JP7456095B2

JP7456095B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7456095B2
Application number: JP2019104647A
Authority: JP
Inventors: 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2019-06-04
Filing date: 2019-06-04
Publication date: 2024-03-27
Anticipated expiration: 2039-06-04
Also published as: JP2020198734A

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、電力変換装置の技術分野ではサージ電圧や電力損失の低減を目的とした種々の技術が提案されている（例えば特許文献１，２参照）。
特許文献１特開２０１６－１４４３４０号公報
特許文献２国際公開第２０１６／１９９４９７号

近年、電力変換の効率をより高めたいという要望がある。

上記課題を解決するために、本発明の第１の態様においては、電力変換装置が提供される。電力変換装置は、正側端子および負側端子の間に電気的に直列に接続された複数の環流ダイオードを有するスイッチ回路を備えてよい。電力変換装置は、スイッチ回路に接続されるスナバ回路を備えてよい。スナバ回路は、正側端子および負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、正側端子側から負側端子側へと電流を流す並列なｎ個（但しｎは１以上の整数）の充電パスを有してよい。スナバ回路は、負側端子またはｎ個の充電パスのうち第Ｎの充電パス（但しＮは０≦Ｎ≦ｎの整数）における負側コンデンサと、ｎ個の充電パスのうち第Ｎ＋１の充電パスにおける正側コンデンサまたは正側端子と、の間に接続される第２ダイオードをそれぞれ有し、負側コンデンサおよび正側コンデンサの少なくとも一方を介して負側端子側から正側端子側へと電流を流す並列なｎ＋１個の放電パスを有してよい。複数の環流ダイオードは、一般整流ダイオードを含んでよい。

スイッチ回路は、複数の環流ダイオードのうち１以上のダイオードに逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を有してよい。

１以上のダイオードは、少なくとも１つが一般整流ダイオードであってよい。

複数の環流ダイオードは、１以上のスイッチング素子に直列接続される少なくとも１つのダイオードを有してよい。当該少なくとも１つのダイオードは、一般整流ダイオードであってよい。

スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであってよい。上述の１以上のダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであってよい。

複数の環流ダイオードはそれぞれ、一般整流ダイオードであってよい。
一般整流ダイオードは、逆回復時間が２００ｎｓ以上であってよい。

一般整流ダイオードは、第１ダイオードおよび第２ダイオードよりも逆回復時間が長くてよい。
一般整流ダイオードは、ハードリカバリダイオードであってよい。

正側端子に接続された正側電源線、および、負側端子に接続された負側電源線は、配線の電流変化率を１００Ａ／μｓよりも小さくする配線インダクタンスを有してよい。

なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。

本実施形態に係る電力変換装置１を示す。スイッチング素子１１がターンオフされた場合の電流の流れを示す。スイッチング素子１１がターンオンされた場合の電流の流れを示す。逆回復電流とサージ電圧との関係を示す。逆回復電流とサージ電圧との関係を示す。変形例に係る電力変換装置１Ａを示す。

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

［１．電力変換装置１の回路構成］
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１を示す。本実施形態では一例として電力変換装置１はインバータであり、直流電力を多相（本実施形態では一例として３相）交流電力に変換する。電力変換装置１は、コンデンサ１０の各電極と電源出力端子１９との接続を切り替えることで変換した電圧を電源出力端子１９から出力する。なお、出力される交流電流の帰路は他の相の電源出力端子１９であってよい。電源出力端子１９には誘導負荷（図示せず）が接続されてよい。電力変換装置１は、コンデンサ１０と、１または複数（本実施形態では一例として相ごとに１つずつの計３つ）のスイッチ回路３と、スナバ回路２とを備える。なお、電力変換装置１は直流電力を単相交流電力に変換してもよい。この場合に電力変換装置１は、スイッチ回路３を１つのみ備え、直列接続された２つのコンデンサ１０を備えてよく、電源出力端子１９から出力される交流電流の帰路をコンデンサ１０の中点としてよい。

コンデンサ１０は、直流電源として機能する。コンデンサ１０の正極には正側電源線１０１が接続され、負極には負側電源線１０２が接続される。正側電源線１０１および負側電源線１０２には、その配線長に応じて配線インダクタンス１０１１が存在しうる。一例として、正側電源線１０１、および、負側電源線１０２には、当該配線の電流変化率を１００Ａ／μｓよりも小さくする配線インダクタンスが存在してよい。なお、図１では１つのコンデンサ１０が図示されているが、直列または並列に接続された複数のコンデンサ１０が電力変換装置１に具備されてもよい。コンデンサ１０は、正側電源線１０１および負側電源線１０２の間の電圧を平滑化する平滑コンデンサでもよい。この場合には、正側電源線１０１および負側電源線１０２の間には、図示しない電源がさらに接続されてもよい。

