JP2015156777A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】動作中に外部負荷が急増した場合でも一定期間は過電流保護機能が働くことを防止できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置の制御回路３５は、トランジスタ２をオン／オフさせて出力電圧Ｖｏを制御する出力電圧制御部と、インダクタ電流ＩＬが上限値Ｉｈに到達した場合にトランジスタ２をオフ状態にする過電流保護部と、外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされた場合に一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させるインダクタンス制御部とを含む。したがって、一定時間Ｔｃ内に外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が終了するので、過電流保護機能が働くのを防止できる。【選択図】図７

Description

この発明はスイッチング電源装置に関し、特に、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して負荷に与えるスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置の一例として降圧チョッパ回路が知られている。降圧チョッパ回路は、スイッチング素子、インダクタ、および還流ダイオードを備え、第１の直流電圧を第２の直流電圧に降圧して負荷に供給するものである。また、インダクタの代わりに可変インダクタンス回路を使用するものもある。

特許文献１には、可変インダクタンス回路に流れる電流が不連続になる場合は可変インダクタンス回路のインダクタンスを増大させるスイッチング電源装置が開示されている。

また特許文献２には、出力電圧が低下した場合に可変インダクタンス回路のインダクタンスを低下させるスイッチング電源装置が開示されている。

また特許文献３には、出力コンデンサの放電電流が増加した場合に可変インダクタンス回路のインダクタンスを低下させるスイッチング電源装置が開示されている。

また特許文献４には、過電流が流れた場合にスイッチング素子をオフ状態にする過電流保護機能を有するスイッチング電源装置が開示されている。

特開平９−１２１５３４号公報 特開２００５−１６８１５７号公報 特開２００７−２９５７４３号公報 特開平５−１３０７３０号公報

近年、スイッチング電源装置を備えた電気機器では、動作中の電気機器に周辺機器を接続する必要が生じている。入力コンデンサが充電されていない周辺機器を動作中の電気機器に接続すると、スイッチング電源装置の容量性負荷が急増した状態になって過電流が流れ、過電流保護機能によってスイッチング電源装置の動作が停止されるという問題があった。このような場合、入力コンデンサの充電が完了した後は過電流は流れず、正常に動作するので、一定期間は過電流保護機能が働くことを防止する必要がある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、動作中に外部負荷が急増した場合でも一定期間は過電流保護機能が働くことを防止することが可能なスイッチング電源装置を提供することである。

この発明に係るスイッチング電源装置は、第１および第２の入力端子間に与えられた第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して第１および第２の出力端子間に出力するスイッチング電源装置であって、第１の直流電圧によって駆動され、スイッチング素子、可変インダクタンス回路、および還流ダイオードを含み、電流を出力する電流発生回路と、第１および第２の出力端子間に接続され、電流発生回路の出力電流によって充電される出力コンデンサと、可変インダクタンス回路に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出器と、電流発生回路を制御する制御回路とを備えたものである。可変インダクタンス回路のインダクタンスは、第１の値と、第１の値よりも大きな第２の値とのうちのいずれかの値に変更可能になっている。制御回路は、第２の直流電圧が目標電圧になるようにスイッチング素子をオン／オフさせる出力電圧制御部と、電流検出器の検出値が上限値に到達したことに応じてスイッチング素子をオフ状態にする過電流保護部と、スイッチング素子が過電流保護部によってオフ状態にされる前に、予め定められた時間だけ可変インダクタンス回路のインダクタンスを第１の値から第２の値に増大させるインダクタンス制御部とを含む。

この発明に係るスイッチング電源装置では、スイッチング素子が過電流保護部によってオフ状態にされる前に、予め定められた時間だけ可変インダクタンス回路のインダクタンスを増大させる。したがって、動作中に外部負荷として容量性負荷が接続された場合に過電流が流れるのを予め定められた時間だけ防止することができる。外部負荷が容量性負荷である場合は、予め定められた時間内に容量性負荷の充電が終了してインダクタ電流が減少するので、過電流保護機能が動作することを防止することができる。また、外部負荷が抵抗値の小さな抵抗性負荷である場合は、予め定められた時間の経過後も過電流が流れるので、過電流保護機能を動作せることができる。

本発明の比較例１となるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 図１に示したスイッチング装置の動作を示すタイムチャートである。 図１に示したスイッチング装置の他の動作を示すタイムチャートである。 本発明の比較例２となるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 図２に示したスイッチング装置の動作を示すタイムチャートである。 図２に示したスイッチング装置の他の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 図７に示したスイッチング装置の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態６によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態７によるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。

[比較例１]
図１は、本発明の比較例１となるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１，Ｔ２、出力端子Ｔ３，Ｔ４、入力コンデンサ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２、還流ダイオード３、インダクタＬ１、電流検出器４、出力コンデンサ５、および制御回路６を備える。

このスイッチング電源装置は、降圧チョッパ回路であり、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に与えられた直流電圧Ｖｉを降圧して所望の直流電圧Ｖｏを生成し、その直流電圧Ｖｏを出力端子Ｔ３，Ｔ４間に出力するものである。出力端子Ｔ３，Ｔ４間には、内部負荷７が接続される。スイッチング電源装置および内部負荷７は、電気機器を構成する。

入力端子Ｔ１，Ｔ２は、それぞれ直流電源２０の正極および負極に接続される。直流電源２０は、電気機器の電源であり、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流電圧Ｖｉを出力する。出力端子Ｔ３，Ｔ４間には、外部負荷２１が接続される。外部負荷２１は、電気機器に接続される周辺機器を示している。

外部負荷２１は、スイッチ２２，２３、コンデンサ２４、および抵抗素子２５を含む。スイッチ２２，２３の一方端子は、それぞれ出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続される。スイッチ２２，２３は、同時にオン／オフする。コンデンサ２４は、スイッチ２２，２３の他方端子間に接続される。抵抗素子２５は、コンデンサ２４に並列接続される。コンデンサ２４は、周辺機器の入力コンデンサを示している。抵抗素子２５は、周辺機器の内部回路を示している。外部負荷２１は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏによって駆動される。スイッチ２２，２３がオンされると、スイッチング電源装置の容量性負荷が急増することとなる。

