JP2015144566A - 車両用セーフティシステムの作動のための制御機器及びその作動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の車両用セーフティシステムの作動のための制御機器の欠点を解消し改善を行うこと。【解決手段】昇圧型コンバータ（ＡＷ）と、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）とを有する車両用セーフティシステムの作動のための制御機器において、少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）が前記昇圧型コンバータに対して反転動作され、その際に前記少なくとも１つの降圧型コンバータが前記充電電圧又は前記少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器から送出された電圧を降圧させるようにする。【選択図】図４

Description

本発明は、独立請求項の上位概念に記載されている車両のためのセーフティシステムの作動のための制御機器及びその作動方法に関する。

独国特許第１９５４２０８５号明細書からは、車両乗員のためのセーフティ装置が公知であり、エネルギー蓄積のためのコンデンサと第１の電圧変換器が設けられており、該第１の電圧変換器は車両バッテリーに接続され、車両バッテリー電圧をその数倍の電圧値まで昇圧させ、この高められた電圧をコンデンサに充電している。第２の電圧変換器は、その出力側を介して電圧安定器の入力側に接続させるために設けられている。さらに、前記電圧変換器を制御するマイクロコントローラが設けられており、前記電圧変換器を、マイクロコントローラのシリアルインターフェースによって制御している。独国特許出願公開第１０２００４０５７６９０号明細書からは、電気的なエネルギー蓄積装置の充電のための装置及び方法が公知である。ここでは、給電電流を所定の最大電流に制限するために、メイン電流パス内のアクティブな電流制限が行われている。電圧変換装置は、電気的なエネルギー蓄積装置の給電電位を介した電位の引き上げのために、電流制限装置の下流側に配置されている。

独国特許第１９５４２０８５号明細書 独国特許出願公開第１０２００４０５７６９０号明細書

本発明の課題は従来技術の欠点に鑑みこれを解消すべく改善を行うことである。

上記課題は本発明により、少なくとも１つの降圧型コンバータが前記昇圧型コンバータに対して反転動作され、その際に前記少なくとも１つの降圧型コンバータが前記充電電圧又は前記少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器から送出された電圧を降圧させるようにして解決される。

本発明による、車両用セーフティシステムの作動のための制御機器ないし制御方法は、少なくとも１つの降圧型コンバータが昇圧型コンバータに対して反転動作し、その際に前記降圧型コンバータが充電電圧又はエネルギー蓄積器からの出力電圧を降圧させる利点を有している。それにより、交流成分の低減、つまり昇圧型コンバータ出力側の交流電圧の低減が可能となる。なぜなら、昇圧型コンバータの目下のエネルギー送出における逆動作により（フリーホイリング）、少なくとも１つの降圧型コンバータによってエネルギーが受け入れられる。その結果として昇圧型コンバータの出力側における僅かな交流成分しか伴わない動的なバランスが得られる。

本発明における制御機器とは、センサ信号を処理し、それに依存してセーフティシステム、例えばエアバックやシートベルトを備えた受動的な乗員保護システムを駆動する電気的な機器と理解されたい。この制御機器は通常は金属及び／又はプラスチックからなる固有のケーシングを有しているが、少なくとも部分的に分割された構成要素と共に異なる機器に組み込まれていてもよい。前記アクティブセーフティシステムとパッシブセーフティシステムは、１個の共通のケーシング内に配設することも可能である。

前記セーフティシステムの動作とは、当該セーフティシステムが想定している安全に係わるケースにおいて活性化されることを意味する。例えば、エアバックの起動が必要とされる事故が起きた場合に、当該制御機器は、相応のエアバックを駆動するための駆動制御信号を送出する。

本願での“セーフティシステム”とは、エアバックやシートベルトなどのパッシブセーフティシステムや、車両の電子制御式姿勢安定化制御機構またはアンチスリップ制御機構などのアクティブセーフティシステムと理解されたい。

昇圧型コンバータとは、一般にインダクタンスを有する電子素子であって、入力電圧よりも高い出力電圧に変換するためのものである。それに対して昇圧型コンバータはスイッチングコンバータとして構成される。そのような昇圧型コンバータは、例えばコイルを含んだインダクタンスを有し、前記コイルはフリーホイリングダイオードか又は本発明では集積された形態で実現され得るフリーホイリングトランジスタに直列に接続される。フリーホイリングダイオードの後方には充電コンデンサが設けられ、該充電コンデンサは出力電圧を加算する。前記コイルはスイッチを介してアースに接続される。前記コイルにおいては入力電圧が低下し、コイルを流れる電流と、磁界内に蓄積されるエネルギーが上昇する。スイッチが開くと、コイルは電流通流の維持を試みる。前記コイルの二次側端部の電圧は、コンデンサに印加される電圧が上昇しダイオードが開かれるまで非常に迅速に上昇する。電流は第１の瞬間において不変に継続して流れ、コンデンサを引き続き充電する。その際磁界が寄せ集められてそのエネルギーが送出され、電流がダイオードを介して充電コンデンサ内及び負荷に対して流される。一般的に言うと、インダクタンスは、充電過程中は負荷及び吸収エネルギーとして作用し、放電過程中はインダクタンスはバッテリーに類似したエネルギー源として作用する。それ故充電フェーズと、いわゆるフリーホイリングフェーズは異なる。フリーホイリングフェーズでは、エネルギーが昇圧型コンバータの出力側に移送される。