［１．１．スイッチ回路３］
各スイッチ回路３は、正側端子５１および負側端子５２の間にスイッチング素子１１、１２および環流ダイオード１３，１４を有する。正側端子５１および負側端子５２は、正側および負側の電源端子であってよい。

スイッチング素子１１，１２は、スイッチング素子１１を正側、スイッチング素子１２を負側として正側端子５１および負側端子５２の間に電気的に直列に接続されている。スイッチング素子１１，１２は、電力変換装置１における上アームおよび下アームを構成してよい。

スイッチング素子１１，１２は、環流ダイオード１３，１４に逆並列に接続される。スイッチング素子１１，１２は、それぞれ正側端子５１の側、つまり正側電源線１０１の側にドレイン端子が接続され、負側端子５２の側、つまり負側電源線１０２の側にソース端子が接続されてよい。スイッチング素子１１，１２のゲート端子には、図示しないゲート駆動回路が接続され、スイッチング素子１１，１２のオン／オフを制御する。例えば、スイッチング素子１１，１２は、両方がオフとなるデッドタイムを挟んで択一的に接続状態となるよう制御されてよい。スイッチング素子１１，１２はＰＷＭ方式で制御されてよい。スイッチング素子１１，１２のスイッチング周波数は、１ｋＨｚから１００ｋＨｚの何れかであってよく、一例として５０ｋＨｚであってよい。スイッチング素子１１およびスイッチング素子１２の中点には電源出力端子１９が接続される。

スイッチング素子１１，１２は、シリコンを基材としたシリコン半導体素子でもよいし、ワイドバンドギャップ半導体素子でもよい。ワイドバンドギャップ半導体素子とは、シリコン半導体素子よりもバンドギャップが大きい半導体素子であり、例えばＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンド、窒化ガリウム系材料、酸化ガリウム系材料、ＡｌＮ、ＡｌＧａＮ、または、ＺｎＯなどを含む半導体素子である。なお、スイッチング素子１１，１２はＭＯＳＦＥＴでもよいし、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなど、他構造の半導体素子でもよい。

環流ダイオード１３，１４は、正側端子５１および負側端子５２の間に電気的に直列に接続されている。環流ダイオード１３，１４は、逆並列ダイオードの一例でよく、正側電源線１０１の側がカソードとなるようスイッチング素子１１，１２に逆並列に接続されてよい。環流ダイオード１３，１４は、一般整流ダイオードを含む。２つの環流ダイオード１３，１４は、少なくとも１つが一般整流ダイオードであり、本実施形態では一例として、それぞれが一般整流ダイオードである。スイッチング素子１１，１２がＭＯＳＦＥＴである場合には、環流ダイオード１３，１４はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）でもよい。

ここで、一般整流ダイオードは、ファストリカバリダイオード（一例として逆回復時間が２００ｎｓ未満のダイオード）とは異なるダイオード（低速ダイオードとも称する）であってよい。低速ダイオードは、逆回復時間が２００ｎｓ以上のダイオードであってよく、逆回復時間が５００ｎｓ以上のダイオードであってもよい。低速ダイオードは、低速ダイオードは、耐圧が３．３ｋＶよりも高くてよい。低速ダイオードは、ハードリカバリダイオードであってよい。ハードリカバリダイオードとは、ソフト性指標値Ｓ＝Δ２／Δ１が１．３より小さいダイオードであってよい。式中のΔ１は逆回復時間の開始タイミングから逆電流のピークタイミングまでの時間であってよく、式中のΔ２は当該ピークタイミングから逆回復時間の終了タイミングまでの時間であってよい。環流ダイオード１３，１４は、シリコン半導体素子でもよいし、ワイドバンドギャップ半導体素子でもよい。なお、環流ダイオード１３，１４の一方が低速ダイオードではない場合には、当該ダイオードはファストリカバリダイオードであってよく、一例としてショットキーバリアダイオードであってよい。

各スイッチ回路３は、半導体モジュール５としてモジュール化されてよい。この場合には、正側のスイッチング素子１１のドレイン端子が半導体モジュール５の正側端子５１であってよく、負側のスイッチング素子１２のソース端子が半導体モジュール５の負側端子５２であってよい。

