JP2015154647A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】従来のスイッチング電源は、無負荷時や軽負荷時における電力損失を低減できなかった。【解決手段】本発明では、共振型のソフトスイッチングによるスイッチング電源において、負荷電流を検出する第１の電流センサと、負荷に並列に接続された電流調整素子と、前記第１の電流センサにより検出された負荷電流が予め設定された閾値未満の場合に、前記電流調整素子を制御して擬似的な負荷電流を流す電流制御部とを有することを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関する。

スイッチング電源として、４つのスイッチをオンオフして発生させた交流をトランスで所望の電圧に変換するフルブリッジコンバータが知られている。ところが、フルブリッジコンバータは、スイッチの端子間電圧が高い状態でスイッチをオンする場合、電力損失が発生するという問題がある。そこで、スイッチの端子間電圧が低下してからスイッチをオンするフェーズシフトフルブリッジコンバータが用いられている（特許文献１参照）。

特開２０１０−０４１８５５号公報

フェーズシフトフルブリッジコンバータは、スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサとトランスの一次側コイルとの間で部分共振を起こさせて、スイッチの端子間電圧を０Ｖにしてスイッチをオンにし、電力損失を低減する。ところが、定格に対して負荷が小さい軽負荷時や無負荷時のように負荷電流が少ない場合、部分共振により流れる電流も少なくなるため、スイッチの端子間電圧が十分に低下せず、電力損失が定格動作時に比べて大きくなるという問題がある。

本件開示のスイッチング電源は、無負荷時や軽負荷時における電力損失を低減できる技術を提供することを目的とする。

一つの観点によれば、共振型のソフトスイッチングによるスイッチング電源において、負荷電流を検出する第１の電流センサと、負荷に並列に接続された電流調整素子と、第１の電流センサにより検出された負荷電流が予め設定された閾値未満の場合に、電流調整素子を制御して擬似的な負荷電流を流す電流制御部とを有することを特徴とする。

本件開示のスイッチング電源は、無負荷時や軽負荷時における電力損失を低減することができる。

スイッチング電源の一例を示す図である。 電流制御部の一例を示す図である。 電流制御部の他の例を示す図である。 負荷電流とダミー負荷電流との関係の一例を示す図である。 比較例のスイッチング電源を示す図である。 スイッチの端子間電圧とスイッチに流れる電流とが変化するタイミング例を示す図である。 スイッチング電源の動作タイミング例を示す図である。 放熱フィンを共用する一例を示す図である。

以下、図面を用いて実施形態を説明する。

図１は、スイッチング電源１００の一例を示す。図１において、スイッチング電源１００は、トランスＴｒ１と、トランスＴｒ１の一次側回路１０１と、トランスＴｒ１の二次側回路１０２と、制御部１０３とを有する。そして、トランスＴｒ１の一次側回路１０１は、フルブリッジ回路を形成するスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４とを有する。また、トランスＴｒ１の二次側回路１０２は、整流用のダイオードＤ５，Ｄ６と、コイルＬ１と、コンデンサＣ５と、電流調整素子Ｑ５と、電流センサ１５１と、電流制御部１５２とを有する。ここで、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。また、電流調整素子Ｑ５は、スイッチＱ１などと同様のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられるが、主にドレイン電流を調整するため、リニア領域で使用される。従って、電流調整素子Ｑ５は、トランジスタ等の電流を調整できるデバイスであってもよい。尚、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４および電流調整素子Ｑ５の内部のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４およびＤ７は、パワーＭＯＳＦＥＴの構造上、ソース・ドレイン間に形成される寄生ダイオードであり、内蔵ダイオードまたはボディダイオードと呼ばれている。