入力コンデンサ１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続され、入力された直流電圧Ｖｉを安定化させる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のドレインは入力端子Ｔ１に接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２は寄生ダイオード２ｄを含む。寄生ダイオード２ｄのアノードおよびカソードは、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースおよびドレインに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２は、スイッチング素子を構成する。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のゲートは、制御回路６からの制御信号ＣＮＴを受ける。制御信号ＣＮＴが「Ｈ」レベルにされるとＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンし、制御信号ＣＮＴが「Ｌ」レベルにされるとＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオフする。

還流ダイオード３のアノードは入力端子Ｔ２および出力端子Ｔ４に接続され、そのカソードはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースに接続される。インダクタＬ１の一方端子はＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースに接続され、その他方端子は出力端子Ｔ３に接続される。インダクタＬ１は、電磁エネルギーの蓄積および放出、電流の平滑化を行なう。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２、還流ダイオード３、およびインダクタＬ１は、電流発生回路を構成する。

電流検出器４は、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を制御回路６に出力する。出力コンデンサ５は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続され、出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｖｏを平滑化および安定化させる。

制御回路６は、出力電圧Ｖｏの瞬時値を検出し、その検出値が目標電圧になるように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のゲートに制御信号ＣＮＴを与えてＮチャネルＭＯＳトランジスタ２をオン／オフ制御する出力電圧制御部を含む。制御信号ＣＮＴは、所定のスイッチング周期で交互に「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。「Ｈ」レベルになる時間とスイッチング周期の比はデューティ比と呼ばれる。この出力電圧制御部は、出力電圧Ｖｏが目標電圧になるように制御信号ＣＮＴのデューティ比を調整する。

また、制御回路６は、インダクタ電流ＩＬが予め定められた上限値Ｉｈに到達したことに応じて制御信号ＣＮＴを「Ｌ」レベルに固定し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２をオフ状態に固定する過電流保護部を含む。この過電流保護部は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２をオフ状態に固定にして電流を遮断することにより、直流電源２０、スイッチング電源装置、内部負荷７、および外部負荷２１を保護する。

次に、このスイッチング電源装置の動作について説明する。まず、外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオフされている場合について説明する。制御信号ＣＮＴが「Ｈ」レベルにされると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンする。これにより、直流電源２０の正極から入力端子Ｔ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２、インダクタＬ１、出力コンデンサ５および内部負荷７の並列接続体、入力端子Ｔ２、および直流電源２０の負極の経路で電流が流れ、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄えられるとともに、出力コンデンサ５および内部負荷７の並列接続体に電流が供給される。

制御信号ＣＮＴが「Ｌ」レベルにされると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオフし、インダクタＬ１の一方端子（出力端子Ｔ３側の端子）から出力コンデンサ５および内部負荷７の並列接続体、還流ダイオード３を介してインダクタＬ１の他方端子に電流が流れ、インダクタＬ１の電磁エネルギーが放出されるとともに、出力コンデンサ５および内部負荷７の並列接続体に電流が供給される。このような経路で電流が流れる状態は、一般に還流と呼ばれる。

制御信号ＣＮＴのデューティ比を大きくすると出力電圧Ｖｏが上昇し、制御信号ＣＮＴのデューティ比を小さくすると出力電圧Ｖｏが下降する。したがって、制御信号ＣＮＴのデューティ比を調整することにより、出力電圧Ｖｏを目標電圧に一致させることができる。

この状態で外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされると、外部負荷２１のコンデンサ２４と抵抗素子２５が出力コンデンサ５に並列接続され、出力コンデンサ５から外部負荷２１に負荷電流が流れて出力電圧Ｖｏが低下する。

外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが大きい場合は、出力電圧Ｖｏの低下の程度は小さく、制御信号ＣＮＴのデューティ比を再調整することにより、出力電圧Ｖｏを目標電圧に一致させることができる。

しかし、外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが小さい場合（特にコンデンサ２４の容量値が大きい場合）は、出力電圧Ｖｏが大きく低下し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２をオンさせたときにインダクタＬ１に過電流が流れる。インダクタＬ１に過電流が流れると、過電流保護機能によってＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオフ状態に固定され、内部負荷７および外部負荷２１への直流電圧の供給が停止されてしまう。これは、動作中の電気機器に周辺機器が接続されたときに、電気機器の動作が停止してしまうことに相当する。

図２（ａ）（ｂ）は外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが大きい場合におけるスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートであり、特に、図２（ａ）は出力電圧Ｖｏを示し、図２（ｂ）はインダクタ電流ＩＬを示している。

図２（ａ）（ｂ）において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２は所定の周期Ｔでオン／オフされている。トランジスタ２がオンされている期間Ｔｏｎでは、インダクタ電流ＩＬは時間の経過とともに直線的に増加する。トランジスタ２がオフされている期間Ｔｏｆｆでは、インダクタ電流ＩＬは時間の経過とともに直線的に減少する。インダクタＬ１の電磁エネルギーの放出が終了すると、インダクタＬ１に電流が流れない期間（インダクタ電流ＩＬが０となる期間）Ｔｒが発生する。この期間Ｔｒでは出力コンデンサ５から負荷２１に対して電力供給が行なわれる。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンとオフを繰り返す１周期Ｔのうちに、インダクタ電流ＩＬが０となる期間Ｔｒを持つ動作モードを不連続モードと呼び、インダクタ電流ＩＬが０となる期間Ｔｒを持たない動作モードを連続モードと呼ぶ。制御回路７には通常、所定のスイッチング周期Ｔが予め設定されている。制御回路７は、オン時間およびオフ時間の和が予め定められたスイッチング周期Ｔに達したならば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２を再びオン状態にし、以後、このようなオン／オフ制御を繰り返す。