［１．２．スナバ回路２］
スナバ回路２は、スイッチ回路３に接続される。スナバ回路２は、スイッチング素子１１，１２が電流を遮断した場合に生じるサージ電圧を吸収して電力変換装置１の各素子を保護してよい。スナバ回路２は、半導体モジュール５の正側端子５１，負側端子５２に装着されるスナバ装置７として実装されてよい。

スナバ回路２は、並列なｎ個の充電パス２１と、並列なｎ＋１個の放電パス２２とを有する。なお、個数ｎは１以上の整数であり、本実施形態では一例として３である。また、本実施形態では一例として、３つの充電パス２１を図の左側から順に第１の充電パス２１（１），第２の充電パス２１（２），第３の充電パス２１（３）として説明する。また、４つの放電パス２２を図の左側から順に第１の放電パス２２（１），第２の放電パス２２（２），第３の放電パス２２（３），第４の放電パス２２（４）として説明する。

各充電パス２１は、正側端子５１および負側端子５２の間に直列に順に接続される正側コンデンサ２１１、充電パス用ダイオード２１２、および負側コンデンサ２１３を有する。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、それぞれスナバコンデンサとして機能するものであり、スイッチング素子１１，１２の駆動時に生じる瞬時的なサージ電圧（一例として１０ｎｓより大きく１０μｓ未満の期間で素子に印加されるサージ電圧）を吸収してよい。例えば正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、１００ｋＨｚより大きく１００ＭＨｚ未満の振動を抑えてよい。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、一例としてフィルムコンデンサまたは積層セラミックコンデンサであってよい。

充電パス用ダイオード２１２は、第１ダイオードの一例であり、正側端子５１の側にアノードを向け、負側端子５２の側にカソードを向けて配設される。これにより、各充電パス２１は正側端子５１側から負側端子５２側へと電流を流す。

各放電パス２２は、放電パス用ダイオード２２１を有する。放電パス用ダイオード２２１は、第２ダイオードの一例であり、負側端子５２またはｎ個の充電パス２１のうち第Ｎの充電パス２１（但しＮは０≦Ｎ≦ｎの整数）における負側コンデンサ２１３と、ｎ個の充電パス２１のうち第Ｎ＋１の充電パス２１における正側コンデンサ２１１または正側端子５１と、の間に接続される。例えば、第１の放電パス２２（１）の放電パス用ダイオード２２１は、負側端子５２と、第１の充電パス２１（１）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第２の放電パス２２（２）の放電パス用ダイオード２２１は、第１の充電パス２１（１）の負側コンデンサ２１３と、第２の充電パス２１（２）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第３の放電パス２２（３）の放電パス用ダイオード２２１は、第２の充電パス２１（２）の負側コンデンサ２１３と、第３の充電パス２１（３）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第４の放電パス２２（４）の放電パス用ダイオード２２１は、第３の充電パス２１（３）の負側コンデンサ２１３と、正側端子５１との間に接続される。放電パス用ダイオード２２１は、第Ｎの充電パス２１（Ｎ）または負側端子５２の側にアソードを向け、第Ｎ＋１の充電パス２１（Ｎ＋１）または正側端子５１の側にカソードを向けて配設される。これにより、各放電パス２２は、負側コンデンサ２１３および正側コンデンサ２１１の少なくとも一方を介して負側端子５２側から正側端子５１側へと電流を流す。

なお、充電パス用ダイオード２１２および放電パス用ダイオード２２１は、スイッチ回路３の低速ダイオード（本実施形態では一例として環流ダイオード１３，１４）よりも逆回復時間が短くてよい。例えば、充電パス用ダイオード２１２および放電パス用ダイオード２２１はそれぞれファストリカバリダイオードであってよく、一例としてショットバリアキーダイオードであってよい。

［１．３．スナバ回路２の動作］
続いて、スナバ回路２の動作について説明する。なお、本実施形態では、説明の簡略化のため、１つのスイッチング素子１１が駆動される場合について説明する。

まず、スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態から、スイッチング素子１１がターンオフされる場合の動作について説明する。スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態では、出力電流は、コンデンサ１０、正側電源線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路で流れる。このとき、配線インダクタンス１０１１には出力電流が流れてエネルギーが蓄積される。

図２は、この状態からスイッチング素子１１がターンオフされた場合の電流の流れを示す。なお、図中の破線の矢印は電流の流れを示し、実線の矢印はコンデンサ１０、正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧を示す。