図１において、制御部１０３は、予め設定されたシーケンスに従ってスイッチング電源１００が動作するための制御信号を出力したり、制御値の設定などを行う。

スイッチＱ１は、コンデンサＣ１がスイッチＱ１のソース・ドレイン間に並列に接続され、制御部１０１からゲートに与えられる制御信号により、オンまたはオフされる。同様に、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ４は、コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４がそれぞれ並列に接続され、制御部１０１からゲートに与えられる制御信号により、オンまたはオフされる。尚、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がオンオフする時のサージ電圧を抑制し、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を保護するためのスナバコンデンサである。

図１において、直列に接続されたスイッチＱ１とスイッチＱ２および直列に接続されたスイッチＱ３とスイッチＱ４は、電源Ｖｉｎにそれぞれ並列に接続されている。そして、スイッチＱ１とスイッチＱ２の中点にトランスＴｒ１の一次側コイル（端子ａ１）が接続され、スイッチＱ３とスイッチＱ４の中点にトランスＴｒ１の一次側コイル（端子ａ２）が接続されている。これにより、スイッチＱ１とスイッチＱ４とがオンすると、電源Ｖｉｎの正端子（＋）からスイッチＱ１を介してトランスＴｒ１の端子ａ１から端子ａ２に一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ４を介して電源Ｖｉｎの負端子（ー）に還流する。また、スイッチＱ２とスイッチＱ３とがオンすると、電源Ｖｉｎの正端子（＋）からスイッチＱ３を介してトランスＴｒ１の端子ａ２から端子ａ１に一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ２を介して電源Ｖｉｎの負端子（ー）に還流する。

このようにして、制御部１０３は、スイッチＱ１およびスイッチＱ４と、スイッチＱ２およびスイッチＱ３とを交互にオンオフし、トランスＴｒ１の一次側コイルに交流を流す。これにより、トランスＴｒ１の一次側コイルと二次側コイルとの巻線比に応じた交流電圧が二次側コイルに発生する。例えば、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、電源Ｖｉｎから供給される４００Ｖの電圧を１２Ｖの電圧に変換する。

一方、トランスＴｒ１の二次側コイルは、端子ｂ１，ｂ２，ｂ３を有する。ここで、端子ｂ２は、端子ｂ１と端子ｂ３との中点にある。そして、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６は、端子ｂ２を基準として端子ｂ１および端子ｂ３から出力される交流を整流して、コイルＬ１に正電圧（＋）を出力する。さらに、コイルＬ１とコンデンサＣ５とが形成するフィルタ回路により平滑化された二次側電流Ｉｏが後述する電流センサ１５１を介して負荷側に供給される。

電流センサ１５１は、例えば、電流を検出するためのシャント抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差を検出するためのオペアンプとを有する。ここで、シャント抵抗は、例えば数ｍΩから数十ｍΩ程度の抵抗なので、発生する電力損失は殆ど無視できるが、例えばホールセンサなど非接触で電流を検出するデバイスを用いてもよい。

電流制御部１５２は、電流センサ１５１が検出する負荷電流Ｉｏ１の電流値が予め設定された所定電流値Ｉｏｓより小さい場合、後述の電流調整素子Ｑ５を制御して擬似的な負荷電流Ｉｏ２（以降、ダミー負荷電流Ｉｏ２と称す）を流す。

電流調整素子Ｑ５は、コンデンサＣ５に並列に接続され、負荷電流Ｉｏ１と並列にダミー負荷電流Ｉｏ２を流すことができる。そして、電流制御部１５２は、電流調整素子Ｑ５に流れるダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値を制御する。

図２は、電流制御部１５２の一例を示す。尚、図２において、図１と同符号のブロック又は素子は、図１と同一又は同様の機能を有する。

図２において、電流制御部１５２は、加減算回路２０１と、電流制御回路２０２とを有する。

加減算回路２０１は、制御部１０３から指定される所定電流値Ｉｏｓから電流センサ１５１が検出する負荷電流Ｉｏ１の電流値を減算する。例えば、所定電流値Ｉｏｓが一定の場合、負荷電流Ｉｏ１が増加すると加減算回路２０１の出力は小さくなり、逆に、負荷電流Ｉｏ１が減少すると、加減算回路２０１の出力は大きくなる。そして、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓより大きくなると、加減算回路２０１は負の値を出力する。