車両バッテリーから導出された入力電圧とは、例えばフィルタリング処理され極性反転保護された電圧であり、車両バッテリー電圧から直接導出されるものである。

昇圧型コンバータの出力側の充電電圧は、入力電圧よりも高い。そのため昇圧型コンバータの概要を説明する。

少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器は、通常は１つ又は複数のコンデンサであり、このコンデンサは、昇圧型コンバータの出力側からの充電電圧によって、アウタルキーモードにおけるセーフティシステムの作動のために充電される。このアウタルキーモードとは、車両バッテリーの給電が例えば事故後に中断してしまったような場合に相当する。作動中にプログラミング可能な充電電流源とは、通常は、電流制御器である。ここでは電流バルブのように作用するトランジスタ回路である。その場合プログラミングを相応の電流値に置換える論理回路を含む。それと共に充電電流は作動中、すなわち車両がイグニッションスイッチオン状態でバッテリー電圧が印加されている場合に、状況に応じて設定可能である。このプログラミングは例えば制御機器のマイクロコントローラが実行可能である。プログラミング可能な充電電流源は、分路抵抗を備えた電流制御器かカレントミラーであってもよい。

プログラミングとは本願では、作動中に充電電流源が、充電電流に対する１つの値をもたらすように解釈する信号を含んでいることを意味する。

従属請求項に記載された手段および態様により、独立請求項に記載された車両用セーフティシステムの作動のための方法ないし制御機器の有利な実施形態が得られる。

有利には、昇圧型コンバータと少なくとも１つの降圧型コンバータが相互に直接接続される。このことは、昇圧型コンバータの出力側から降圧型コンバータの入力側につながる少なくとも１つの線路が存在することを意味している。その際に、コンデンサ及び／又は抵抗が当該線路に接続されていてもよい。

更に有利には、昇圧型コンバータの出力側に、容量性負荷が、昇圧型コンバータの出力される誘導性スイッチング電流の加算のために送出され、フリーホイリングダイオード又は同期制御されるフリーホイリングトランジスタを介して接続される。この容量性負荷はできるだけ小さい方がよい。これは１〜１０ＭＨｚの高いクロック周波数を有するコンバータによって達成可能である。目標値としては、１〜２０μＦの範囲にあるべきであり、いわゆる積層セラミックチップコンデンサ（ＭＬＣＣ）によって実現され得る。このような値までの昇圧型コンバータの出力側キャパシタンスの低減によって、車載電源網からの始動電流制限のためのさらなる手段は何もいらなくなる（これはコスト削減につながる）。この始動電流は、数μｓまで（＜３０μｓ）制限され、その振幅においては車載電源網のインピーダンスによって非常に強い影響を受ける。その他にもこの容量性負荷によって、昇圧型コンバータの安定した作動が達成できる。このことは当該負荷に対する制御器の調整によって可能となる。それに対しては、フィードフォワードが確実に回避されなければならない（不安定性）。このことは、付加的なコストをかけることなく、フリーホイリング回路と出力側キャパシタンスの間の不可避の直列抵抗／インダクタンスの所期の活用によって改善される（フリーホイリング回路と出力側キャパシタンスの間のボンディングワイヤ、導体線路の抵抗／インダクタンスの定義）。

さらに有利には、前記制御機器が論理回路を有し、該論理回路は、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器における少なくとも１つの電気的なパラメータに依存して、当該エネルギーリザーブ蓄積器の充電期間中に、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスの初期測定と、それに続く少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の等価的な内部抵抗の測定とを実行する。この論理回路は通常は、それに必要なデータを、例えば少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器における電圧経過を介して読出す、マイクロコントローラ内に存在し得る。ＳＰＩインターフェースを介して、及びＳＰＩインターフェースに依存して、キャパシタンスの初期測定と内部抵抗の測定とがトリガされる。本願では、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の充電との概念は、制御機器のスイッチオン後ないしパワーオン後のエネルギー蓄積器の充電であることを意味している。