スイッチング素子１１がターンオフされると、出力電流は転流して、コンデンサ１０および正側電源線１０１から各充電パス２１の正側コンデンサ２１１、充電パス用ダイオード２１２および負側コンデンサ２１３に流れ、環流ダイオード１４を介して電源出力端子１９から出力される。これにより、配線インダクタンス１０１１の電流エネルギーは、充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電により吸収される。そして、出力電流は最終的に、コンデンサ１０、負側電源線１０２、環流ダイオード１４、および、電源出力端子１９の経路に全て転流する。これにより、スイッチング素子１１のターンオフ動作に伴う転流が完了する。

図３は、スイッチング素子１１のターンオフ動作が完了した状態から、あらためてスイッチング素子１１がターンオンされた場合の電流の流れを示す。

あらためてスイッチング素子１１がターンオンされると、コンデンサ１０、負側電源線１０２、環流ダイオード１４、および、電源出力端子１９の経路に流れていた出力電流は、コンデンサ１０、負側電源線１０２、各放電パス２２の放電パス用ダイオード２２１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路に転流し、このとき放電パス用ダイオード２２１のアノード側／カソード側の正側コンデンサ２１１および／または負側コンデンサ２１３に蓄えられていたターンオフ動作時のエネルギーが放出される。そして、出力電流は最終的にコンデンサ１０、正側電源線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路に全て転流する。これにより、スイッチング素子１１のターンオン動作に伴う転流が完了する。

なお、スイッチング素子１１がターンオンされた場合に、環流ダイオード１４では順方向に流れていた電流が遮断されるために逆回復が生じ、逆回復時間の間に逆電流（図中の白抜き矢印参照）が流れる。

ここで、スイッチング素子１１のターンオフ及びターンオンの動作時における正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧について説明する。ターンオフ動作時における各充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧の関係は、以下の式（１）で表される。但し、式中、Ｅはコンデンサ１０の電圧、Ｖ_{ｄｃ－ｏｆｆ}はターンオフ動作時の正側端子５１および負側端子５２の間の端子間電圧である。また、Ｖ_ｐ（１）～Ｖ_ｐ（３）は第１の充電パス２１（１）～第３の充電パス２１（３）における正側コンデンサ２１１の電圧である。また、Ｖ_ｎ（１）～Ｖ_ｎ（３）は第１の充電パス２１（１）～第３の充電パス２１（３）における負側コンデンサ２１３の電圧である。

Ｅ≦（Ｖ_ｐ（１）＋Ｖ_ｎ（１））
＝（Ｖ_ｐ（２）＋Ｖ_ｎ（２））
＝（Ｖ_ｐ（３）＋Ｖ_ｎ（３））
＝Ｖ_{ｄｃ－ｏｆｆ} …（１）

また、ターンオン動作時における各充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧の関係は、以下の式（２）で表される。但し、式中、Ｖ_{ｄｃ－ｏｎ}はターンオン動作時の正側端子５１および負側端子５２の間の端子間電圧である。

Ｅ≧Ｖ_ｐ（１）
＝（Ｖ_ｎ（１）＋Ｖ_ｐ（２））
＝（Ｖ_ｎ（２）＋Ｖ_ｐ（３））
＝Ｖ_ｎ（３）
＝Ｖ_{ｄｃ－ｏｎ} …（２）

式（１）及び式（２）により、各正側コンデンサ２１１および各負側コンデンサ２１３の電圧の関係は以下の式（３）で表される（図２、図３に図示した電圧も参照）。但し、式中、Ｖｄｃは定常時の正側端子５１および負側端子５２の間の端子間電圧である。

Ｅ＝Ｖ_ｄｃ≒Ｖ_ｐ（１）
＝Ｖ_ｎ（３）
＝１．５×Ｖ_ｐ（２）
＝１．５×Ｖ_ｎ（２）
＝３×Ｖ_ｎ（１）
＝３×Ｖ_ｐ（３） …（３）

式（３）より、コンデンサ電流が遮断される場合の各充電パス２１における充電電圧（図３では一例として４Ｅ／３）は、放電パス２２のそれぞれにおける放電電圧（図３では一例としてＥ）よりも高いことがわかる。なお、出力電流が逆向きの場合でのスイッチング素子１２のターンオンおよびターンオフ動作においても、回路の対称性より同様の効果が得られるため、詳細な説明は省略する。

