JP5606877B2

JP5606877B2 - バックコンバータ

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Description

本発明は、例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）を駆動するために定電流を出力するバックコンバータに関するものであり、特に、過電流出力を回避する技術に関するものである。

近年、液晶テレビのバックライトや照明用の光源として、ＬＥＤの利用が急速に増加している。ＬＥＤは電流駆動デバイスである。それゆえ、ＬＥＤを駆動するためには、一定電流を供給し続ける機能をもつ駆動ドライバ（ＬＥＤドライバ）、すなわち、定電流回路により構成された電源が必要とされる。そこで、スイッチング素子のオンオフ制御により安定化した電圧を出力するスイッチング電源装置（スイッチング・レギュレータ）の１種である、バックコンバータが用いられている。

上記のようなＬＥＤ駆動用のバックコンバータの構成および動作について、図４〜７を参照しながら簡単に説明する。図４は、バックコンバータ１００の構成を示す回路図である。図５〜７は、図４のバックコンバータ１００における動作特性を示す図であり、図５はトランジスタＱ１がオンのときの電流経路を示し、図６はトランジスタＱ１がオフのときの電流経路を示し、図７は定電流制御時の電流波形を示す。

図４に示すように、バックコンバータ１００は、ＬＥＤ群２００に電気的に接続されており、定電流を供給してＬＥＤ群２００を駆動する。ＬＥＤ群２００は、複数個（ここでは７個）のＬＥＤが直列に接続されて構成されている。

バックコンバータ１００は、制御部ＩＣ１、トランジスタＱ１、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ１〜Ｄ３、コンデンサＣ１〜Ｃ３、抵抗Ｒ１〜Ｒ７、直流（ＤＣ）電圧を発生する電源Ｖｉｎ、並びに、制御部ＩＣ１用の電源Ｖｃｃを備えている。制御部ＩＣ１は、トランジスタＱ１のオンオフ制御を行うものであり、８ピンのＩＣとして構成されている。トランジスタＱ１は、Ｎチャネル型のＦＥＴ（Field Effect Transistor）であり、ゲート端子が制御部ＩＣ１のＧＤ端子に電気的に接続されている。

トランジスタＱ１がオンのときは、図５の矢印に示すように、電源Ｖｉｎから、ＬＥＤ群２００、チョークコイルＬ１、トランジスタＱ１、および抵抗Ｒ３を介して、電源Ｖｉｎに戻る経路で、電流Ｉｏｎが流れる。このとき、電流Ｉｏｎは、チョークコイルＬ１を介して流れるため、チョークコイルＬ１のインダクタンス値に比例した傾きを持って増加する。図７を参照すると、電流Ｉｏｎは、図７のＡの領域に対応する。

一方、電流Ｉｏｎは、抵抗Ｒ３により電流値に比例した電圧値に変換され、制御部ＩＣ１のＣＳ端子に入力されている。制御部ＩＣ１は、ＣＳ端子の値（電位）を検出しており、その電位が予め定めた閾値（第１閾値）に達すると、トランジスタＱ１をオンからオフに切り替える。

また他方では、トランジスタＱ１のオン期間中は、制御部ＩＣ１のＧＤ端子からトランジスタＱ１のゲート端子に供給される電圧が、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３にチャージされている。

トランジスタＱ１をオフに切り替えた後も、チョークコイルＬ１の励磁エネルギーにより、チョークコイルＬ１に電流を流し続けるような起電圧が生じる。これにより、図６の矢印に示すように、チョークコイルＬ１から、ダイオードＤ１、およびＬＥＤ群２００を介して、チョークコイルＬ１に戻る経路で、電流Ｉｏｆｆが流れる。すなわち、チョークコイルＬ１に流れる電流Ｉｏｆｆは、ダイオードＤ１を介して電源Ｖｉｎのプラス側へ転流する。このとき、電流Ｉｏｆｆは、チョークコイルＬ１のインダクタンス値に比例した傾きを持って減少する。図７を参照すると、このときの電流Ｉｏｆｆは、図７のＢの領域に対応する。

一方、トランジスタＱ１がオフに転じた際から、トランジスタＱ１のオン期間中にコンデンサＣ３にチャージされた電荷が、抵抗Ｒ７を経由してＧＮＤ（グランド）に流れるため、コンデンサＣ３の端の電位が徐々に減衰している。この電位は、制御部ＩＣ１のＺＣＤ端子でチェックされており、ＺＣＤ端子の電位が予め定めた閾値（第２閾値）を下回ると、制御部ＩＣ１は、トランジスタＱ１をオフからオンに切り替える。

このようなタイミングで、トランジスタＱ１をオンからオフ、オフからオンへと切り替えることにより、トランジスタＱ１は、オン状態とオフ状態とが連続的に繰り返されることになる。