有利には前記論理回路は、少なくとも１つの電気的なパラメータ、通常は電圧、本発明では例えば電気的エネルギーリザーブ蓄積器に関する電圧と、所定の閾値とを比較するための少なくとも１つのコンパレータを有しており、この場合キャパシタンスの初期測定と、内部抵抗の測定とが、前記比較に依存して実行される。すなわち、コンデンサを備えたエネルギーリザーブ蓄積器に関する電圧が所定の値に到達すると、キャパシタンスの測定が実行される。例えば２つのコンパレータ値を用いることにより、予め定められた測定帯域での実施に必要な充電時間は、集積されたカウンターを用いて求めることができる（例えば１０ビット／１０ＫＨｚ）。この場合の統一的な測定電流として９０ｍＡの電流が用いられてもよい。それにより、キャパシタンスは以下の式、
ＣＥＲ＝測定電流×充電時間／測定帯域
によって得ることができる。

エネルギーリザーブ蓄積器の内部抵抗が十分に小さいかどうかを確定するために、エネルギーリザーブ蓄積器によるリザーブエネルギーのいわゆる等価的内部抵抗の測定に対しても２つの比較値を用いることが可能である。例えば９０ｍＡから９３０ｍＡへの測定電流変動のもとでは、例えば０．５Ｖの電圧変化がコンパレータ閾値１０μｓによって実現され測定電流の変化後に問合せされる。この閾値を超えた場合には、内部抵抗は、例えば０．６Ωよりも小である。例えば１Ｖの電圧変化のもとでは、測定電流の変化後の第２のコンパレータテストケースで問合せされる。この閾値を超えた場合には、内部抵抗は、１．２Ωよりも大である。シーケンス制御はマイクロコントローラ内で可能であるが、ＡＳＩＣのような特定用途向けＩＣのロジックによってハードウエア的に実現してもよい。同じように測定装置はマイクロコントローラのＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）によって実現してもよいし、ＡＳＩＣ−システム内でカウンター、電圧比較器等によって実現してもよい。測定の開始は、ＡＳＩＣ内のマイクロコントローラによって励起され得る。正確な開始時点は、時点ＶＥＲ＿ｍｉｎに到達した場合にハードウエアによって定められる。前記励起は、例えば初期キャパシタンスの結果レジスターの読出しによって行われてもよい。この結果レジスターは、測定が何も実施されていない場合には、逆シフトされない。

さらに有利には前記論理回路は、エネルギーリザーブ蓄積器の充電後にキャパシタンスのさらなる測定が周期的に実行できるように構成されている。これについてもコンパレータ閾値が用いられる。この測定は、周期的なキャパシタンス測定の結果レジスターに対するマイクロコントローラの読出し過程の後で開始される。この過程により、充電電流源は遮断される。電圧は、例えば分圧器においてコストにかかわらない負荷によって低下する。エネルギーリザーブ蓄積器に関する電圧が所定の値に達すると、測定電流によってエネルギーリザーブ蓄積器が再びさらなる値に達するまで充電される。低減された測定幅とそれに応じて調整される測定電流の選択によって、ディジットに対するμＦの分解能は正確に初期キャパシタンスの測定値に維持される。

本発明の有利な実施例によれば、キャパシタンス測定と内部抵抗測定における測定エラーが、バッテリー電圧の中断の結果として回避される。ここでは、入力電圧がコンパレータによって監視される。この電圧値がコンパレータによって予め定められている値を下回ると、目下の各測定が、測定メモリにおいて実行不能でもって特徴付けられる。それに対する代替案として、充電電流源の電流制御器が測定行使中に１つの調整状態を生成してもよい。これが立ち上がり期間までの間に測定時間自体と同じ調整時間を達成した場合にのみ、実行中の測定が支障なく経過し、故に有効なものと見なされる。つまり目標電流に対する制御が即時実行され、測定時間の終了時まで、このような制御状態に維持される。別のケースでは、測定値が測定メモリにおいて“実施不能の識別子”を受ける。前記調整状態の検出に対しては、例えば１０ｋＨｚのクロック周波数の１０ビットカウンターが使用されてもよい。もちろんそれより低い分解能のものも考えられる。

更に有利には、充電電流源による少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の充電が第１の期間と第３の期間においては、第１の電流レベルでもって行われ、第２の期間においてはテスト電流でもって行われ、第４の期間においては第１の電流レベルよりも低い第２の電流レベルでもって行われる。この場合、前記第１、第２、第３及び第４の期間は、当該順序で順次連続して行われ、さらに前記第２の期間においては、エネルギーリザーブ蓄積器の内部抵抗とキャパシタンスの初期測定が行われる。第１の電流レベルとテスト電流レベルとの間の切り替えと、第１の電流レベルと第２の電流レベルとの間の切り替えは、エネルギーリザーブ蓄積器に関する電圧に基づいて行われる。すなわちエネルギーリザーブ蓄積器に関する電圧は所定の閾値と比較される。