電流制御回路２０２は、加減算回路２０１の出力値に応じて、電流調整素子Ｑ５を制御する。例えば、電流制御回路２０２は、加減算回路２０１の出力値が負の値の時、負荷電流Ｉｏ１は所定電流値Ｉｏｓ以上の大きさなので、電流調整素子Ｑ５をオフにしてダミー負荷電流Ｉｏ２を流さない。また、加減算回路２０１の出力値が正の値の時、当該出力値は、二次側電流Ｉｏを所定電流値Ｉｏｓにするために流さなければならないダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値を示している。そこで、電流制御回路２０２は、電流調整素子Ｑ５に与えるゲート電流を制御して、加減算回路２０１の出力値に対応するダミー負荷電流Ｉｏ２を電流調整素子Ｑ５により流す。尚、加減算回路２０１の出力値と、電流調整素子Ｑ５に与えるゲート電流の電流値と、ダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値との対応は、設計値として予め求めておくか、予め実測しておき、電流制御回路２０２に設定されている。これにより、電流制御回路２０２は、加減算回路２０１の出力値に対応するダミー負荷電流Ｉｏ２を流すための電流調整素子Ｑ５のゲート電流を求め、電流調整素子Ｑ５を制御することができる。このようにして、電流制御回路２０２は、加減算回路２０３を有さない場合でも、二次側電流Ｉｏが予め設定された所定電流値Ｉｏｓになるように、電流調整素子Ｑ５を制御してダミー負荷電流Ｉｏ２を増減することができる。

図３は、図２に示した電流制御部１５２の他の例を示す。尚、図３において、図１および図２と同符号のブロック又は素子は、図１および図２と同一又は同様の機能を有する。

図３において、電流制御部１５２ａは、加減算回路２０１と、電流制御回路２０２ａと、加減算回路２０３とを有する。また、図３において、電流調整素子Ｑ５に流れるダミー負荷電流Ｉｏ２を検出するための電流センサ１５３が電流調整素子Ｑ５に直列に配置されている。

電流センサ１５３は、先に説明した電流センサ１５１と同様に、電流を検出するためのシャント抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差を検出するためのオペアンプとを有してもよいし、非接触で電流を検出するデバイスを用いてもよい。

加減算回路２０３は、電流センサ１５３が検出するダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値を加減算回路２０１の出力値から減算して、後述する電流制御回路２０２ａに出力する。例えば、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓに満たない場合、加減算回路２０１の出力は正の値になるので、加減算回路２０３は、加減算回路２０１の出力からさらに電流センサ１５３が検出するダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値を減算する。逆に、加減算回路２０１の出力が負の値の場合、ダミー負荷電流Ｉｏ２の値に依らず、加減算回路２０３の出力は負の値になる。

電流制御回路２０２ａは、加減算回路２０３の出力値に応じて、電流調整素子Ｑ５を制御する。例えば、電流制御回路２０２ａは、加減算回路２０３の出力が負の値の時、負荷電流Ｉｏ１とダミー負荷電流Ｉｏ２との和の電流値が所定電流値Ｉｏｓ以上なので、電流調整素子Ｑ５をオフにする。また、加減算回路２０３の出力が正の値の時、当該出力値は、二次側電流Ｉｏを所定電流値Ｉｏｓにするために、更に流さなければならないダミー負荷電流Ｉｏ２の増分値を示している。そこで、電流制御回路２０２ａは、電流調整素子Ｑ５に与えるゲート電流を制御して、加減算回路２０３の出力値が負の値になるまでダミー負荷電流Ｉｏ２を増加させる。ここで、ダミー負荷電流Ｉｏ２を増減する方法として、例えば、ＰＩ（Proportion Integral) 制御（比例積分制御）などを用いることができる。

