3. 前記補正手段は、前記他の周期のデューティの補正内容に基づいて、前記所定の１周期のデューティを補正することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置。
4. ３相ブラシレスモータの２相に対してスイッチング素子がパルス幅変調信号に応じたパルス電圧を印加する通電モードを、非通電相に誘起されるパルス誘起電圧に基づいて切り替えるブラシレスモータのコントロールユニットが、
   前記パルス幅変調信号のデューティが所定値未満である場合、前記パルス幅変調信号の連続する複数周期のうち所定の１周期を、前記パルス誘起電圧を検出する周期として、前記所定値に制限し、
   制限された前記所定の１周期のデューティと、前記パルス幅変調信号の複数周期のうち前記所定の１周期以外の他の周期のデューティと、を平均化した平均デューティが、前記パルス幅変調信号のデューティとなるように、前記他の周期のデューティを調整し、
   前記パルス幅変調信号のデューティに対する前記スイッチング素子の応答性に応じて、前記所定の１周期のデューティ又は前記他の周期のデューティを補正する、
   ブラシレスモータの制御方法。