以上のスナバ回路２によれば、正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を有するｎ個の並列な充電パス２１が具備される。従って、半導体モジュール５によって電流が遮断されると、配線インダクタンス１０１１に蓄積されたエネルギーは各充電パス２１を通って正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を正側端子５１および負側端子５２の間の電圧よりも高い電圧に充電する。これにより、サージ電圧による素子破壊が防止される。

また、スナバ回路２には、負側コンデンサ２１３および正側コンデンサ２１１の少なくとも一方を介して負側端子５２側から正側端子５１側へと電流を流すｎ＋１個の放電パス２２が具備される。従って、半導体モジュール５によって電流が流されると、正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３に蓄積されたエネルギーが放電され、各放電パス２２の放電電圧は正側端子５１および負側端子５２の間の電圧まで低下する。

ここで、電流が遮断される場合のｎ個の充電パス２１のそれぞれにおける充電電圧は、放電パス２２のそれぞれにおける放電電圧よりも高いため、電流が遮断されて充電パス２１を充電したエネルギーは、放電パス２２によって放電されても充電パス２１をさらに充電することができない。従って、電流が遮断される場合に正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を充電したエネルギーは、配線インダクタンス１０１１と正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３との共振動作により充放電されて回路損失として消費されることなく正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３に蓄えられて回生される。これにより、共振動作による回路損失が低減される。

そして、このように電流遮断時のサージ電圧による素子破壊を防止するとともに、回路損失を低減することができるため、正側端子５１および負側端子５２に接続される配線のインダクタンスの許容量を大きくすることができる。つまり、正側電源線１０１および負側電源線１０２の配線長の自由度を高めることができる。

また、以上の電力変換装置１によれば、環流ダイオード１３，１４の少なくとも一方が低速ダイオードであるので、ファストリカバリダイオードのみを環流ダイオード１３，１４に用いる場合と比較して、環流ダイオード１３，１４での順電圧降下による損失（いわゆる導通損）を低減することができる。また、上述のようなスナバ回路２を備えることでサージ電圧を低減しつつ配線インダクタンスを大きくすることができるため、正側電源線１０１および負側電源線１０２の電流変化率を小さくすることができる。従って、環流ダイオード１３，１４の少なくとも一方として低速ダイオードを用いても、逆回復電流を低減し、逆回復損失の増加を抑えることができる。以上から、逆回復損失の増加を抑えつつ環流ダイオード１３，１４での順電圧降下による損失を低減することができるため、電力変換の効率を高めることができる。また、ファストリカバリダイオードのみを環流ダイオード１３，１４に用いる場合と比較して、環流ダイオード１３，１４の材料費を抑え、電力変換装置１を低廉化することができる。

また、環流ダイオード１３，１４はそれぞれ低速ダイオードであるので、一方のみを低速ダイオードとする場合と比較して材料費を抑え、電力変換装置１をいっそう低廉化することができる。

また、環流ダイオード１３，１４はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであるので、ＭＯＳＦＥＴとその寄生ダイオードとを電力変換装置１のスイッチング素子１１，１２および環流ダイオード１３，１４として用いることができる。また、ＭＯＳＦＥＴに対して寄生ダイオードとは別個に逆並列ダイオードを接続する場合と比較して、電力変換装置１を低廉化することができる。

また、環流ダイオード１３，１４は逆回復時間が５００ｎｓ以上であるので、５００ｎｓ未満のダイオードと用いる場合と比較して環流ダイオード１３，１４の材料費を抑え、電力変換装置１を低廉化することができる。

また、環流ダイオード１３，１４は充電パス用ダイオード２１２および放電パス用ダイオード２２１よりも逆回復時間が長いので、充電パス用ダイオード２１２および放電パス用ダイオード２２１以下の逆回復時間を有するダイオードを環流ダイオード１３，１４に用いる場合と比較して、環流ダイオード１３，１４の材料費を抑え、電力変換装置１を低廉化することができる。

また、環流ダイオード１３，１４は耐圧が３．３ｋＶよりも高いので、電流変化率の耐量が低い。このような場合であっても、上述のようなスナバ回路２を備えることで、配線インダクタンスを大きくして電流変化率を小さくすることができるため、急激な電流変化により素子を破壊することなく電力変換を行うことができる。