さらに有利には、前記制御機器は省エネモードで起動する。なぜなら昇圧型コンバータは、制御機器電圧のスイッチオンにほぼ同期して出力電圧を形成できる、１つ又は複数のエネルギーリザーブ蓄積器は充電されないからである（充電電流源は最初は遮断状態に保たれる）。昇圧型コンバータの出力側に接続されている少なくとも１つの降圧型コンバータによって、計算機（マイクロコントローラ）に電気的なエネルギーが供給される。すなわち、本発明では省エネモードが設けられ、この省エネモードは車両バッテリーからの取り出しを低減し、その場合有利には、充電電流源が次のように使用される。すなわち内部のエネルギー蓄積器からの制御機器の充電が回避されるように、あるいはそれが望まれる場合には最初に実行されるように使用される（マイクロコンピュータプログラム，ＣＡＮ，ＦＬＥＸＲＡＹ，ＬＩＮを介したデータ伝送など）。降圧型コンバータでは、入力電圧が、低い出力電圧に変換される。降圧型コンバータの特に有利な構成によれば、２つの降圧型コンバータが直列に接続され、それらが漸次電圧を降圧させる。この２つの降圧型コンバータは、昇圧型コンバータと同じような容量で負荷される。前記省エネモードは、例えば自動車に対しては、例えば展示場で用いられ、その際には診断テスターを介して制御機器が省エネモードに移行する命令を受け取る。省エネモードに対する別の手段によれば、キーレスエントリが利用され、その際には、本来の特定用途向けアプリケーションを開始することなく、所定の状態に切替えられる。

以下の説明では、図面に示されている本発明の実施例をより詳しく解説する。

本発明による制御機器のブロック回路図 本発明の方法のフローチャートを示した図 本発明による方法のさらに別のフローチャートを示した図 本発明による制御機器のさらに別のブロック回路図 スイッチングコンバータ内のトランジスタに対するタイムチャート 電圧／時間ダイヤグラムを示した図 さらなる電圧／時間ダイヤグラムを示した図

図１には、本発明に含まれる制御機器の部材がブロック回路図で示されている。バッテリー電圧Ｕ_Bは、例えばフィルタ及び／又は極性反転保護部を介して昇圧型コンバータＡＷに、詳細には当該コンバータの入力側に印加され、それによって当該昇圧型コンバータＡＷは、バッテリー電圧Ｕ_B、又はそこから導出された電圧を、所定のレベルまで引き上げる。出力側に対して並列に一本の導体線路を介して後置接続されているコンデンサＣ１における出力電圧は符号ＶＵＰで表わされている。昇圧型コンバータＡＷは、主としてＳＰＩインターフェースを介して制御可能であり、その際には特に以下のパラメータが変更可能である。すなわち、ＯＮ／ＯＦＦ、クロック周波数、信号エッジ急峻度、トランジスタＴ１，Ｔ２，電流制限器Ｔ１，Ｔ２，出力電圧２３〜２５Ｖ／３１〜３５Ｖなど。出力側に並列接続されたコンデンサＣ１及びＣ２は、本発明によればいわゆる積層セラミックチップコンデンサ（ＭＬＣＣ）であり、これらは１〜２０μＦの大きさを有し、昇圧型コンバータの安定した動作を保証する。これらのコンデンサＣ１及びＣ２は、低インピーダンスを有しているが、本発明で用いられる例えば１８００ｋＨｚ〜２２００ｋＨｚの高いコンバータ周波数のもとでは、それによって中波領域の障害が回避され、安定した制御が達成される。所期のように定められたレイアウト手段によれば、十分なインピーダンス値を得るためのコンバータ出力側キャパシタンスとの関係において例えばセンチメートルあたり５〜１５ｍΩ／５〜１０ｎＨのインダクタンス層が使用され得る。その際に、出力側コンデンサＣ１及びＣ２との関係において、長さが１ｃｍで、幅が０．５ｍｍ、厚さが３５μｍのものに対して、０．１２５Ωの値が有利であることがわかっている。コンバータから送出された電流は、Ｃ１及びＣ２のインダクタンス層において、安定した制御を可能にする電圧を遅滞なく引き起こす。図１中に続けて示されている降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２（これらは昇圧型コンバータＡＷの出力側に直列に接続されている）は、共通のＡＳＩＣ、つまり共通の集積回路内に配置されており、この集積回路内では昇圧型コンバータＡＷと２つの降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２、並びに充電電流源ＬＳＱとが配設されている。この場合前記昇圧型コンバータＡＷのコンバータ出力側キャパシタンスは、長さ１ｃｍ、幅０．５ｍｍ、厚さ３３５μｍの導体線路と接続可能であり、これによってインダクタンス５…１５ｍΩ／５〜１０ｎＨの抵抗層が生じ、それによって当該コンバータの制御が安定する。それと同時に、後続のコンバータ、すなわちＤＣ１及びＤＣ２の入力側バッファキャパシタンスの機能は、０〜５ｍｍの短い導体線路長で後続のコンバータ段の入力側に接続されるならば、同じキャパシタンスでもって得られるようになる。それにより電圧ハムが低減し、電磁波も低減する。この手法は２つの降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２の結合にも相応に利用することが可能である。