ここで、連続モードと不連続モードにおける素子の損失について説明する。還流ダイオード３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンする期間Ｔｏｎは電流を阻止し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオフする期間ＴｏｆｆはインダクタＬ１に蓄えられた電磁エネルギーを放出させる方向に電流を流す。

還流ダイオード３の損失は、連続モードと不連続モードで異なる。すなわち、還流ダイオード３としては、ショットキダイオードまたはファーストリカバリーダイオードが使用されるが、これらの使い分けは耐圧によって決められる。還流ダイオード３に必要とされる耐圧が２００Ｖ未満である場合は、主にショットキダイオードが還流ダイオード３として使用される。また、還流ダイオード３に必要とされる耐圧が２００Ｖを越える場合は、ファーストリカバリーダイオ―ドが還流ダイオード３として使用される。

ダイオードの損失には、大きく分けて順方向損失と逆方向損失がある。順方向損失とは、ダイオードが本来電流を流す方向での損失を指し、ダイオードのアノードとカソードの間の電圧と電流との積で求められる。これに対して逆方向損失とは、本来ダイオードが電流を阻止する方向に流れる際の損失である。理想的なダイオードであれば、逆方向に電流は流れないが、実際のダイオードでは、順方向期間に流れていた電流の方向が逆転した際に速やかに電流を遮断することができず、一定の時間電流が流れてしまう。この期間を逆回復時間と呼ぶ。逆方向損失はダイオードにかかる逆電圧と逆電流の積で求まる。

ショットキダイオードでは、逆方向時間が発生する原因であるキャリアの蓄積がないために、逆方向損失はほとんど発生しない。これに対してファーストリカバリーダイオードでは逆方向損失が発生してしまう。一般的に耐圧が２００Ｖを越えるショットキバリアダイオードはないので、高電圧用の降圧チョッパ回路の還流ダイオード３には、ファーストリカバリーダイオードを使用せざるを得ない。また逆方向損失はダイオードにかかる電圧と電流の積で求まるので、高電圧であればあるほど、この逆方向損失が大きくなってしまい、熱破壊を起こしてしまう。

この逆方向損失は、順方向電流が流れている期間から、極性を反転した際に発生する損失であり、順方向電流が予め流れていない場合は、突然逆方向の電圧を印加しても、逆方向損失は発生しない。そこで、スイッチング電源装置、特に高電圧を扱う降圧チョッパ回路では、ダイオードのこの特性を利用して不連続モードを積極的に採用する。不連続モードでは、還流ダイオード３の電流がゼロになる期間があるために、次のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンするタイミング、すなわち還流ダイオード３に逆方向の電流が流れるタイミングでも逆方向損失が発生しない。このため不連続モードを採用することにより、還流ダイオード３の損失を低減することができる。

また、インダクタＬ１の大きさとインダクタンスの関係について説明する。インダクタＬ１は磁性体あるいは空気などをコアにして、その周りに銅線を巻くことで形成できる。インダクタＬ１のインダクタンスは巻数の２乗に比例するので、インダクタンスを大きくするには、銅線の巻数を増やせばよい。しかし、コアの形状や銅線の線径などで制限されるので、コアの形状を大きくするなどの対応が必要となり、インダクタンスが大きくなればインダクタＬ１が大型化する。そこで、不連続モードで動作させるために積極的にインダクタンスを小さくするように設計すると、スイッチング電源装置の小形化を図ることができる。

図２（ａ）（ｂ）では、時刻ｔ０において外部負荷２１のスイッチ２２がオンされ、時刻ｔ１においてトランジスタ２がオンされた場合が示されている。外部負荷２１のスイッチ２２は、トランジスタ２がオフされている期間にオンされるものとする。時刻ｔ０において外部負荷２１のスイッチ２２がオンされると、負荷が急に増大して出力電圧Ｖｏが低下し、出力電圧Ｖｏを上昇させるために制御信号ＣＮＴのデューティ比が増大され、次のスイッチング周期Ｔにおけるトランジスタ２のオン期間Ｔｏｎが長くなり、インダクタ電流ＩＬが増大する。

ここで、インダクタＬ１のインダクタンスをＬａとし、トランジスタ２のオン時間をｔ１とすると、インダクタ電流ＩＬは、数式ＩＬ＝[（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌａ]×ｔ１に従って直線的に増加する。電圧Ｖｉ，Ｖｏが一定である期間では、直線の傾きを示す（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌａは一定であるので、スイッチ２２，２３がオンする前後でインダクタ電流ＩＬの傾きは変わらない。しかし、制御信号ＣＮＴのデューティ比が増大されてトランジスタ２のオン時間ｔ１が長くなると、インダクタ電流ＩＬのピーク値が増大する。

図２（ａ）（ｂ）においては、過電流保護機能が働く上限値Ｉｈよりもインダクタ電流ＩＬのピーク値が小さいので過電流保護機能は働かず、外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が完了すると外部負荷２１のインピーダンスは大きくなるので、やがてインダクタ電流ＩＬは安定する。

また、図３（ａ）（ｂ）は外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが小さい場合におけるスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートであり、それぞれ図２（ａ）（ｂ）と対比される図である。図３（ａ）（ｂ）では、出力電圧Ｖｏが大きく低下したためトランジスタ２のオン時間が長くなり、時刻ｔ２においてインダクタ電流ＩＬが上限値Ｉｈに到達する。このため、外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が完了される前に過電流保護機能が働き、トランジスタ２がオフ状態に固定されて出力電圧Ｖｏが０Ｖまで低下する。

[比較例２]
図４は、本発明の比較例２となるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図４を参照して、このスイッチング電源装置が図１のスイッチング電源装置と異なる点は、インダクタＬ１が可変インダクタンス回路３０で置換され、制御回路８が制御回路３１で置換されている点である。