また、環流ダイオード１３，１４はハードリカバリダイオードであるので、ソフトリカバリダイオードである場合と比較して、逆回復損失を低減することができる。一方、ハードリカバリダイオードを用いる場合には逆回復時にサージ電圧が大きくなる虞があるものの、上述のようなスナバ回路２を備えることで、配線インダクタンスを大きくして逆回復時のサージ電圧を小さくすることができるため、サージ電圧により素子を破壊することなく電力変換を行うことができる。

また、正側電源線１０１および負側電源線１０２は当該電線の電流変化率を１００Ａ／μｓよりも小さくする配線インダクタンスを有するので、電流変化率を確実に小さくすることができる。

なお、環流ダイオード１４に流れる逆電流は放電パス２２から供給され得る。従って、放電パス２２の配線インダクタンスは充電パス２１の配線インダクタンスよりも大きいことが好ましい。一例として、正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の間の配線の配線は、電流変化率を１００Ａ／μｓよりも小さくする配線インダクタンスを有してよい。これにより、逆電流を低減して逆回復損失を低減することができる。

［３．動作波形］
図４は、逆回復電流とサージ電圧との関係を示す。本図と、後述の図５とでは、図中の横軸は時間を示し、縦軸は電流または電圧を示す。また、破線のグラフは環流ダイオード１４に流れる電流を示し、実線のグラフは、スイッチング素子１２の素子電圧を示す。なお、スイッチング素子１１がターンオンすることで、環流ダイオード１４に流れている電流が減少し始め、逆回復現象に向かって遷移していく。スイッチング素子１２の素子電圧は最終的にコンデンサ１０の電圧値に落ち着くが、一時的にコンデンサ１０の電圧値よりも高くなる。本実施形態では、このような、コンデンサ１０の電圧値よりも高くなる上昇分の電圧をサージ電圧と称する。

図中、最も細い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ回路２を有さずに配線インダクタンスが小さく、かつ、環流ダイオード１４がファストリカバリダイオード（高速ダイオード）である場合の電流，電圧を示す。図中、２番目に細い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ装置７を有さずに配線インダクタンスが小さく、かつ、環流ダイオード１４が低速ダイオードである場合の電流，電圧を示す。図中、最も太い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ装置７を有して配線インダクタンスが大きく、かつ、環流ダイオード１４が低速ダイオードである場合の電流，電圧を示す。なお、配線インダクタンスが小さいとは、正側電源線１０１および負側電源線１０２の電流変化率が１００Ａ／μｓよりも小さいことであってよい。配線インダクタンスが大きいとは、正側電源線１０１および負側電源線１０２の電流変化率が１００Ａ／μｓよりも大きいことであってよい。

この図から分かるように、単純に環流ダイオード１４を高速ダイオードから低速ダイオードに変更すると、逆回復時間が長くなり、逆回復損失が増加してしまう。一方、スナバ装置７を用いる場合には、配線インダクタンスを大きくすることができるため、環流ダイオード１４に流れる順方向電流の変化率を小さくして逆回復電流のピークを小さくし、単純に環流ダイオード１４を高速ダイオードから低速ダイオードに変更する場合と比較して、逆回復時間、逆回復損失を低減することができる。さらに逆回復電流ピークが小さくなるため、サージ電圧も低減することができる。また、環流ダイオード１４を低速ダイオードとする場合であっても、逆回復電流を低減して逆回復時間を短くし、逆回復損失の増加を抑えることができる。

図５は、逆回復電流とサージ電圧との他の関係を示す。図中、最も細い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ回路２を有さずに配線インダクタンスが小さく、かつ、環流ダイオード１４がソフトリカバリのファストリカバリダイオード（高速ダイオード）である場合の電流，電圧を示す。図中、２番目に細い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ装置７を有さずに配線インダクタンスが小さく、かつ、環流ダイオード１４がハードリカバリの高速ダイオードである場合の電流，電圧を示す。図中、最も太い破線，実線のグラフは、電力変換装置１がスナバ装置７を有して配線インダクタンスが大きく、かつ、環流ダイオード１４がハードリカバリの高速ダイオードである場合の電流，電圧を示す。

この図から分かるように、単純に環流ダイオード１４をソフトリカバリのダイオードからハードリカバリのダイオードに変更すると、逆回復時間が短くなるものの、逆回復電流の急峻な減少に起因してサージ電圧が大きくなってしまう。一方、スナバ装置７を用いる場合には、配線インダクタンスを大きくすることができるため、環流ダイオード１４に流れる電流の変化率を小さくして逆回復電流のピークを小さくし、サージ電圧を低減することができる。なお、本図では環流ダイオード１４がファストリカバリダイオード（高速ダイオード）である場合の動作波形について説明したが、低速ダイオードの場合にも動作波形の傾向は同様である。