出力電圧ＶＵＰ、すなわち応働による充電電圧は、充電電流源ＬＳＱによって次のために利用される。すなわちアウタルキーモードを備えるべく、充電電流源の出力側に接続されたエネルギーリザーブ蓄積器であるエネルギーリザーブ部ＣＥＲの充電のために利用される。しかしながら点火は大抵は当該キャパシタンスＣＥＲを介して行われ、非アウタルキーモードにおいても実施される。ここでは目標電圧は符号ＶＥＲで表わされている。充電電流源ＬＳＱ及び降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２もシリアルインターフェースＳＰＩを介して、有利には本願では図示されていないマイクロコントローラによって、駆動制御可能であり、プログラミング可能である。充電電流源ＬＳＱに関しては、どの電流がコンデンサＣＥＲの充電に用いられるかについてのプログラミングが必要である。前記コンデンサＣＥＲは通常は電解コンデンサであるが、その他のコンデンサタイプも可能である。またキャパシタンスの高さやＥＳＲ測定電流の規模が調整可能であってもよいし、時間測定のクロック周波数が調整可能であってもよい。

前記充電電流源ＬＳＱは電流制御器を有している。そのような電流制御器は、電流を、前記制御機器のマイクロコントローラによって定められるプログラミングされた電流に制御する。そのような電流のプログラミングを用いることによって、制御機器のスイッチオン後の充電フェーズにおいて既に、キャパシタンスの初期測定と、コンデンサＣＥＲの等価的な内部抵抗の初期測定が実施可能となる。これらの測定は、当該コンデンサの機能性を証明するために必要であり、そのため、例えばエアバック又はシートベルトの点火のために、リザーブエネルギーが使用される。測定結果は有利には制御機器内に記憶され、後からの機能性の証明のために得ることができる。制御機器の作動には所属するが本発明の理解のためには必ずしも必要でないコンポーネントは、簡素化の理由から本願では取り扱っていない。

キャパシタンスＣＥＲがその所定の電圧まで充電される上昇速度も充電電流の設定によって設定可能である。その他にも電流省エネモードのような作動モードも可能である。そのような電流省エネモードにおいては充電電流源がコンデンサＣＥＲを充電しない。そのようなエコモードとも呼ばれる電流省エネモードにおいて作動されるべきマイクロコントローラには、昇圧型コンバータに直結した降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２を介して所要のエネルギーが供給される。リザーブエネルギーＣＥＲの充電速度の設定によって、所定のシステムの作動可能時間を設定することが可能となる。

エネルギーリザーブ蓄積器ＣＥＲには点火回路が接続されており、そのため当該エネルギーリザーブ蓄積器ＣＥＲは、駆動モードにおいて前記点火回路にエネルギーを供給することが可能である。前記制御機器の残りのコンポーネントは、アウタルキーモードにおいて降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２を介して給電される。

降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２は少なくとも部分的に、昇圧型コンバータＡＷに対して反転動作する。前記降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２はそれぞれインダクタンスを有し、複数の電圧を相応に降圧させる目的を有している。前記降圧型コンバータには、当該制御機器内の電子回路に相応の電圧レベルの給電を行うために、複数のインターフェースが接続されている。そのような電圧レベルについてはさらに以下で説明する。降圧型コンバータＤＣ１は、そのような給電を何も行わないのではなく、さらなる降圧作用のために、電圧を、第２の降圧型コンバータＤＣ２が用いる第１のレベルまで降圧させることが可能である。その他に降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２は少なくとも部分的に、昇圧型コンバータＡＷに対して反転動作する。少なくとも１つの降圧型コンバータが昇圧型コンバータＡＷの出力側に接続されているならば、電圧ＶＵＰは低減され、それによって電圧ＶＥＲも低減する。エネルギーリザーブ蓄積器ＣＥＲ又は昇圧型コンバータに欠陥が生じている場合には、バッテリー電圧が当該降圧型コンバータの出力電圧まで低減する。昇圧型コンバータと降圧型コンバータの反転動作とは、昇圧型コンバータにおいては充電フェーズがスタートされ、その後で降圧型コンバータにおいていわゆるフリーホイリングフェーズがスタートすることを意味する。充電フェーズとは、インダクタンスが充電されることを意味し、フリーホイリングフェーズとは、インダクタンスからエネルギーが送出されることを意味する。上記２つのフェーズ間ではスイッチングコンバータにおいて切替えがなされる。昇圧型コンバータＡＷがフリーホイリングフェーズにあるならば、すなわちエネルギーが出力側ＶＵＰに移送されるフェーズにおいては、降圧型コンバータＤＣ１による所定のフェーズカバーによって直ちに出力側ＶＵＰから再びエネルギーが取り出される。それにより、ＶＵＰの交流成分が制御電圧を低減し、出力側ＶＵＰにおける可及的に小さくコストのかからないセラミックコンデンサが十分に役に立つ。このセラミックコンデンサはコンデンサＣ１及びＣ２かないしは２つの降圧型コンバータＤＣ１とＤＣ２の間のコンデンサＣ３及びＣ４である。