このようにして、電流制御回路２０２ａは、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓよりも小さい場合、負荷電流Ｉｏ１とダミー負荷電流Ｉｏ２との和の二次側電流Ｉｏが予め設定された所定電流値Ｉｏｓになるように、ダミー負荷電流Ｉｏ２を増加する（式１）。
Ｉｏ１ ＋ Ｉｏ２ ＝ Ｉｏｓ ［Ｉｏ１＜Ｉｏｓの場合］ ・・・（式１）
ここで、所定電流値Ｉｏｓは、先に説明したように、制御部１０３から電流制御部１５２に指示される。

図４は、負荷電流Ｉｏ１とダミー負荷電流Ｉｏ２との関係を示す。例えば、図４（ａ）は、縦軸が負荷電流Ｉｏ１、横軸がダミー負荷電流Ｉｏ２をそれぞれ示す。図４（ａ）において、負荷電流Ｉｏ１が零の時（無負荷時）、ダミー負荷電流Ｉｏ２は、所定電流値Ｉｏｓの電流を流す。そして、電流制御部１５２は、負荷電流Ｉｏ１が増加するにつれてダミー負荷電流Ｉｏ２を減少させ、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓに達するとダミー負荷電流Ｉｏ２を零にする。そして、所定電流値Ｉｏｓ以上の負荷電流Ｉｏ１が流れるような負荷が重い状態の場合、電流制御部１５２は、ダミー負荷電流Ｉｏ２を零に維持する。また、図４（ｂ）は、負荷電流Ｉｏ１とダミー負荷電流Ｉｏ２との和の二次側電流Ｉｏと、負荷電流Ｉｏ１との関係を示す。図４（ｂ）において、二次側電流Ｉｏは、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓになるまで一定の電流値（所定電流値Ｉｏｓ）に維持され、その後、負荷Ｌｄに流れる負荷電流Ｉｏ１に比例して二次側電流Ｉｏは増加する。

このように、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、無負荷時や軽負荷時において、負荷電流Ｉｏ１とダミー負荷電流Ｉｏ２との和の二次側電流Ｉｏが一定（所定電流値Ｉｏｓ）になるように制御する。そして、スイッチング電源１００は、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓ以上になった場合、ダミー負荷電流Ｉｏ２を零にする。この時、スイッチング電源１００は、図４（ａ）に示すように、負荷電流Ｉｏ１に反比例してダミー負荷電流Ｉｏ２をリニアに減少させ、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓ以上になった時にダミー負荷電流Ｉｏ２を零にする。これにより、電流調整素子Ｑ５による電力損失は、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓ未満の時（軽負荷時や無負荷時）に生じるが、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓ以上の時（負荷が重くなった時）は発生しない。

図５は、比較例のスイッチング電源９００を示す。尚、図５において、図１と同符号の素子は、図１と同一又は同様の機能を有する。スイッチング電源９００は、コイルＬ１とコンデンサＣ５とで平滑化された二次側電流Ｉｏがそのまま負荷Ｌｄに接続され、図１に示した電流調整素子Ｑ５、電流センサ１５１，１５３および電流制御部１５２を有していない。そして、制御部９０３は、図１で説明した制御部１０３と同様に、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を制御する。尚、図１に示した電流制御部１５２は、スイッチング電源９００にはないので、制御部９０３は、電流制御部１５２の制御を行わない。

これに対して、図１に示した本実施形態に係るスイッチング電源１００は、負荷Ｌｄに流れる負荷電流Ｉｏ１を電流センサ１５１により検出して、電流制御部１５２に出力する。そして、電流制御部１５２は、無負荷時や軽負荷時の二次側電流Ｉｏが制御部１０３に指示される所定電流値Ｉｏｓになるように、電流調整素子Ｑ５を制御する。

図６は、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、スイッチＱと呼ぶ）の端子間電圧ＶｄとスイッチＱに流れる電流Ｉｄとが変化するタイミング例を示す。尚、図６において、横軸は時間ｔ、縦軸は電圧Ｖまたは電流Ｉをそれぞれ示す。