このときのバックコンバータ１００における電流波形を図７に示す。図７に示すギザギザの電流波形において、Ａの領域の電流は、トランジスタＱ１のオン期間にトランジスタＱ１に流れる電流を示し、Ｂの領域の電流は、トランジスタＱ１のオフ期間にダイオードＤ１に流れる電流を示している。この電流波形は、チョークコイルＬ１のインダクタンス値に依存した脈流（リップル）を持ち、厳密にはＤＣ電流ではない。けれども、この波形を持つ電流は、コンデンサＣ１によってリップル電流成分が平滑され、平均電流となり、ＬＥＤ群２００に供給される。

以上のバックコンバータ１００によれば、上記の平均電流を一定電流としてＬＥＤ群２００に供給することで、ＬＥＤ群２００を好適に駆動することが可能となっている。また、バックコンバータ１００では、制御部ＩＣ１のＣＳ端子に外部から強制的にＨｉｇｈレベルの電位を与えることによって、強制的に発振を停止させることができるため、外部信号によりＰＷＭ調光を簡単に実現できるというメリットがある。

特開２００２−１０１６４９号公報（２００２年４月５日公開）特開２００５−２６１１１２号公報（２００５年９月２２日公開）

しかしながら、上記のバックコンバータ１００は、主に、ＬＥＤ群２００に対し順方向電圧を大きく、電流を小さくする場合（高電圧・小電流出力）に適用されるものであり、この場合と同一の出力電力で（電源Ｖｉｎの出力電力が同一）、ＬＥＤ群２００に対し順方向電圧を小さく、電流を大きくする場合（低電圧・大電流出力）には向かない、という問題点を有している。

この理由は、低電圧・大電流出力用に対応させる場合、電流値の増大によりチョークコイルＬ１の発熱を抑えるために銅損を低減しなければならず、銅損を低減するためにはチョークコイルの巻数を低減させる必要があることから、インダクタンス値が結果的に小さくなるためである。チョークコイルの巻数とインダクタンス値との間には２乗の関係があるため、巻数を１／ｎにすると、インダクタンス値は１／ｎ^２で減衰してしまう。

図８に、図７の電流波形を示す構成において、インダクタンス値を減少させた場合の電流波形を示す。図８に示すように、インダクタンス値が小さくなると、制御部ＩＣ１が検出する電流波形の波高値（ピーク値）と、出力される平均電流の値との齟齬が大きくなるため、出力電流のレギュレーションが悪くなる。

ここで、インダクタンス値の減少に対応して、出力電流のレギュレーションを改善するためには、発振周波数（トランジスタＱ１のゲート端子に供給するパルス電圧を、制御部ＩＣ１のＧＤ端子から発振する周波数、すなわちスイッチング周波数）を大きくする方法がある。図９に、図８の電流波形を示す構成において、発振周波数を上げた場合の電流波形を示す。図９に示すように、インダクタンス値が小さくても発振周波数を大きくすれば、電流波形の波高値と平均電流の値との齟齬を減少させることができる。

しかし、発振周波数を大きくすると次の弊害が生じる。つまりは、バックコンバータ１００では、トランジスタＱ１のオンオフ制御、すなわちデューティを調節して、チョークコイルＬ１に投入される電力を調節することにより、定電流特性を得ている。但し、トランジスタＱ１の最低オン期間は、制御部ＩＣ１のＩＣ固有の値で決まっている。一方、発振周波数は可変であるが、大電流出力に対応させるために発振周波数を上昇させると、相対的に最低オンデューティが長くなることになる。したがって、発振周波数を上昇させ最低オンデューティを長くした場合、出力電圧ゼロ付近で、投入電力をそれ以上小さくすることができなくなるため、定電流特性を外れ、最低オンデューティに依存した定電力曲線を描くことになる。

図１０に、発振周波数が低い場合（図中のＡ）および発振周波数が高い場合（図中のＢ）の電圧−電流出力特性を示す。定電流制御を目的としたバックコンバータ１００は、本来なら、出力電圧が０Ｖまで定電流制御を行うべきである。しかし、最低オンデューティ未満の領域では定電流制御ができなくなることより、実際は、出力電圧がある一定以下になると、図１０のＡおよびＢのように定電流特性を外れ、定電力特性を示す。発振周波数が高い場合は、発振周波数が低い場合に比べて、定電力特性を示す領域が顕著である。定電力特性を示す領域では、出力電圧が減少しゼロに近づくほど、電流値は増大する。