降圧型コンバータＤＣ１の出力電圧側には、ハードウエアによってプログラミング可能な１．２Ｖ〜３．３Ｖの電圧を生成するさらなる降圧コンバータが接続される。この第２の降圧型コンバータＤＣ２は、第１の降圧型コンバータＤＣ１と同じように、昇圧型コンバータに対して反転動作する。それにより第１の降圧型コンバータの出力側においては、第２の降圧型コンバータによるエネルギー減少によって目下の増加出力電圧に対抗し得る。それにより、第１の降圧型コンバータＤＣ１の出力電圧の交流成分が低減し、第１の降圧型コンバータの出力側における例えば１５０μＦから約３０μＦへのキャパシタンスの低減が支援される。

次に図２のフローチャートに基づいて本発明による方法を説明する。方法ステップ２００ではバッテリー電圧ＵＢが例えばフィルタリング若しくは極性反転保護されて、昇圧型コンバータＡＷの入力側に供給される。方法ステップ２０１では、この昇圧型コンバータＡＷがスイッチングコンバータとして作動し、昇圧作用を実施する。それにより、昇圧型コンバータＡＷの出力側では電圧ＶＵＰが測定可能である。シリアルインターフェースＳＰＩを介して充電電流源ＬＳＱはプログラミングされ、それによって当該充電電流源ＬＳＱは、充電電圧ＶＵＰに依存して、相応の電流でもってコンデンサＣＥＲ（これはエネルギーリザーブ蓄積器又はエネルギーリザーバー又はエネルギーリザーブコンデンサである）を、電圧ＶＥＲまで充電する。このことは方法ステップ２０３において行われる。

図３では前記フローチャートがさらなるフローチャートに受け継がれており、この場合方法ステップ２０３が方法ステップ３００に継続され、先行の図２による方法ステップはここではもはや実施されない。方法ステップ３００におけるコンデンサの充電に対して、方法ステップ３０１では、コンデンサにおける電圧が、例えばマイクロコントローラによって、又はＡＳＩＣシステム（これはコンデンサ自体も含んでいる）によって測定される。この電圧は方法ステップ３０２において検査され、コンデンサにおける電圧が閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達しているかどうかが確かめられる。閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達していない場合には、方法ステップ３００にフィードバックされる。しかしながら前記問い合わせにおいて閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達している場合には、直接方法ステップ３０３に進むか、若しくは、コンデンサＣＥＲのキャパシタンスとその等価的内部抵抗ＥＳＲを最初に測定するために、インターフェースＳＰＩを介したテスト命令が送出されるまで待機される。その後で方法ステップ３０４においては再び充電が受け入れられる。キャパシタンスの測定、ないしは内部抵抗ＥＳＲの測定は、充電電流とは異なる測定電流によって実施される。

方法ステップ３０４では充電電流が方法ステップ３００からの充電電流が、自動的に、又は、要求に応じて、マイクロコントローラμＣによってシリアルインターフェースＳＰＩを介して再び受け入れられる。この第２の充電フェーズにおいては、方法ステップ３０５において、コンデンサＣＥＲにおける充電電圧が、電圧値ＶＥＲ＿ｍｉｎよりも高い、値ＶＵＰ＿ｌｏｗに達しているか否かが検査される。この値に達していない場合には、充電は充電電流によって継続される。しかしながら前記値ＶＵＰ＿ｌｏｗに達している場合には、方法ステップ３０６において充電電流源ＬＳＱのプログラミングが次のように変更される。すなわち、前記方法ステップ３００及び３０４からの充電電流よりも少ない、ここにおいて得られた電流が用いられるように変更される。ここで得られた前記小電流は、目標電圧ＶＵＰの達成とコンデンサをこの電圧に維持するために用いられる。昇圧コンバータは充電電流源がこれを直流電流として解釈するような高い周波数で作動し、出力側コンデンサによって平滑化される。