ここで、スイッチング電源の方式は、ハードスイッチングとソフトスイッチングとがある。ハードスイッチングは、スイッチＱの端子間に電圧が掛かっている状態で強制的にスイッチＱをオンして電流を流し始める動作で、電力損失が発生する。これに対して、フェーズシフトフルブリッジコンバータなどの共振型コンバータは、スイッチＱの端子間電圧を下げてからスイッチＱをオンして電流を流し始める動作で、ハードスイッチングに比べて電力損失が少なく、ソフトスイッチングと呼ばれている。本実施形態に係るスイッチング電源１００は、部分共振を利用したソフトスイッチングによるフェーズシフトフルブリッジコンバータコンバータの一例を示しているが、共振型のソフトスイッチングによるコンバータであれば同様に適用できる。

図６（ａ）は、ハードスイッチングの場合に、スイッチング電源のスイッチＱの端子間電圧ＶｄとスイッチＱに流れる電流Ｉｄとが変化するタイミング例を示す。尚、図６（ａ）において、線ａｖ１はスイッチＱの端子間電圧Ｖｄの変化、線ｂｉ１はスイッチＱに流れる電流Ｉｄの変化をそれぞれ示す。また、端子間電圧Ｖｄの０Ｖ位置と、電流Ｉｄの０Ａ位置とが分かり易いように、少しずらして描いてある。

図６（ａ）において、スイッチＱがタイミングＴ１でオンすると、スイッチＱの端子間電圧Ｖｄの変化を示す線ａｖ１は、タイミングＴ３にかけて減少して０Ｖになる。一方、スイッチＱに流れる電流Ｉｄを示す線ｂｉ１は、スイッチＱがオンするタイミングＴ１から少し遅れたタイミングＴ２で流れ始め、タイミングＴ４にかけて増加して一定の電流になる。ここで、タイミングＴ２からタイミングＴ３までの期間において、図６（ａ）の斜線で示した部分Ｓが電力損失となる。

これに対して、図６（ｂ）は、定格負荷時において、フェーズシフトフルブリッジコンバータを用いたスイッチング電源のスイッチＱの端子間電圧ＶｄとスイッチＱに流れる電流Ｉｄとが変化するタイミング例を示す。尚、図６（ｂ）において、線ａｖ２はスイッチＱの端子間電圧Ｖｄの変化、線ｂｉ２はスイッチＱに流れる電流Ｉｄの変化をそれぞれ示す。また、図６（ａ）と同様に、端子間電圧Ｖｄの０Ｖ位置と、電流Ｉｄの０Ａ位置とが分かり易いように、少しずらして描いてある。

図６（ｂ）において、スイッチＱの端子間電圧Ｖｄの変化を示す線ａｖ２は、スイッチＱがオンするタイミングＴ１より前のタイミングＴ０において、降下し始めてタイミングＴ１の時点で０Ｖになる。ここで、スイッチング電源１００がタイミングＴ０からタイミングＴ１にかけてスイッチＱの端子間電圧を低下させる方法について、図１に示したスイッチＱ３を例に挙げて説明する。図１において、スイッチＱ３のコンデンサＣ３と、トランスＴｒ１の一次側コイルとの間の部分共振を利用して、スイッチＱ３の端子間電圧（コンデンサＣ３の電圧）が０Ｖになるようにする。例えば、スイッチＱ１，Ｑ４をオンした状態からスイッチＱ４をオフにすると、トランスＴｒ１の一次側コイルは一次側電流ｉＬを流し続けようとするので、スイッチＱ４のコンデンサＣ４の電圧が上昇し、スイッチＱ３のコンデンサＣ３の電圧が低下する。尚、スイッチＱ１はオンの状態なのでスイッチＱ２のコンデンサＣ２の電圧は変化しない。そして、スイッチＱ３のコンデンサＣ３の電圧が０Ｖ（つまり、スイッチＱ３の端子間電圧が０Ｖ）になり、このタイミングでスイッチＱ３をオンにすれば、スイッチＱ３における電力損失は発生しない。