［４．変形例］
図６は、変形例に係る電力変換装置１Ａを示す。本変形例では一例として電力変換装置１Ａは昇圧チョッパであり、電源１８から供給される電圧を昇圧して、正側電源線１０１および負側電源線１０２に接続された負荷（図示せず）に供給する。電力変換装置１Ａは、スイッチ回路３Ａと、電源１８と、インダクタ１５と、コンデンサ１０Ａとを備える。

スイッチ回路３Ａは、環流ダイオード１３Ａを有する。環流ダイオード１３Ａは、正側端子５１および負側端子５２の間で環流ダイオード１４およびスイッチング素子１２のそれぞれと電気的に直列に接続されており、逆流防止ダイオードとして機能する。本実施形態では一例として環流ダイオード１３Ａ，１４はそれぞれ低速ダイオードであるが、いずれか一方のみが低速ダイオードであってもよい。つまり、スイッチング素子１２と直列に接続された逆流防止用の環流ダイオード１３Ａが低速ダイオードであってもよいし、スイッチング素子１２と逆並列に接続された環流ダイオード１４が低速ダイオードであってもよい。環流ダイオード１３Ａと、環流ダイオード１４との中点には電源端子１９Ａが接続される。

電源１８は、電源端子１９Ａと、負側端子５２との間に接続される。電源１８は、直流電力の電圧源であってよい。例えば、電源１８は、整流ダイオードおよびコンデンサを含む整流回路によって商用周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の交流電力を直流電力に整流して供給する回路であってよい。

インダクタ１５は、電源端子１９Ａと、電源１８との間に接続される。インダクタ１５は、スイッチング素子１２がオンされる場合に電流を流してエネルギを蓄積し、スイッチング素子１２がオフされる場合にエネルギを電流として放出する。これにより、電源１８の電圧が昇圧されて適宜、放出される。一例として、電源１８から供給される５６５Ｖの電圧が７１０Ｖに昇圧されてよい。

コンデンサ１０Ａは、正側電源線１０１および負側電源線１０２の間に接続される。コンデンサ１０Ａは、負荷（図示せず）に流れる電流を平滑化してよい。

以上の電力変換装置１Ａによっても、上述の電力変換装置１と同様に、逆回復損失の増加を抑えつつ環流ダイオード１３，１４での順電圧降下による損失を低減することができるため、電力変換の効率を高めることができる。また、ファストリカバリダイオードのみを環流ダイオード１３，１４に用いる場合と比較して、環流ダイオード１３，１４の材料費を抑え、電力変換装置１を低廉化することができる。

［５．その他の変形例］
なお、上記の実施形態においては、スイッチ回路３は２つの環流ダイオード１３，１４を有することとして説明したが、３つ以上の環流ダイオードを有することとしてもよい。また、スイッチ回路３は、２つのスイッチング素子１１，１２を有することとして説明したが、複数の環流ダイオードのうち１以上のダイオードに逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を有する限りにおいて、他の個数のスイッチング素子を有してよい。

また、上記の変形例においては、スイッチ回路３Ａは１つのスイッチング素子１２を有し、当該スイッチング素子１２に逆並列に接続された環流ダイオード１４と、スイッチング素子１２に直列に接続された環流ダイオード１３Ａとを有することとして説明したが、スイッチング素子および環流ダイオードの個数はこれに限定されない。例えば、スイッチ回路３Ａは、３つ以上の環流ダイオードを有してよい。また、スイッチ回路３Ａは、複数の環流ダイオードのうち１以上のダイオードに逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を有してよい。この場合、複数の環流ダイオードは、ダイオードと逆並列に接続されたスイッチング素子に対して直列接続される少なくとも１つのダイオードを有してよい。スイッチング素子に対して直列に接続された環流ダイオード間のノードと、スイッチング素子間のノードとの間には、フライングキャパシタとして機能するコンデンサが接続されてよい。

また、電力変換装置１Ａを昇圧チョッパとして説明したが、降圧チョッパとしてもよい。この場合には、直流電源としてのコンデンサ１０Ａから供給される電圧を降圧して電源端子１９Ａと、負側端子５２との間に接続された負荷に供給してよい。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。