このように、ＬＥＤ駆動ドライバとしてのバックコンバータ１００を、低電圧・大電流出力用に対応させる場合、発振周波数の高周波化が必要となるが、その弊害として、出力電圧が低下していくと電流レギュレーションが確保できないという問題が発生する。また、電流値が増大し過電流となることで、ＬＥＤ群２００およびバックコンバータ１００の破損が生じるという問題もある。

ところで、従来、スイッチング電源装置の大半は、過負荷や出力短絡などの異常事態から電源内の部品が破損することを回避するための保護機能を搭載している。このようなスイッチング電源装置では、過電流の検出を保護動作の起点としている。過電流を検出する手段としては、例えば特許文献１に記載のように、熱感知によりオン状態となる熱動作スイッチがある。熱動作スイッチが、整流平滑用のチョークコイルの電圧に対応した電圧を発生するチョークサブ巻線の発熱を感知することで、過電流を検出している。

また、スイッチング電源装置に似た動作および機能を持つものとして、ＤＣ−ＤＣコンバータがある。例えば、特許文献２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータは、上記の保護機能を有しており、整流平滑用のコモンモードチョークコイルの一方の巻線の両端に発生する電圧、詳細にはコモンモードチョークコイルの銅損による電位差を検出することで、過電流を検出している。

このように、過電流を検出する技術というものは従来存在しており、上述のバックコンバータ１００においても、上記のような過電流を検出して保護をかける過電流保護回路を適用することで問題の解決を図ることが考えられる。しかしながら、一般的に、過電流保護回路は、出力電流や入力電力を検出して保護をかけるため、保護動作を行った結果、出力電流や入力電力が抑制されることになり、また抑制された結果、保護が解除される場合がある。

例えば、特許文献１では、１度保護が働くと、チョークサブ巻線に流れる電流が減少し熱が下がるため、熱動作スイッチがオフとなり、保護が解除される。また、熱動作スイッチという熱素子を利用しているため、動作ポイントが周囲温度に影響されるという不安要素もある。また、特許文献２においても、コモンモードチョークコイルの銅損による電位差は、出力電流に比例して発生するため、保護動作が行われても、その保護を解除するような動作が行われる。

このため、バックコンバータ１００に上記のような過電流保護回路を適用しても、保護動作、保護解除が繰り返されることとなり、実質的に効果を奏し得ない。また、このような動作、解除が繰り返されるモードを回避するためには、１度保護動作が働いた場合、検出条件が変動しても、保護動作を継続する回路（例えば、ラッチ回路）を設ける必要があるが、設置すると、保護動作の解除には電源の再投入の必要が生じるなど、制御や構成が煩雑になるという問題が生じる。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、過電流出力を回避することができるとともに、一度過電流保護が働くと、保護動作に拘らず過電流保護を継続することができるバックコンバータを提供することにある。

本発明のバックコンバータは、上記課題を解決するために、定電流を負荷に出力するバックコンバータであって、スイッチング素子と、上記スイッチング素子がオンのときに電源の直流電圧から負荷の動作電圧を減じた電圧が印加されるチョークコイルを有し、上記定電流として出力する電流の整流および平滑を行う整流平滑部と、上記チョークコイルに流れる電流を検出する電流検出部と、上記スイッチング素子がオンのときに充電され、上記スイッチング素子がオフのときに放電される充放電部と、上記電流検出部の検出値が第１閾値を超えると上記スイッチング素子をオフに切り替え、上記充放電部の電位が第２閾値を下回ると上記スイッチング素子をオンに切り替える制御部と、上記チョークコイルの２次巻線として極性を逆にして設けられた補助巻線と、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧に基づいて、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせる保護部とを備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、負荷の動作電圧が、出力電流が増大する電圧領域にある場合であっても、補助巻線にその動作電圧であることを示す電圧を出現させ、これを保護部が検出して、スイッチング素子のオフデューティを大きくさせることで、出力電流の増大を回避することが可能となる。また、出力電流の増大を回避している過電流保護状態は、チョークコイルの２次巻線である補助巻線の出力電圧に基づいて移行している。ゆえに、この状態になったとしても、保護部の動作により補助巻線の出力電圧が変化することはないので、保護部の動作が解除されることはない。したがって、バックコンバータでは、過電流出力を回避することができるとともに、一度過電流保護が働くと、保護動作に拘らず過電流保護を継続することができる。

また、本発明のバックコンバータでは、上記保護部は、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧が第３閾値よりも大きいときに、上記充放電部が充放電する時定数を大きくさせることによって、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせることが好ましい。

充放電部が充放電する時定数が大きくなると、充放電部の電位が第２閾値を下回るまでの時間が長くなるので、スイッチング素子のオフデューティが大きくなる。それゆえ、上記の構成によれば、簡単な動作で過電流保護を動作させることが可能となる。