可変インダクタンス回路３０は、インダクタＬ１，Ｌ２およびスイッチＳＷを含む。インダクタＬ１，Ｌ２はトランジスタ２のソースと出力端子Ｔ３の間に直列接続される。スイッチＳＷは、インダクタＬ２に並列接続される。インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスをそれぞれＬａ，Ｌｂとする。スイッチＳＷは、通常はオンされている。スイッチＳＷがオンされている場合は、インダクタＬ２の端子間が短絡され、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスはＬａとなる。スイッチＳＷがオフされると、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスはＬａ＋Ｌｂとなる。

制御回路３１は、比較例１で説明した制御回路６の出力電圧制御部および過電流保護部に加え、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶが予め定められたしきい値電圧ＶＴＨを越えたことに応じてスイッチＳＷをオフ状態に固定し、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスをＬａからＬａ＋Ｌｂに増大させてインダクタ電流ＩＬを抑制する電流抑制部を含む。

外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが大きい場合は、外部負荷２１のスイッチ２２，２３をオンしても出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えないので、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷはオンしたままである。この場合における比較例２のスイッチング電源装置の動作は、図２（ａ）（ｂ）で示した比較例１のスイッチング電源装置の動作と同じになる。

また、図５（ａ）（ｂ）は外部負荷２１のコンデンサ２４の容量値が大きい場合におけるスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートであり、それぞれ図３（ａ）（ｂ）と対比される図である。図５（ａ）（ｂ）中の点線で示されるように、比較例１では外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされると、インダクタ電流ＩＬが上限値Ｉｈに到達して過電流保護機能が働き、トランジスタ２がオフ状態に固定された。

これに対して本比較例２では、外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされて出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えると、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオフ状態に固定され、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに増加する。このため、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制され、過電流保護機能が動作せず、トランジスタ２のオン／オフは継続される。外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が終了すると、トランジスタ２のオン時間は減少し、スイッチング電源装置は不連続モードで動作する。

また、図６（ａ）（ｂ）は外部負荷２１の抵抗素子２５の抵抗値が小さい場合におけるスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートであり、それぞれ図５（ａ）（ｂ）と対比される図である。外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされて出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えると、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオフ状態に固定され、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに増加する。このため、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制され、過電流保護機能が動作せず、トランジスタ２のオン／オフは継続される。この場合は、抵抗素子２５の抵抗値が小さいので、外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が終了してもトランジスタ２のオン時間は短縮されず、スイッチング電源装置は連続モードで動作する。

しかし、スイッチング電源装置を連続モードで動作させると、還流ダイオード３に順方向電流が流れている場合に還流ダイオード３に印加する電圧の極性を反転させることとなり、還流ダイオード３において逆方向損失が発生する。したがって、還流ダイオード３の損失増大を招き、還流ダイオード３が破壊される恐れがある。

[実施の形態１]
図７は、本発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図７を参照して、このスイッチング電源装置が図４のスイッチング電源装置と異なる点は、制御回路３１が制御回路３５で置換されている点である。

制御回路３１は、比較例１で説明した制御回路６の出力電圧制御部および過電流保護部に加え、インダクタンス制御部を含む。このインダクタンス制御部は、予め定められた一定時間Ｔｃを計時するタイマー３６を含み、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えたか否かを判別する。そしてインダクタンス制御部は、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えていないと判別した場合は、スイッチＳＷをオン状態に維持する。またインダクタンス制御部は、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えたと判別した場合は、スイッチＳＷを一定時間Ｔｃだけオフ状態にし、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを一定時間ＴｃだけＬａからＬａ＋Ｌｂに増大させてインダクタ電流ＩＬを制限する。

外部負荷２１のコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体のインピーダンスが大きい場合は、外部負荷２１のスイッチ２２，２３をオンしても出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えないので、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷはオンしたままである。この場合における本実施の形態１のスイッチング電源装置の動作は、図２（ａ）（ｂ）で示した比較例１のスイッチング電源装置の動作と同じになる。

外部負荷２１のコンデンサ２４の容量値が大きい場合、本実施の形態１のスイッチング電源装置の動作は、図５（ａ）（ｂ）で示した比較例２の動作と同じになる。すなわち、外部負荷２１のスイッチ２２，２３をオンすると、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越え、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフ状態に固定され、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに一定時間Ｔｃだけ増加する。

このため、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制され、過電流保護機能は動作せず、トランジスタ２のオン／オフは継続される。一定時間Ｔｃが経過すると、スイッチＳＷは再度オンし、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａ＋ＬｂからＬａに減少する。可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａ＋Ｌｂにされている期間に外部負荷２１のコンデンサ２４の充電が終了し、インダクタ電流ＩＬは減少し、スイッチング電源装置は不連続モードで動作する。

また、図８（ａ）（ｂ）は外部負荷２１の抵抗素子２５の抵抗値が小さい場合におけるスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートであり、それぞれ図６（ａ）（ｂ）と対比される図である。外部負荷２１のスイッチ２２，２３をオンすると、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越え、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフ状態に固定され、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに増加する。この期間では、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制され、過電流保護機能が動作せず、トランジスタ２のオン／オフは継続される。

一定時間Ｔｃが経過して可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされると、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａ＋ＬｂからＬａに減少する。これにより、インダクタ電流ＩＬが増大して上限値Ｉｈに到達し、過電流保護機能が動作してトランジスタ２がオフ状態に固定される（時刻ｔ３）。

この実施の形態１では、外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされた場合は、一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させる。したがって、外部負荷２１のコンデンサ２４の容量値が大きい場合に、コンデンサ２４の充電が終わるまで過電流保護機能が動作するのを防止することができ、コンデンサ２４の充電の終了後は外部負荷２１に直流電圧Ｖｏを正常に供給することができる。

また、外部負荷２１の抵抗素子２５の抵抗値が小さい場合は、一定時間Ｔｃの経過後に過電流保護機能を動作させることができるとともに、連続モードに移行することによる還流ダイオード３の損失の増大を防止することができる。