図４には、本発明による制御機器に含まれているコンポーネントの実際の回路図が示されている。バッテリー電圧Ｕ_B（これは０〜２６Ｖまでの値を取り得る）は、順方向でダイオードＤ１に接続されており、このダイオードは極性反転保護ダイオードとして用いられている。ダイオードＤ１には、アースされたＶ−フィルタＶＦが接続されており、このことは、コンデンサＶ−Ｆ及びＣ４０で表わされている。前記ダイオードとコンデンサＶ−ＦにはフェライトＦＲが接続しており、このフェライトは、アース接続された入力側コンデンサＣ４０と、昇圧型コンバータＡＷのインダクタンスＬ１並びに昇圧型コンバータＡＷの入力側とに接続され、当該コンバータの電子部品に係わっている。前記昇圧型コンバータＡＷは、降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２並びにリニア制御器ＬＲ及び充電電流源と共に共通のシステムＡＳＩＣに集積されている。このシステムＡＳＩＣもさらなるコンポーネントに含まれ得る。このシステムＡＳＩＣは、唯１つの基板か又は複数の基盤に含まれ得る。

昇圧型コンバータＡＷは、Ｎチャネルの充電トランジスタＴ１を有しており、このトランジスタのドレイン端子はインダクタンスＬ１に接続され、ソース端子は抵抗Ｒ１を介してアースに接続されている。その他にフリーホイリングＰチャネルトランジスタＴ２が設けられており、このトランジスタＴ２のソース端子は前記インダクタンスとトランジスタＴ１（のドレイン端子）に接続されており、さらにトランジスタＴ２のドレイン端子は、昇圧型コンバータの制御器ＶＵＰ_rに接続されている。同期制御されるトランジスタＴ２の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオード（ショットキーダイオード）が用いられてもよい。その際には当該ダイオードのアノードが前記インダクタンスとトランジスタＴ１（のドレイン端子）に接続され、カソードは前記制御器ＶＵＰ_rに接続される。

前記制御器ＶＵＰ_rには、コンデンサＣ１及びＣ２からなる並列回路が接続される。この並列回路からは電圧ＶＵＰ（これは２２Ｖ〜３４Ｖであり得る）が取り出される。この電圧は例えばマイクロコントローラμＣによって測定される。前記充電電圧ＶＵＰは、充電電流源ＬＳＱの入力側に接続される。充電電流源ＬＳＱは、電流バルブＳＶと、順方向とは逆向きに接続されたダイオードＤ２とからなる並列回路を有しており、これは、充電電流源ＬＳＱの出力側に接続されたコンデンサＣＥＲからの還流を可能にするためである。電流バルブＳＶとしてはトランジスタＴ５が用いられている。ダイオードＤ２は通常はこのトランジスタＴ５の構成要素である。ここでは、０〜９３０ｍＡの電流がＳＰＩインターフェースを介してプログラミング可能である。充電電流源ＬＳＱの出力側に接続されているコンデンサＣＥＲは、アースに接続されており、さらに点火回路（これは図示されていない）にも接続している。但し前記電圧ＶＵＰは充電電流源ＬＳＱのみから取り出されるわけではなく、降圧型コンバータＤＣ１からも取り出されている。この降圧型コンバータＤＣ１は、当該電圧ＶＵＰを、電圧ＶＡＳ、詳細には７．２Ｖの電圧まで降圧させる。この降圧型コンバータＤＣ１は逆に、制御電圧ＶＵＰにおける交流成分を低減するために、前記昇圧型コンバータＡＷに接続される。

電圧ＶＵＰは降圧型コンバータＤＣ１において、分流路Ｒ２を介して後置接続されている充電トランジスタＴ３（Ｐ−チャネル）のソース端子に接続され、当該トランジスタのドレイン端子を介して前記降圧型コンバータのインダクタンスＬ２に接続されている。別の同期式フリーホイリングトランジスタＴ４（Ｎチャネル）のソース端子は、アースに接続され、ドレイン端子は、前記インダクタンスＬ２と前記トランジスタＴ３のドレイン端子とに接続されている。なおここでも前記トランジスタＴ４の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオード（ショットキーダイオード）を用いてもよい。その際にはこのダイオードのアノードがアースに接続され、カソードは前記インダクタンスＬ２と前記トランジスタＴ３のドレイン端子とに接続される。前記インダクタンスＬ２は、降圧型コンバータＤＣ１の制御入力側に接続され、ここでは制御電圧ＶＡＳ_rを形成している。ここでも前記昇圧型コンバータＡＷと同じように、当該制御入力側がＬ２からの給電線と共に容量性負荷、詳細には、当該降圧型コンバータの出力側を形成しているコンデンサＣ３及びＣ４に接続されている。前記コンデンサＣ３／Ｃ４（＋）とアース基点との間からは降圧された電圧ＶＡＳが取り出される。この６．４Ｖ〜７．２Ｖの電圧ＶＡＳは、本発明によれば、降圧型コンバータＤＣ２から取り出される。そのために当該降圧型コンバータＤＣ２は、分路Ｒ３と、スイッチングトランジスタＴ７及びＴ８と、インダクタンスＬ３とを有している。前記降圧型コンバータＤＣ２は、降圧型コンバータＤＣ１に類似の構成である。それにより出力電圧ＶＳＴが形成される。この出力電圧ＶＳＴは、１．２Ｖから３．３Ｖの間にあり、当該制御機器のコンポーネントから取り出される。降圧型コンバータに接続されているリニア制御器ＬＲを介して、５Ｖの電圧が制御トランジスタＴ６と分路Ｒ４とから送出される。この電圧は、ＣＡＮバスないしＦＬＥＸＲＡＹバスのための給電電圧として用いられてもよい。また前記リニア制御器ＬＲの出力側には、コンデンサＣ４３及びＣ４４を有する容量性負荷が設けられている。前記２つのコンデンサは冗長性の理由から並列に接続されている。