または、本発明のバックコンバータでは、上記保護部は、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧が第４閾値よりも大きいときに、上記制御部に入力される上記電流検出部の検出値を増加させることによって、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせる構成とすることもできる。

制御部に入力される電流検出部の検出値が増加すると、電流検出部の検出値が第１閾値を超えやすくなるので、スイッチング素子のオフデューティが大きくなる。それゆえ、上記の構成によれば、簡単な動作で過電流保護を動作させることが可能となる。

また、本発明のバックコンバータでは、上記負荷は、発光素子であることが好ましい。

上記の構成によれば、発光素子は、電流駆動デバイスであるので、バックコンバータを好適に利用することが可能となる。

以上のように、本発明のバックコンバータは、スイッチング素子と、上記スイッチング素子がオンのときに電源の直流電圧から負荷の動作電圧を減じた電圧が印加されるチョークコイルを有し、上記定電流として出力する電流の整流および平滑を行う整流平滑部と、上記チョークコイルに流れる電流を検出する電流検出部と、上記スイッチング素子がオンのときに充電され、上記スイッチング素子がオフのときに放電される充放電部と、上記電流検出部の検出値が第１閾値を超えると上記スイッチング素子をオフに切り替え、上記充放電部の電位が第２閾値を下回ると上記スイッチング素子をオンに切り替える制御部と、上記チョークコイルの２次巻線として極性を逆にして設けられた補助巻線と、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧に基づいて、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせる保護部とを備えている構成である。

それゆえ、過電流出力を回避することができるとともに、一度過電流保護が働くと、保護動作に拘らず過電流保護を継続することができるバックコンバータを提供するという効果を奏する。

本発明におけるバックコンバータの実施の一形態を示す回路図である。図１のバックコンバータの電圧−電流出力特性を示す図である。本発明におけるバックコンバータの他の実施の形態を示す回路図である。従来のバックコンバータの構成を示す回路図である。図４のバックコンバータにおいて、トランジスタＱ１がオンのときの電流経路を示す図である。図４のバックコンバータにおいて、トランジスタＱ１がオフのときの電流経路を示す図である。図４のバックコンバータにおける定電流制御時の電流波形を示す図である。図７の電流波形を示す構成において、インダクタンス値を減少させた場合の電流波形を示す。図８の電流波形を示す構成において、発振周波数を上げた場合の電流波形を示す図である。図４のバックコンバータにおける、発振周波数が高い場合および発振周波数が低い場合の電圧−電流出力特性を示す図である。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。

本実施の形態では、ＬＥＤ（発光素子）を駆動するための駆動ドライバとして用いるバックコンバータについて説明する。なお、本実施の形態で説明するバックコンバータは、図４に示した従来のバックコンバータ１００と重複する構成を有しており、説明の便宜上、図４に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。

図１は、本実施の形態のバックコンバータ１０の一構成例を示す回路図である。図１に示すように、バックコンバータ１０は、ＬＥＤ群２００（負荷）に電気的に接続されており、定電流を供給してＬＥＤ群２００を駆動する。ＬＥＤ群２００は、複数個（ここでは７個）のＬＥＤが直列に接続されて構成されているが、これに限らず、１つでもよいし、複数個が並列または直並列に接続されていてもよい。

バックコンバータ１０は、制御部ＩＣ１、トランジスタＱ１・Ｑ２、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ１〜Ｄ４、コンデンサＣ１〜Ｃ５、抵抗Ｒ１〜Ｒ９、ツェナーダイオードＺＤ１、補助巻線１１、電源Ｖｉｎ、並びに、電源Ｖｃｃを備えている。つまりは、バックコンバータ１０は、図４の従来のバックコンバータ１００の構成に加えて、補助巻線１１、トランジスタＱ２、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ８・Ｒ９、ダイオードＤ４、並びに、コンデンサＣ４・Ｃ５を備えている。

なお、トランジスタＱ２、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ４、および抵抗Ｒ９により、保護回路１２（保護部）が構成されている。チョークコイルＬ１、出力平滑用のコンデンサであるコンデンサＣ１、および、転流用のダイオードであるダイオードＤ１により、ＬＥＤ群２００への出力電流の整流および平滑を行う整流平滑回路１３（整流平滑部）が構成されている。抵抗Ｒ３により、チョークコイルＬ１に流れる電流を検出する電流検出回路１４（電流検出部）が構成されている。コンデンサＣ３および抵抗Ｒ７により、トランジスタＱ１がオンのときに充電され、トランジスタＱ１がオフのときに放電される充放電回路１５（充放電部）が構成されている。充放電回路１５は、トランジスタＱ１のオフ期間を設定している。ダイオードＤ４およびコンデンサＣ５により、補助巻線１１からの出力電圧を整流および平滑する整流平滑回路１６が構成されている。