また、最近の電気機器では、動作中の電気機器に周辺機器を接続する必要が生じている。たとえば、電気機器に含まれるスイッチング電源装置の出力端子Ｔ３，Ｔ４が外部接続端子対とされ、その外部接続端子対にメンテナンス用の周辺機器を取り付けて本電気機器の状態を把握する場合が挙げられる。

連続動作中の電気機器の電源を一旦落とすことができず、稼働状態の電気機器に周辺機器を接続する際、周辺機器の入力コンデンサが前もって充電されていない場合は、たとえその周辺機器の消費電流が小さくても、接続した瞬間に周辺機器の入力コンデンサを充電する状態（容量性負荷が急増、急変する状態）に陥る。しかし、このような現象は過渡状態であるので、その状態の間に過電流保護機能が動作して電気機器が停止してしまうと、電気機器の信頼性を損なう。そこで、本実施の形態１では、過渡状態の期間中に可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを一定時間Ｔｃだけ大きくすることで、過電流保護機能が動作することを防止している。

また、電気機器に外付け機器を接続している場合において、何らかの原因で外付け機器が半故障状態になったときに、その状態を検知することができずに可変インダクタンス回路３０のインダクタンスが大きくなった状態が継続され、連続モードが継続されて還流ダイオード３が破損する恐れがある。本実施の形態１では、外付け機器が半故障状態になってスイッチＳＷがオフした場合でも、一定時間Ｔｃの経過後にスイッチＳＷがオンして可変インダクタンス回路３０のインダクタンスが小さくなるので、過電流保護機能が動作し、還流ダイオード３の破損を防止することができる。

また、本実施の形態１では、通常はインダクタＬ２に電流を流さず、外部負荷２１のスイッチ２２，２３を接続した場合もインダクタＬ２には一定時間Ｔｃしか電流を流さないので、インダクタＬ２の温度上昇を小さくすることができる。このため、インダクタＬ２を冷却する手段は不要であるので、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。これに対して比較例２では、外部負荷２１のスイッチ２２，２３を接続した場合はインダクタＬ２に電流が流れ続け、インダクタＬ２の温度上昇が大きくなるので、インダクタＬ２を冷却する手段が必要となり、装置の大型化、高コスト化を招く。

なお、本実施の形態１では、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させたが、これに限るものではなく、トランジスタ２のオン期間におけるインダクタ電流ＩＬが予め定められたしきい値電流ＩＴＨを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させても構わない。ただし、ＩＴＨ＜Ｉｈである。

また、トランジスタ２のオン期間におけるインダクタ電流ＩＬの増加速度（Ａ／ｓ）がしきい値速度ｖｔｈを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させても構わない。

また、本実施の形態１では、本願発明が降圧チョッパ回路に適用された場合について説明したが、これに限るものではなく、本願発明は他のスイッチング電源装置、たとえば昇圧回路、フォワード電源回路、フライバック電源回路にも適用可能である。

また、インダクタＬ１，Ｌ２としては、チョークコイルを使用してもよいし、変圧器の１次巻線を使用してもよい。たとえば、フライバック電源回路においては、インダクタＬ１としてフライバックトランスの１次巻線を用いてもかまわない。

また、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷを一定時間Ｔｃだけオフさせるために、制御回路３５内にタイマー３６を設けたが、スイッチＳＷを一定時間Ｔｃだけオフさせることが可能であれば、どのような手段を設けても構わない。たとえば、タイマー３６が制御回路３５の外部に設けられていても構わない。

また、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷをオフさせる一定時間Ｔｃは、厳密に規定する必要はない。たとえば、過電流状態により破壊する恐れのある素子の一つとして還流ダイオード３があるが、過電流が流れ始めてから素子破壊が発生するまでには一定の猶予期間があり、また還流ダイオード３がヒートシンク等冷却器に接続される場合はさらにその猶予期間は増す。

したがって、外部負荷２１のコンデンサ２４が満充電状態になったときに速やかにスイッチＳＷをオンさせることは必ずしも必要でない。また逆に、外部負荷２１のスイッチ２２，２３をオンしたときにおけるインダクタ電流ＩＬの急激な増加はコンデンサ２４の充電状況によるが、必ずしもコンデンサ２４が満充電されるまでスイッチＳＷをオフさせる必要はなく、ある程度急激な電流増加が抑制されたときにスイッチＳＷをオンさせてもよい。

また、スイッチＳＷをオン／オフさせた場合には、次の一定時間（たとえば１分間）はスイッチＳＷをオン／オフさせる動作を停止させる機能を付加してもよい。この場合は、本実施の形態１のスイッチング電源装置の動作をより明確に保証することができる。

[実施の形態２]
図９は、この発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、可変インダクタンス回路３０が可変インダクタンス回路４０で置換されている点である。

可変インダクタンス回路４０は、インダクタＬ１１，Ｌ１２とスイッチＳＷを含む。インダクタＬ１１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースと出力端子Ｔ３の間に接続される。インダクタＬ１２およびスイッチＳＷは、インダクタＬ１１の２つの端子間に直列接続される。電流検出器４は、可変インダクタンス回路４０に流れる電流の瞬時値を検出し、検出値を示す信号を制御回路３５に与える。

次に、このスイッチング電源装置の動作について説明する。外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオフされている定常状態では、スイッチＳＷはオンされ、２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２は並列接続される。インダクタＬ１１，Ｌ１２のインダクタンスをそれぞれＬｃ，Ｌｄとすると、可変インダクタンス回路４０のインダクタンスはＬｃ／（１＋Ｌｃ／Ｌｄ）となる。

次に、外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされて出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えると、スイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフされ、可変インダクタンス回路４０のインダクタンスは一定時間だけＬｃに増大し、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制される。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態２でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

[実施の形態３]
図１０は、この発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、制御回路３５が制御回路３５Ａで置換されている点である。また、外部負荷２１の代わりに、外部負荷２１Ａが出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続される。