このようにして、図６（ｂ）に示したタイミングＴ０からタイミングＴ１までの期間に、スイッチＱの端子間電圧が０Ｖになり、タイミングＴ１でスイッチＱをオンしても図６（ａ）に示したような斜線部分Ｓは無くなり、電力損失を抑えることができる。

ところが、スイッチＱに流れる一次側電流ｉＬは、定格の負荷Ｌｄが接続されている時に比べて無負荷時や軽負荷時は小さくなり、部分共振により流れる電流も小さくなる。部分共振により流れる電流が小さくなると、先の例では、スイッチＱ３のコンデンサＣ３の電圧の低下が小さくなり、コンデンサＣ３の電圧（スイッチＱ３の端子間電圧）が０Ｖまで降下しない。

図６（ｃ）は、無負荷時や軽負荷時において、スイッチＱの端子間電圧ＶｄとスイッチＱに流れる電流Ｉｄとが変化するタイミング例を示す。尚、図６（ｃ）において、線ａｖ３はスイッチＱの端子間電圧Ｖｄの変化、線ｂｉ３はスイッチＱに流れる電流Ｉｄの変化をそれぞれ示す。また、図６（ｂ）と同様に、端子間電圧Ｖｄの０Ｖ位置と、電流Ｉｄの０Ａ位置とが分かり易いように、少しずらして描いてある。図６（ｃ）の線ａｖ３に示すように、スイッチＱ１がオンするタイミングＴ１の時点でスイッチＱ１の端子間電圧が十分に下がらず、斜線で示した部分Ｓ２が電力損失となる。

そこで、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、無負荷時や軽負荷時において、部分共振によってスイッチＱに流れる一次側電流ｉＬがスイッチＱの端子間電圧を０Ｖに下げるのに十分な電流値になるように二次側電流Ｉｏを制御する。そして、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、無負荷時や軽負荷時においても、スイッチＱの端子間電圧ＶｄとスイッチＱに流れる電流Ｉｄとが変化するタイミングを図６（ｂ）と同様のタイミングにすることができる。尚、スイッチＱの端子間電圧を０Ｖに下げるのに十分な二次側電流Ｉｏは、例えば最大電流の１／１０程度のように設定するが、負荷電流や回路に使用するデバイスなどに応じて調整する。

図７は、スイッチング電源１００の動作タイミング例を示す。図７において、タイミングｔ１でスイッチＱ４がオフすると、部分共振により一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ３の端子間電圧Ｖｄが減少し、スイッチＱ４の端子間電圧Ｖｄが増加していく。そして、スイッチＱ３の端子間電圧Ｖｄが０Ｖになるタイミングｔ２でスイッチＱ３をオンにする。

次のタイミングｔ３でスイッチＱ１がオフすると、部分共振により一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ２の端子間電圧Ｖｄが減少し、スイッチＱ１の端子間電圧Ｖｄが増加していく。そして、スイッチＱ２の端子間電圧Ｖｄが０Ｖになるタイミングｔ４でスイッチＱ２をオンにする。

次のタイミングｔ５でスイッチＱ３がオフすると、部分共振により一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ４の端子間電圧Ｖｄが減少し、スイッチＱ３の端子間電圧Ｖｄが増加していく。そして、スイッチＱ４の端子間電圧Ｖｄが０Ｖになるタイミングｔ６でスイッチＱ４をオンにする。

次のタイミングｔ７でスイッチＱ２がオフすると、部分共振により一次側電流ｉＬが流れ、スイッチＱ１の端子間電圧Ｖｄが減少し、スイッチＱ２の端子間電圧Ｖｄが増加していく。そして、スイッチＱ１の端子間電圧Ｖｄが０Ｖになるタイミングｔ８でスイッチＱ１をオンにする。