制御部ＩＣ１は、バックコンバータ１０が定電流制御を行うように、トランジスタＱ１のオンオフ動作を制御するものである。制御部ＩＣ１として、ここでは８ピンのＩＣ（Ｌ６５６２Ａ）を用いているが、これに限るものではない。制御部ＩＣ１は、ＩＮＶ端子、ＣＯＭＰ端子、ＭＵＬＴ端子、ＣＳ端子、ＺＣＤ端子、ＧＮＤ端子、ＧＤ端子、ＶＣＣ端子を有している。なお、ＩＣ（Ｌ６５６２Ａ）は従来周知の製品であり、その内部構成は本発明の重要なポイントではないので、詳細な説明は省略する。

ＩＮＶ端子は、抵抗Ｒ４を介して電源Ｖｃｃに接続されるとともに、抵抗Ｒ５を介してグランドに接続されている。ＣＯＭＰ端子は、ＭＵＬＴ端子と接続されている。ＣＳ端子は、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のソース端子に接続されている。ＺＣＤ端子は、保護回路１２に接続されるとともに、コンデンサＣ３の高電位側端子に接続されている。ＧＮＤ端子は、グランドに接続されている。ＧＤ端子は、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のゲート端子に接続されるとともに、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、およびコンデンサＣ３をこの順番に介してグランドに接続されている。ＶＣＣ端子は、電源Ｖｃｃに接続されている。

トランジスタＱ１は、Ｎチャネル型のＦＥＴである。トランジスタＱ１は、ドレイン端子がチョークコイルＬ１の出力端子に接続され、ソース端子が抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１は、制御部ＩＣ１のＧＤ端子の電位（ＨｉまたはＬｏｗのパルス電圧）に応じて、オン状態またはオフ状態となる。

チョークコイルＬ１の入力端子は、ＬＥＤ群２００（カソード側）に接続されている。コンデンサＣ１は、一方の端子が電源ＶｉｎおよびＬＥＤ群２００（アノード側）に接続され、他方の端子がチョークコイルＬ１の入力端子に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードがチョークコイルＬ１の出力端子に接続され、カソードが電源Ｖｉｎに接続されている。なお、ダイオードＤ１は２個設けているが、これに限らない。

ダイオードＤ２は、アノードがグランドに接続され、カソードがチョークコイルＬ１の入力端子に接続されている。抵抗Ｒ６は、コンデンサＣ２と並列に接続されている。抵抗Ｒ７は、コンデンサＣ３と並列に接続されている。

補助巻線１１は、チョークコイルＬ１に追加した別の巻線、すなわちチョークコイルＬ１の２次巻線として設けられたものであり、チョークコイルＬ１と同一の鉄芯に、極性を逆にして巻かれている（逆相）。チョークコイルＬ１と補助巻線１１との巻線比は１とするが、これに限るわけではない。補助巻線１１は、入力端子が抵抗Ｒ８およびダイオードＤ４をこの順番に介して保護回路１２に接続され、出力端子がグランドに接続されている。コンデンサＣ５は、一方の端子がダイオードＤ４のカソードに接続され、他方の端子がグランドに接続されている。

保護回路１２は、過電流出力を回避するための保護機能を発動させる過電流保護回路である。保護回路１２は、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧が、予め定められた閾値（第３閾値）を超えることを動作条件としており、条件を満たすと、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせる。上述のように、保護回路１２は、トランジスタＱ２、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ４、および抵抗Ｒ９により構成されている。トランジスタＱ２はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ２は、コレクタ端子がコンデンサＣ４を介して制御部ＩＣ１のＺＣＤ端子に接続され、ベース端子がツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続され、エミッタ端子がグランドに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、ダイオードＤ４に接続されるとともに、抵抗Ｒ９を介してグランドに接続されている。

上記構成を有するバックコンバータ１０では、トランジスタＱ１のオンオフ動作により、上述したように図５および図６の矢印に示す経路で電流が流れる。ここで、注目すべき点は、バックコンバータ１０における過電流保護動作である。次いで、これについて詳細に説明する。

（過電流保護動作）
定電流制御の間、チョークコイルＬ１に電流が流れることにより、電磁誘導によって、補助巻線１１に電圧が発生している。このとき、補助巻線の出力端子には、巻線比が１であるので、入力電圧ＶｉｎからＬＥＤ群２００の順方向電圧Ｖｆを差し引いたパルス電圧（Ｖｉｎ−Ｖｆ）が現れる。入力電圧Ｖｉｎを一定とすると、高電圧・小電流出力対応時は低いパルス電圧が発生し、低電圧・大電流出力対応時は高いパルス電圧が発生する。