外部負荷２１Ａは、スイッチ２２，２３、コンデンサ２４、および抵抗素子２５を含み、スイッチ２２，２３がオンされているか否かを示す制御信号ＣＮＴＡを出力する。たとえば、スイッチ２２，２３がオフされている場合は制御信号ＣＮＴＡは「Ｌ」レベルにされ、スイッチ２２，２３がオンされている場合は制御信号ＣＮＴＡは「Ｈ」レベルにされる。

制御回路３５Ａは、比較例１で説明した制御回路６の出力電圧制御部および過電流保護部に加え、インダクタンス制御部を含む。このインダクタンス制御部は、制御信号ＣＮＴＡが「Ｈ」レベルにされているか否かに基づいてスイッチ２２，２３がオンされたか否かを判別する。そしてインダクタンス制御部は、スイッチ２２，２３がオンされたと判別した場合は、一定時間ＴｃだけスイッチＳＷをオフさせ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを一定時間ＴｃだけＬａからＬａ＋Ｌｂに増大させる。また、インダクタンス制御部は、スイッチ２２，２３がオンされていないと判別した場合は、スイッチＳＷをオン状態に維持し、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスをＬａに設定する。

次に、動作について説明する。外部負荷２１Ａのスイッチ２２，２３がオフされている場合は、制御信号ＣＮＴＡが「Ｌ」レベルにされ、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされ、トランジスタ２がオン／オフされて出力電圧Ｖｏが目標電圧に維持される。

次いで外部負荷２１Ａのスイッチ２２，２３がオンされると、制御信号ＣＮＴＡが「Ｈ」レベルにされ、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフされ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに一定時間Ｔｃだけ増大され、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制される。

他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

また、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えるか否かに関係なく、制御信号ＣＮＴＡの論理レベルに基づいて容量性負荷が急増したか否かを判別するので、実施の形態１よりも、容量性負荷が急増したか否かを迅速に判別することができる。

なお、本実施の形態３では、１つの外部負荷２１Ａが接続された場合について説明したが、複数の外部負荷２１Ａが並列接続され、それらのうちの予め定められた数以上の外部負荷２１Ａのスイッチ２２，２３がオンされた場合にスイッチＳＷを一定時間Ｔｃだけオフさせるようにしてもよい。

また、外部負荷２１Ａが接続された場合に、コンデンサ２４の容量値と抵抗素子２５の抵抗値を含む外部負荷２１Ａの仕様を制御回路３５Ａが検知できるようにし、特定の外部負荷２１Ａのスイッチ２２，２３がオンされた場合だけスイッチＳＷを一定時間Ｔｃオフさせるようにしてもよい。

さらに、仕様が異なる複数の外部負荷２１Ａが並列接続された場合に、コンデンサ２４の容量値と抵抗素子２５の抵抗値を含む各外部負荷２１Ａの仕様を制御回路３５Ａが検知できるようにし、外部負荷２１Ａの組合せに応じて、スイッチＳＷを一定時間Ｔｃオフさせる動作を実施するか否かを判別するようにしてもよい。

［実施の形態４]
図１１は、この発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、可変インダクタンス回路３０が可変インダクタンス回路４５で置換されている点である。可変インダクタンス回路４５は、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷをＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７で構成したものである。

トランジスタ４６のドレインはインダクタＬ２の一方端子（インダクタＬ１側の端子）に接続され、トランジスタ４６，４７のソースは互いに接続され、トランジスタ４６のドレインはインダクタＬ２の他方端子（出力端子Ｔ３側の端子）に接続される。また、トランジスタ４６，４７のゲートは、互いに接続されて制御回路３５からの制御信号ＣＮＴＢを受ける。制御信号ＣＮＴＢが「Ｈ」レベルにされている場合はトランジスタ４６，４７がオンし、制御信号ＣＮＴＢが「Ｌ」レベルにされている場合はトランジスタ４６，４７がオフする。

次に、動作について説明する。外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオフされている場合は、制御信号ＣＮＴＢが「Ｈ」レベルにされ、可変インダクタンス回路４５のトランジスタ４６，４７がオンされ、トランジスタ２がオン／オフされて出力電圧Ｖｏが目標電圧に維持される。

次いで外部負荷２１のスイッチ２２，２３がオンされると、制御信号ＣＮＴＢが一定時間Ｔｃだけ「Ｌ」レベルにされ、可変インダクタンス回路４５のトランジスタ４６，４７が一定時間Ｔｃだけオフされ、可変インダクタンス回路４５のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに一定時間Ｔｃだけ増大され、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制される。

ここで、スイッチＳＷを２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７で構成した理由について説明する。仮にトランジスタ４６，４７がないスイッチング電源装置を想定すると、トランジスタ２がオンされている場合はインダクタＬ１，Ｌ２の直列接続体に入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの差の電圧Ｖｉ−Ｖｏが印加され、トランジスタ２がオフされている場合はインダクタＬ１，Ｌ２の直列接続体に−Ｖｏが印加される。つまり、トランジスタ２がオンされている期間とトランジスタ２がオフされている期間では、インダクタＬ１，Ｌ２の直列接続体に印加される電圧の向きが逆になる。

また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの製造過程において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタには必ず寄生ダイオードができてしまう。このため、スイッチＳＷを１つのＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成すると、トランジスタ２のオン期間またはオフ期間においてスイッチＳＷが必ずオンすることとなり、スイッチＳＷとしても役目を果たさない。

そこで本実施の形態４では、ソース同士が接続された２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７でスイッチＳＷを構成した。この場合は、２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７の２つの寄生ダイオード４６ｄ，４７ｄのアノード同士が接続されるので、２つの寄生ダイオード４６ｄ，４７ｄがオンすることがない。

また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７のソース同士を接続したので、１つの制御信号ＣＮＴＢをＮチャネルＭＯＳトランジスタ４６，４７のゲート−ソース間に与えて制御することが可能なので、制御信号数を増やすことなく実現が容易に可能である。