１電力変換装置、２スナバ回路、３スイッチ回路、５半導体モジュール、７スナバ装置、１０コンデンサ、１１スイッチング素子、１２スイッチング素子、１３環流ダイオード、１４環流ダイオード、１５インダクタ、１８電源、１９電源出力端子、２１充電パス、２２放電パス、５１正側端子、５２負側端子、１０１正側電源線、１０２負側電源線、２１１正側コンデンサ、２１２充電パス用ダイオード、２１３負側コンデンサ、２２１放電パス用ダイオード、１０１１配線インダクタンス

Claims

正側端子および負側端子の間に電気的に直列に接続された複数の環流ダイオードを有するスイッチ回路と、
前記スイッチ回路に並列に接続されるスナバ回路と、
を備え、
前記スナバ回路は、
前記正側端子および前記負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、前記正側端子側から前記負側端子側へと電流を流す並列なｎ個（但しｎは１以上の整数）の充電パスと、
前記ｎ個の充電パスのうち第Ｎの充電パス（但しＮは０≦Ｎ≦ｎの整数）における前記負側コンデンサと前記ｎ個の充電パスのうち第Ｎ＋１の充電パスにおける前記正側コンデンサとの間に接続される第２ダイオード（但し、Ｎ＝０の場合には前記負側端子と第１の充電パスにおける前記正側コンデンサとの間に接続される第２ダイオードであり、Ｎ＝ｎの場合には第ｎの充電パスにおける前記負側コンデンサと前記正側端子との間に接続される第２ダイオード）をそれぞれ有し、前記負側コンデンサおよび前記正側コンデンサの少なくとも一方を介して前記負側端子側から前記正側端子側へと電流を流す並列なｎ＋１個の放電パスと、
を有し、
前記複数の環流ダイオードは、一般整流ダイオードと、ファストリカバリダイオードとを含み、
前記スイッチ回路は、前記複数の環流ダイオードのうち１以上のダイオードに逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を有し、
前記複数の環流ダイオードは、前記１以上のスイッチング素子に直列接続される少なくとも１つのダイオードを有し、
前記少なくとも１つのダイオードは、前記一般整流ダイオードである、電力変換装置。
電力変換装置であって、
正側端子および負側端子の間に電気的に直列に接続された複数の環流ダイオードを有するスイッチ回路と、
前記スイッチ回路に並列に接続されるスナバ回路と、
を備え、
前記スナバ回路は、
前記正側端子および前記負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、前記正側端子側から前記負側端子側へと電流を流す並列なｎ個（但しｎは１以上の整数）の充電パスと、
前記ｎ個の充電パスのうち第Ｎの充電パス（但しＮは０≦Ｎ≦ｎの整数）における前記負側コンデンサと前記ｎ個の充電パスのうち第Ｎ＋１の充電パスにおける前記正側コンデンサとの間に接続される第２ダイオード（但し、Ｎ＝０の場合には前記負側端子と第１の充電パスにおける前記正側コンデンサとの間に接続される第２ダイオードであり、Ｎ＝ｎの場合には第ｎの充電パスにおける前記負側コンデンサと前記正側端子との間に接続される第２ダイオード）をそれぞれ有し、前記負側コンデンサおよび前記正側コンデンサの少なくとも一方を介して前記負側端子側から前記正側端子側へと電流を流す並列なｎ＋１個の放電パスと、
を有し、
前記複数の環流ダイオードは、一般整流ダイオードと、ファストリカバリダイオードとを含み、
当該電力変換装置はチョッパ装置であり、
前記スイッチ回路は、前記複数の環流ダイオードのうち１以上のダイオードである第１環流ダイオードと逆例列に接続されたスイッチング素子を有し、
前記複数の環流ダイオードのうち前記スイッチング素子に対して逆並列に接続された前記第１環流ダイオードと、前記スイッチング素子に対して逆並列に接続されていない第２環流ダイオードとの一方は一般整流ダイオードであり、他方はファストリカバリダイオードであり、
前記複数の環流ダイオードは、前記１以上のスイッチング素子に直列接続される少なくとも１つのダイオードを有し、
前記少なくとも１つのダイオードは、前記一般整流ダイオードである、電力変換装置。
前記一般整流ダイオードは、逆回復時間が２００ｎｓ以上である、請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記一般整流ダイオードは、前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードよりも逆回復時間が長い、請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記一般整流ダイオードは、ハードリカバリダイオードである、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記正側端子に接続された正側電源線、および、前記負側端子に接続された負側電源線は、配線の電流変化率を１００Ａ／μｓよりも小さくする配線インダクタンスを有する、請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。