このパルス電圧は、ダイオードＤ４で整流され、コンデンサＣ５で平滑されることによって、ＤＣ電圧に変換される。このＤＣ電圧は、抵抗Ｒ９の端（高電位側端子）に印加されている。このとき、
Ｖｆ_ＺＤ１＋Ｖ_ＢＥ≪Ｖ_Ｒ９
（Ｖｆ_ＺＤ１：ツェナーダイオードＺＤ１の順方向電圧、Ｖ_ＢＥ：トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧、Ｖ_Ｒ９：抵抗Ｒ９の高電位側端子の電圧）
を満たすと、トランジスタＱ２がオンになり、コンデンサＣ４がコンデンサＣ３に並列に接続される。

コンデンサＣ３は、トランジスタＱ１がオフしてから、次にトランジスタＱ１がオンするまでの時間を規定しているので、コンデンサＣ４の並列接続によりコンデンサＣ３に相当する容量が増大すると、発振周波数が低下することになる。そして、発振周波数が低下することで、発振周波数調整前から相対的に、トランジスタＱ１のオフデューティが大きくなり、トランジスタＱ１のオンデューティが低下する。これにより、単位時間あたりにチョークコイルＬ１に投入される電力が小さくなるので、出力電流の増大を抑制することが可能となる。

トランジスタＱ２がオンする条件である閾値（「Ｖｆ_ＺＤ１＋Ｖ_ＢＥ」）は、ツェナーダイオードＺＤ１によって任意に設定することができる。ゆえに、出力電流が増大する電圧領域に合わせて上記の閾値を設定することで、出力電流の増大を回避することが可能となる。これは特に、出力電流の増大が顕著な低電圧・大電流出力対応時に効果的である。

また、出力電流が抑えられた状態に動作モード（トランジスタＱ２：オン）が移ったとしても、保護回路１２はチョークコイルＬ１の２次巻線である補助巻線１１の出力電圧に基づいて動作する回路であり、補助巻線１１の出力電圧（Ｖｉｎ−Ｖｆ）の値は変化しない。よって、保護回路１２の動作により、保護回路１２の動作が解除されることはない。

図２に、バックコンバータ１０の電圧−電流出力特性を示す。図２から、ある一定の出力電圧までは定電流制御を行い、その出力電圧以下になると、保護動作を継続したまま、出力電流を抑制していることがわかる。バックコンバータ１０では、ＬＥＤ群２００に大電流を出力する場合、問題となる出力電圧０Ｖ近辺の定電流制御不能な領域で、過電流出力を回避する過電流保護機能を実現している。

（まとめ）
以上のように、バックコンバータ１０は、トランジスタＱ１がオンのときに電源Ｖｉｎの直流電圧からＬＥＤ群２００の順方向電圧（動作電圧）を減じた電圧が印加されるチョークコイルＬ１を有し、ＬＥＤ群２００への出力電流の整流および平滑を行う整流平滑回路１３と、チョークコイルＬ１に流れる電流を検出する電流検出回路１４と、トランジスタＱ１がオンのときに充電され、トランジスタＱ１がオフのときに放電される充放電回路１５と、電流検出回路１４の検出値が閾値（第１閾値）を超えるとトランジスタＱ１をオフに切り替え、充放電回路１５の電位が閾値（第２閾値）を下回るとトランジスタＱ１をオンに切り替える制御部ＩＣ１と、チョークコイルＬ１の２次巻線として極性を逆にして設けられた補助巻線１１と、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧に基づいて、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせる保護回路１２とを備えている。

それゆえ、ＬＥＤ群２００の動作電圧が、出力電流が増大する電圧領域にある場合であっても、補助巻線１１にその動作電圧であることを示す電圧を出現させ、これを保護回路１２が検出して、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせることで、出力電流の増大を回避することが可能となる。また、出力電流の増大を回避している過電流保護状態は、チョークコイルＬ１の２次巻線である補助巻線１１の出力電圧に基づいて移行している。ゆえに、この状態になったとしても、保護回路１２の動作により補助巻線１１の出力電圧が変化することはないので、保護回路１２の動作が解除されることはない。したがって、過電流出力を回避することができるとともに、一度過電流保護が働くと、保護動作に拘らず過電流保護を継続することができる。

また、バックコンバータ１０では、過電流保護を継続することにより、保護回路１２が動作、解除を繰り返すモードには入らず、さらに、ラッチ回路を付加した従来の保護回路のように、保護回路１２の動作解除に電源の再投入を要さない。

さらに、バックコンバータ１０は、ＬＥＤ群２００を好適に発光させつつ、ＬＥＤ群２００およびバックコンバータ１００の破損を防止することができる。また、ＬＥＤ群２００の破損などにより出力短絡が発生した場合にも、保護回路１２が検出することで、短絡電流の増大を抑制することが可能となる。