[実施の形態５]
図１２は、この発明の実施の形態５によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、インダクタＬ１がスイッチングトランス５０の１次巻線５０ａで構成され、ダイオード５１、コンデンサ５２、および絶縁回路５３が追加されている点である。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のオン／オフの基準電圧となるソースの電圧が制御信号ＣＮＴの「Ｌ」レベルの電圧（接地電圧）と異なる場合、制御信号ＣＮＴをＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のゲートに直接供給することはできず、パルストランスのような絶縁回路５３を介して供給する必要がある。

そこで、本実施の形態５では、スイッチングトランス５０の１次巻線５０ａでインダクタＬ１を構成し、２次巻線５０ｂに発生する交流電圧をダイオード５１およびコンデンサ５２によって整流して直流電圧を生成し、その直流電圧を絶縁回路５３の電源電圧として使用している。したがって、スイッチング電源装置の外部から絶縁回路５３用の直流電源電圧を供給する必要がない。

なお、本実施の形態５では、１つのスイッチングトランス５０の１次巻線５０ａでインダクタＬ１を構成したが、これに限るものではなく、複数のスイッチングトランス５０の１次巻線５０ａを用いてインダクタＬ１を構成し、複数のスイッチングトランス５０の２次巻線５０ｂに発生する電圧を整流して複数の直流電圧を生成してもよい。この場合は、スイッチング電源装置内の複数箇所に直流電圧を供給することが可能となる。

たとえば、図１１のスイッチング電源装置では、制御信号ＣＮＴおよび制御信号ＣＮＴＢ用の２つの絶縁回路５３が必要となる。この場合、２つのスイッチングトランス５０の１次巻線５０ａを用いてインダクタＬ１を構成し、２つのスイッチングトランス５０の２次巻線５０ｂに発生する電圧を整流して２つの直流電圧を生成し、２つの直流電圧を２つの絶縁回路５３に供給すればよい。

[実施の形態６]
図１３は、この発明の実施の形態６によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、制御回路３５が制御回路３５Ｂで置換され、出力端子Ｔ３，Ｔ４にコネクタＣＮ１が接続されている点である。また、外部負荷２１の代わりに、外部負荷２１Ｂが使用される。

外部負荷２１Ｂは、コネクタＣＮ２、コンデンサ２４、および抵抗素子２５を含む。コネクタＣＮ１にコネクタＣＮ２を嵌め込むと、スイッチング電源装置の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に外部負荷２１Ｂのコンデンサ２４および抵抗素子２５の並列接続体が接続されるようになっている。

制御回路３５Ｂは、比較例１で説明した制御回路６の出力電圧制御部および過電流保護部に加え、インダクタンス制御部を含む。このインダクタンス制御部は、インダクタ電流ＩＬが予め定められたしきい値電流ＩＴＨを越えたことに応じて一定時間ＴｃだけスイッチＳＷをオフさせ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを一定時間ＴｃだけＬａからＬａ＋Ｌｂに増大させる。

また、インダクタンス制御部は、インダクタ電流ＩＬがしきい値電流ＩＴＨを越えていない場合は、スイッチＳＷをオン状態に維持し、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスをＬａに設定する。ただし、しきい値電流ＩＴＨはインダクタ電流ＩＬの上限値Ｉｈよりも小さい（ＩＴＨ＜Ｉｈ）。インダクタ電流ＩＬの定格値をＩＲとすると、たとえば、ＩＴＨ＝１．３×ＩＲであり、Ｉｈ＝２×ＩＲである。

次に、動作について説明する。外部負荷２１ＢのコネクタＣＮ２がスイッチング電源装置のコネクタＣＮ１に接続されていない場合は、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされ、トランジスタ２がオン／オフされて出力電圧Ｖｏが目標電圧に維持される。

次いで外部負荷２１ＢのコネクタＣＮ２がスイッチング電源装置のコネクタＣＮ１に接続されると、外部負荷２１Ｂのコンデンサ２４に大きな電流が過渡的に流れる。このときにインダクタ電流ＩＬがしきい値電流ＩＴＨを越えると、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフされ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに一定時間Ｔｃだけ増大される。これにより、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制され、トランジスタ２が過電流保護部によってオフ状態に固定されることが防止される。

一定時間Ｔｃの経過後は、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａに設定される。このときには、コンデンサ２４の充電電流が減少しており、インダクタ電流ＩＬがしきい値電流ＩＴｈよりも小さくなっているので、スイッチング電源装置は正常に動作する。

他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態６でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

なお、本実施の形態６では、インダクタ電流ＩＬがしきい値電流ＩＴＨを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させたが、これに限るものではなく、インダクタ電流ＩＬの増加速度（Ａ／ｓ）がしきい値速度ｖｔｈを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させても構わない。また、出力電圧Ｖｏの低下分ΔＶがしきい値電圧ＶＴＨを越えたことに応じて一定時間Ｔｃだけ可変インダクタンス回路３０のインダクタンスを増大させても構わない。

[実施の形態７]
図１４は、この発明の実施の形態７によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。このスイッチング電源装置が図７のスイッチング電源装置と異なる点は、制御回路３５が制御回路３５Ｂで置換されている点である。また、外部負荷２１の代わりに、外部負荷２１Ｃが使用される。

外部負荷２１Ｃは、抵抗素子２５を含む。外部負荷２１Ｃは、動作中に抵抗素子２５の端子間がショートする可能性がある負荷である。図１４では、ショート部は抵抗素子２５に並列接続されたスイッチ５５で示されている。抵抗素子２５の端子間がショートすることは、スイッチ５５がオンすることと等価である。制御回路３５Ｂは、実施の形態６で説明した通りである。

次に、動作について説明する。外部負荷２１Ｃがスイッチング電源装置の出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続され、ショートが発生していない場合（すなわちスイッチ５５がオフしている場合）は、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされ、トランジスタ２がオン／オフされて出力電圧Ｖｏが目標電圧に維持される。