次のタイミングｔ９からタイミングｔ１５までは、上記のタイミングｔ１からｔ７までと同様に動作し、以降、スイッチング電源１００は、同じ動作を繰り返し行う。

ここで、図７に示したタイミングｔ１からタイミングｔ２において、スイッチＱ３の端子間電圧Ｖｄが０Ｖまで減少する動作は、先に説明した図６（ｂ）のタイミングＴ０からタイミングＴ１までの動作に相当する。

特に、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、先に説明したように、無負荷時や軽負荷時においても、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流すことによって、無負荷時から最大負荷時まで、図６（ｂ）の特性を維持することができる。これにより、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、一次側のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４による電力損失を低減することができる。
［放熱について］
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４は、発生する熱を逃がすために放熱フィンに取り付けられている。また、トランスＴｒ１の二次側の整流用のダイオードＤ５，Ｄ６にも放熱フィンが取り付けられる。一方、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流すための電流調整素子Ｑ５は、ダミー負荷電流Ｉｏ２の電流値に応じて熱が発生するため、放熱フィンを要する。しかし、熱の発生は、無負荷時や軽負荷時だけなので、電流調整素子Ｑ５の放熱フィンは、整流用のダイオードＤ５，Ｄ６の放熱フィンと共用することができる。この理由は、以下の通りである。

本実施形態に係るスイッチング電源１００は、無負荷時や軽負荷時にダミー負荷電流Ｉｏ２を流すために電流調整素子Ｑ５を動作させるが、負荷電流Ｉｏ１が増加して二次側電流Ｉｏが所定電流値Ｉｏｓより大きくなれば電流調整素子Ｑ５をオフする。つまり、電流調整素子Ｑ５は、無負荷時や軽負荷時に発熱するが、二次側電流Ｉｏが所定電流値Ｉｏｓより大きい時はオフされるので発熱しない。一方、整流用のダイオードＤ５およびダイオードＤ６は、最大負荷時の発熱量を考慮して放熱フィンが設計されている。ところが、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６は、二次側電流Ｉｏが大きくなるにつれて発熱量が増加するが、無負荷時や軽負荷時の発熱量は、最大負荷時よりも小さく、放熱フィンの熱容量に余裕がある。つまり、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６の発熱期間と電流調整素子Ｑ５の発熱期間とは、互いに逆の関係にあり、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６の放熱フィンを電流調整素子Ｑ５と共用することができる。これにより、本実施形態に係るスイッチング電源は、電流調整素子Ｑ５の放熱フィンを無くし、部品コストを削減できる。

尚、無負荷時に負荷電流を流す他の方法として、負荷端子間にダミー抵抗を接続する方法もあるが、ダミー抵抗が接続されたままなので、負荷が重くなった場合もダミー抵抗に電流が流れ、ダミー抵抗による電力損失が無視できなくなる。このため、ダミー抵抗は、専用の放熱フィンを要する。これに対して、本実施形態に係るスイッチング電源は、負荷電流Ｉｏ１が予め設定した所定電流値Ｉｏｓより小さい時（軽負荷時や無負荷時）だけにダミー負荷電流Ｉｏ２を流すので、負荷が重くなった場合の電力損失を無くすことができる。

図８は、放熱フィンＦＩＮ１を共用する一例を示す。図８（ａ）は、図５に示した比較例のスイッチング電源９００の放熱フィンＦＩＮ１を示し、放熱フィンＦＩＮ１によりダイオードＤ５およびダイオードＤ６の放熱が行われる。一方、図８（ｂ）は、図１に示した本実施形態に係るスイッチング電源１００において、図８（ａ）の放熱フィンＦＩＮ１と同じサイズのものを使用する例を示す。図８（ｂ）において、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６と共に電流調整素子Ｑ５が放熱フィンＦＩＮ１に取り付けられ、無負荷時や軽負荷時には主に電流調整素子Ｑ５の放熱が放熱フィンＦＩＮ１で行われる。そして、二次側電流Ｉｏが所定電流値Ｉｏｓより大きい場合は、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６の放熱が放熱フィンＦＩＮ１で行われる。