また、保護回路１２は、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧が閾値（第３閾値）よりも大きいときに、充放電回路１５が充放電する時定数を大きくさせることによって、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせている。

充放電回路１５が充放電する時定数が大きくなると、充放電回路１５の電位が閾値（第２閾値）を下回るまでの時間が長くなるので、トランジスタＱ１のオフデューティが大きくなる。それゆえ、上記の保護回路１２によれば、簡単な動作で過電流保護を動作させることが可能となる。

また、保護回路１２は、トランジスタＱ２、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ４、および抵抗Ｒ９により構成されている。ゆえに、出力電圧がある一定以下になると過電流保護機能を動作させるとともに、保護動作により過電流保護が解除されない回路を、簡易な構成で実現することができる。

なお、バックコンバータ１０では、保護回路１２を備えたが、特にこれに限定するものではなく、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧に基づいて、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせることができる保護回路を備えていればよい。一例として、次の実施形態で他の具体例を示す。

また、トランジスタＱ１に替えて、従来一般的なスイッチング素子を用いてもよい。同様に、トランジスタＱ２も、他のスイッチング素子を用いることができる。また、整流平滑回路１３、電流検出回路１４、充放電回路１５、および整流平滑回路１６は、略同等の機能を有し、かつ新たな問題を招くことがない範囲であれば、適宜構成を変更してもよい。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図３は、本実施の形態のバックコンバータ２０の一構成例を示す回路図である。バックコンバータ２０は、前記実施の形態１のバックコンバータ１０と比較して、保護回路の構成が異なっている。つまりは、図３に示すように、バックコンバータ２０は、図１のバックコンバータ１０の構成のうち保護回路１２を除いた構成に加えて、保護回路２１を備えている。

保護回路２１は、過電流出力を回避するための保護機能を発動させる過電流保護回路である。保護回路２１は、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧が、予め定められた閾値（第４閾値）を超えることを動作条件としており、条件を満たすと、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせる。保護回路２１は、トランジスタＱ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ９、および、抵抗Ｒ１０により構成されている。トランジスタＱ３はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ３は、エミッタ端子が抵抗Ｒ１０を介して制御部ＩＣ１のＣＳ端子に接続され、ベース端子がツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続され、コレクタ端子がグランドに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、ダイオードＤ４に接続されるとともに、抵抗Ｒ９を介してグランドに接続されている。

（過電流保護動作）
次に、バックコンバータ２０における過電流保護動作について説明する。

定電流制御の間、チョークコイルＬ１に電流が流れることにより、電磁誘導によって、補助巻線１１に電圧が発生している。このとき、補助巻線の出力端子には、巻線比が１であるので、入力電圧ＶｉｎからＬＥＤ群２００の順方向電圧Ｖｆを差し引いたパルス電圧（Ｖｉｎ−Ｖｆ）が現れる。

このパルス電圧は、ダイオードＤ４で整流され、コンデンサＣ５で平滑されることによって、ＤＣ電圧に変換される。このＤＣ電圧は、抵抗Ｒ９の端（高電位側端子）に印加されている。

このとき、出力電圧が高い領域では、抵抗Ｒ９の端の電位が低いため、トランジスタＱ３はオンしており、抵抗Ｒ１０が制御部ＩＣ１のＣＳ端子に接続されている。これにより、抵抗Ｒ３で検出された電流は、抵抗Ｒ２と、「抵抗Ｒ１０＋（トランジスタＱ３のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥ）」とにより分圧され、ＣＳ端子に入力される。

一方、出力電圧が低い領域では、補助巻線１１の出力電圧は（Ｖｉｎ−Ｖｆ）に比例して上昇する。このとき、
Ｖｆ_ＺＤ１＋Ｖ_ＢＣ≪Ｖ_Ｒ９
（Ｖｆ_ＺＤ１：ツェナーダイオードＺＤ１の順方向電圧、Ｖ_ＢＣ：トランジスタＱ３のベース−コレクタ間電圧、Ｖ_Ｒ９：抵抗Ｒ９の高電位側端子の電圧）
を満たすと、トランジスタＱ３がオフになる。

これにより、抵抗Ｒ３の端に現れる電位は、抵抗Ｒ１０で分圧されず、直接ＣＳ端子に入力される。よって、制御部ＩＣ１では、増加させた電流値で、閾値との比較が行われることにより、分圧時と比較して閾値を超えやすくなる。したがって、トランジスタＱ１のオフデューティが大きくなるので、その結果、定電流制御時の電流値が減少され、出力電流の増大を抑制することが可能となる。