次いで外部負荷２１Ｃにおいてショートが発生すると（すなわちスイッチ５５がオンすると）、ショート部（すなわちスイッチ５５）に電流が流れる。このときにインダクタ電流ＩＬがしきい値電流ＩＴＨを越えると、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷが一定時間Ｔｃだけオフされ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａからＬａ＋Ｌｂに一定時間Ｔｃだけ増大され、インダクタ電流ＩＬの増大が抑制される。

一定時間Ｔｃの経過後は、可変インダクタンス回路３０のスイッチＳＷがオンされ、可変インダクタンス回路３０のインダクタンスがＬａに設定される。このときスイッチ５５がオンしたままなので、インダクタ電流ＩＬが増大する。インダクタ電流ＩＬが上限値Ｉｈに到達すると、制御回路３５Ｂの過電流保護部によってトランジスタ２がオフ状態にされ、電流の出力が停止される。

他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態７でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｔ１，Ｔ２ 入力端子、Ｔ３，Ｔ４ 出力端子、１ 入力コンデンサ、２，４６，４７ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、２ｄ，４６ｄ，４７ｄ 寄生ダイオード、３ 還流ダイオード、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１，Ｌ１２ インダクタ、４ 電流検出器、５ 出力コンデンサ、６，３１，３５，３５Ａ，３５Ｂ 制御回路、７ 内部負荷、２０ 直流電源、２１，２１Ａ〜２１Ｃ 外部負荷、２２，２３，ＳＷ，５５ スイッチ、２４，５２ コンデンサ、２５ 抵抗素子、３０，４０，４５ 可変インダクタンス回路、３６ タイマー、５０ スイッチングトランス、５０ａ １次巻線、５０ｂ ２次巻線、５１ ダイオード、５３ 絶縁回路、ＣＮ１，ＣＮ２ コネクタ。

Claims (11)

1. 第１および第２の入力端子間に与えられた第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して第１および第２の出力端子間に出力するスイッチング電源装置であって、
   前記第１の直流電圧によって駆動され、スイッチング素子、可変インダクタンス回路、および還流ダイオードを含み、電流を出力する電流発生回路と、
   前記第１および第２の出力端子間に接続され、前記電流発生回路の出力電流によって充電される出力コンデンサと、
   前記可変インダクタンス回路に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出器と、
   前記電流発生回路を制御する制御回路とを備え、
   前記可変インダクタンス回路のインダクタンスは、第１の値と、前記第１の値よりも大きな第２の値とのうちのいずれかの値に変更可能になっており、
   前記制御回路は、
   前記第２の直流電圧が目標電圧になるように前記スイッチング素子をオン／オフさせる出力電圧制御部と、
   前記電流検出器の検出値が予め定められた上限値に到達したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にする過電流保護部と、
   前記スイッチング素子が前記過電流保護部によってオフ状態にされる前に、予め定められた時間だけ前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを前記第１の値から前記第２の値に増大させるインダクタンス制御部とを含む、スイッチング電源装置。
2. 前記インダクタンス制御部は、前記電流検出器の検出値が前記予め定められた上限値よりも低いしきい値電流を越えたことに応じて、前記予め定められた時間だけ前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを前記第１の値から前記第２の値に増大させる、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記インダクタンス制御部は、前記第１および第２の出力端子間に外部負荷が接続されたか否かを判別し、前記外部負荷が接続されたと判別した場合は、前記予め定められた時間だけ前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを前記第１の値から前記第２の値に増大させる、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記インダクタンス制御部は、前記第２の直流電圧の瞬時値を検出し、その検出値の低下の程度に基づいて前記第１および第２の出力端子間に前記外部負荷が接続されたか否かを判別する、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記インダクタンス制御部は、前記電流検出器の検出値の増大の程度に基づいて、前記第１および第２の出力端子間に前記外部負荷が接続されたか否かを判別する、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記外部負荷は、前記第１および第２の出力端子に接続された場合に、その旨を示す信号を前記インダクタンス制御部に出力し、
   前記インダクタンス制御部は、前記外部負荷から前記信号が出力されたか否かに基づいて、前記第１および第２の出力端子間に前記外部負荷が接続されたか否かを判別する、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スイッチング素子および前記可変インダクタンス回路は前記第１の入力端子および前記第１の出力端子間に直列接続され、
   前記還流ダイオードのアノードは前記第２の入力端子および第２の出力端子に接続され、そのカソードは前記スイッチング素子および前記可変インダクタンス回路間に接続され、
   前記出力コンデンサは前記第１および第２の出力端子間に接続され、
   前記第２の直流電圧は前記第１の直流電圧よりも低い、請求項１から請求項６までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記可変インダクタンス回路は、直列接続された第１および第２のインダクタと、前記第２のインダクタに並列接続されたスイッチとを含み、
   前記インダクタンス制御部は、前記スイッチをオン状態からオフ状態に変化させることにより前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを前記第１の値から前記第２の値に増大させる、請求項１から請求項７までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。
9. 前記可変インダクタンス回路は、第１のインダクタと、前記第１のインダクタの端子間に直列接続された第２のインダクタおよびスイッチを含み、
   前記インダクタンス制御部は、前記スイッチをオン状態からオフ状態に変化させることにより前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを前記第１の値から前記第２の値に増大させる、請求項１から請求項７までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。
10. 前記スイッチは直列接続された第１および第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタを含み、
    前記第１および第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタの各々はソースおよびドレイン間に接続された寄生ダイオードを有し、
    前記第１および第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースは互いに接続されている、請求項８または請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記第１のインダクタはスイッチングトランスの１次巻線を含み、
    さらに、前記スイッチングトランスの２次巻線に発生する電圧を整流し、前記スイッチング電源装置で使用する第３の直流電圧を生成する整流回路を備える、請求項１から請求項１０までのいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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