このように、本実施形態に係るスイッチング電源は、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流すことによって無負荷時や軽負荷時の一次側のスイッチＱによる電力損失を低減するだけでなく、電力損失を低減するための回路の放熱フィンの部品コストを削減することができる。

以上、説明してきたように、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、無負荷時や軽負荷時に、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流す回路を設け、負荷電流Ｉｏ１が予め設定された所定電流値Ｉｏｓよりも小さい場合、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流す。そして、負荷電流Ｉｏ１が所定電流値Ｉｏｓよりも大きくなった場合、ダミー負荷電流Ｉｏ２を零にする。これにより、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、通常の共振型のソフトスイッチングによるスイッチング電源（フェーズシフトフルブリッジコンバータなど）よりも無負荷時や軽負荷時の電力損失を減らすことができる。

さらに、本実施形態に係るスイッチング電源１００は、ダミー負荷電流Ｉｏ２を流すための電流調整素子Ｑ５の放熱フィンを整流用のダイオードＤ５およびダイオードＤ６の放熱フィンと共用化して、部品コストの増加を抑えることができる。

以上の詳細な説明により、実施形態の特徴点および利点は明らかになるであろう。これは、特許請求の範囲がその精神および権利範囲を逸脱しない範囲で前述のような実施形態の特徴点および利点にまで及ぶことを意図するものである。また、当該技術分野において通常の知識を有する者であれば、あらゆる改良および変更に容易に想到できるはずである。したがって、発明性を有する実施形態の範囲を前述したものに限定する意図はなく、実施形態に開示された範囲に含まれる適当な改良物および均等物に拠ることも可能である。

１００・・・スイッチング電源；１０１・・・一次側回路；１０２・・・二次側回路；１０３・・・制御部；１５１，１５３・・・電流センサ；１５２，１５２ａ・・・電流制御部；２０１，２０３・・・加減算回路；２０２，２０２ａ・・・電流制御回路；Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５・・・コンデンサ；Ｄ５，Ｄ６・・・ダイオード；Ｌ１・・・コイル；Ｌｄ・・・負荷；Ｔｒ１・・・トランス；Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ；Ｑ５・・・電流調整素子

Claims (4)

1. 共振型のソフトスイッチングによるスイッチング電源において、
   負荷電流を検出する第１の電流センサと、
   負荷に並列に接続された電流調整素子と、
   前記第１の電流センサにより検出された負荷電流が予め設定された閾値未満の場合に、前記電流調整素子を制御して擬似的な負荷電流を流す電流制御部と
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源において、
   前記電流調整素子に流れる擬似的な負荷電流を検出する第２の電流センサを更に設け、
   前記電流制御部は、前記電流センサが検出した負荷電流と前記第２の電流センサが検出した擬似的な負荷電流との和が予め設定された閾値未満の場合に、前記電流調整素子を制御して擬似的な負荷電流を流す
   ことを特徴とするスイッチング電源。
3. 請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源において、
   第１のスイッチと、第２のスイッチと、第３のスイッチと、第４のスイッチとで形成され、交流を発生するフルブリッジ回路と、
   一次側コイルに接続される前記フルブリッジ回路が発生する交流電圧を変圧して二次側コイルに出力するトランスと、
   前記トランスの二次側コイルから出力される交流電圧を整流する整流用ダイオードと、
   前記整流用ダイオードの出力を平滑化する平滑回路と
   を有し、
   前記第１の電流センサは、前記トランスの二次側コイルから負荷に流れる負荷電流を検出する
   ことを特徴とするスイッチング電源。
4. 請求項４に記載のスイッチング電源において、
   前記整流用ダイオードの放熱フィンと、前記電流調整素子の放熱フィンとを共用化する
   ことを特徴とするスイッチング電源。

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