トランジスタＱ３がオフする条件である閾値（「Ｖｆ_ＺＤ１＋Ｖ_ＢＣ」）は、ツェナーダイオードＺＤ１によって任意に設定することができる。ゆえに、出力電流が増大する電圧領域に合わせて上記の閾値を設定することで、出力電流の増大を回避することが可能となる。これは特に、出力電流の増大が顕著な低電圧・大電流出力対応時に効果的である。

また、出力電流が抑えられた状態に動作モード（トランジスタＱ３：オフ）が移ったとしても、保護回路２１はチョークコイルＬ１の２次巻線である補助巻線１１の出力電圧に基づいて動作する回路であり、補助巻線１１の出力電圧（Ｖｉｎ−Ｖｆ）の値は変化しない。よって、保護回路２１の動作により、保護回路２１の動作が解除されることはない。バックコンバータ２０においても、図２に示したような電圧−電流出力特性を示す。

なお、保護回路２１では、トランジスタＱ３がオフのとき、トランジスタＱ３のエミッタ端子は、抵抗Ｒ３に流れるパルス電流に準じてパルス電位となる。しかし、制御部ＩＣ１のＣＳ端子に設定された閾値は１Ｖ程度であり、また、補助巻線１１に誘起される電位は、巻数比により１Ｖに対して充分高く設定できることから、トランジスタＱ３のエミッタ端子の電位の振れは問題とならない。

（まとめ）
以上のように、バックコンバータ２０は、トランジスタＱ１がオンのときの補助巻線１１の出力電圧が閾値（第４閾値）よりも大きいときに、制御部ＩＣ１に入力される電流検出回路１４の検出値を増加させることによって、トランジスタＱ１のオフデューティを大きくさせる保護回路２１を備えている。

制御部ＩＣ１に入力される電流検出回路１４の検出値が増加すると、電流検出回路１４の検出値が閾値（第１閾値）を超えやすくなるので、トランジスタＱ１のオフデューティが大きくなる。それゆえ、上記の保護回路２１によれば、簡単な動作で過電流保護を動作させることが可能となる。

また、保護回路２１は、トランジスタＱ３、ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ９、および抵抗Ｒ１０により構成されている。ゆえに、出力電圧がある一定以下になると過電流保護機能を動作させるとともに、保護動作により過電流保護が解除されない回路を、簡易な構成で実現することができる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、定電流を負荷に出力するバックコンバータに関する分野に好適に用いることができるだけでなく、バックコンバータの製造方法やバックコンバータの過電流保護方法に関する分野に好適に用いることができる。さらには、本発明のバックコンバータは、液晶テレビのバックライトや照明用の光源として利用されるＬＥＤの駆動ドライバとして好適である。

１０バックコンバータ
１１補助巻線
１２保護回路（保護部）
１３整流平滑回路（整流平滑部）
１４電流検出回路（電流検出部）
１５充放電回路（充放電部）
１６整流平滑回路
２０バックコンバータ
２１保護回路（保護部）
２００ＬＥＤ群（負荷）
ＩＣ１制御部
Ｑ１トランジスタ（スイッチング素子）
Ｑ２，Ｑ３トランジスタ
Ｌ１チョークコイル
Ｄ１〜Ｄ４ダイオード
Ｃ１〜Ｃ５コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１０抵抗
ＺＤ１ツェナーダイオード

Claims

定電流を負荷に出力するバックコンバータであって、
スイッチング素子と、
上記スイッチング素子がオンのときに電源の直流電圧から負荷の動作電圧を減じた電圧が印加されるチョークコイルを有し、上記定電流として出力する電流の整流および平滑を行う整流平滑部と、
上記チョークコイルに流れる電流を検出する電流検出部と、
上記スイッチング素子がオンのときに充電され、上記スイッチング素子がオフのときに放電される充放電部と、
上記電流検出部の検出値が第１閾値を超えると上記スイッチング素子をオフに切り替え、上記充放電部の電位が第２閾値を下回ると上記スイッチング素子をオンに切り替える制御部と、
上記チョークコイルの２次巻線として極性を逆にして設けられた補助巻線と、
上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧に基づいて、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせる保護部とを備えていることを特徴とするバックコンバータ。
上記保護部は、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧が第３閾値よりも大きいときに、上記充放電部が充放電する時定数を大きくさせることによって、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせることを特徴とする請求項１に記載のバックコンバータ。
上記保護部は、上記スイッチング素子がオンのときの上記補助巻線の出力電圧が第４閾値よりも大きいときに、上記制御部に入力される上記電流検出部の検出値を増加させることによって、上記スイッチング素子のオフデューティを大きくさせることを特徴とする請求項１に記載のバックコンバータ。
上記負荷は、発光素子であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のバックコンバータ。