前記降圧型コンバータＤＣ２もＰチャネル充電トランジスタＴ７と、ＮチャネルフリーホイリングトランジスタＴ８か又はそれに代わるフリーホイリングダイオードを有する。電圧ＶＡＳは降圧型コンバータＤＣ２において、分路Ｒ３を介して後置接続されている充電トランジスタＴ７（Ｐ−チャネル）のソース端子に接続され、当該トランジスタのドレイン端子を介して前記降圧型コンバータのインダクタンスＬ３に接続されている。別の同期式フリーホイリングトランジスタＴ８（Ｎチャネル）のソース端子は、アースに接続され、ドレイン端子は、前記インダクタンスＬ３と前記トランジスタＴ７のドレイン端子とに接続されている。なおここでも前記トランジスタＴ８の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオード（ショットキーダイオード）を用いてもよい。その際にはこのダイオードのアノードがアースに接続され、カソードは前記インダクタンスＬ３と前記トランジスタＴ７のドレイン端子とに接続される。

前記降圧型コンバータＤＣ２の出力側も、コンデンサＣ４３及びＣ４４からなる並列回路によって容量的に負荷されている。それにより、降圧型コンバータＤＣ１と降圧型コンバータＤＣ２とからなるシリアル回路が形成される。これらの降圧型コンバータはそれぞれ出力側において機能的に前記昇圧型コンバータＡＷと同じように、すなわち容量的に、相互接続されている。さらに前記コンバータは全て、当該コンバータの出力側における交流成分が低減されるように動作する。このことはより高い安定性につながる。

図５には、スイッチングコンバータＡＷ，ＤＣ１及びＤＣ２のトランジスタの変調が示されている。この図では特に部分的に位相が重なる反転動作が示されている。ここでの上方の図では、昇圧型コンバータＡＷのトランジスタＴ１及びＴ２のパルス幅変調を介した変調が表わされており、従ってトランジスタのスイッチオンとスイッチオフが示されている。第１の位相においては充電フェーズが認められ、第２の位相ではフリーホイリングフェーズが認められる。中央の図では、降圧型コンバータＤＣ１のトランジスタＴ３及びＴ４のパルス幅変調が描写されている。ここでは充電フェーズとリリースフェーズの部分的なカバーが見られる。ここでは、ちょうど裏返しのように、最初にフリーホイリングフェーズが認められ、その後で充電フェーズが認められる。これにより、昇圧型コンバータＡＷのリリースフェーズは、降圧型コンバータＤＣ１によるエネルギー取り出しとも見なすことができる。前記２つの降圧型コンバータＤＣ１とＤＣ２の特性ないし比率は相応に対応しており、このことは中央と下方の時間図からも見て取れる。これらのコンバータのクロックは本発明では５００ｎｓである。１つのクロックには充電フェーズとリリースフェーズが含まれている。

以下では２つの電圧／時間ダイヤグラム図６及び図７に基づいて図４による回路の機能動作を説明する。図６には、バッテリー電圧ＵＢの投入からエネルギーリザーバーＣＥＲの等価的内部抵抗の測定までの電圧が示されている。図７には、エネルギーリザーバーＣＥＲの充電フェーズの開始からエネルギーリザーバーＣＥＲによる制御電圧到達までの電圧／時間ダイヤグラムが示されている。

図６では、時点Ｔ０において電圧の供給が開始される。このバッテリー電圧ＵＢは例えば１２Ｖである。スイッチングコンバータは符号６００の時点で稼働し、その出力側から電圧ＶＵＰが送出される。ここでの勾配は車両の供給インピーダンスに相応し、ＶフィルタＶ−Ｆ、インダクタンスＬ１，容量性負荷Ｃ１及びＣ２に対応する。この上昇勾配は本発明では非常に急峻である。時点Ｔ１では（これは時点Ｔ０の約３０〜７０μｓ後である）、少なくとも２つの安定化ＡＳＩＣによる内部基準電圧の構築とフィルタによって生じる所定の待機時間の後で、スイッチングコンバータＡＷが起動する。この基準電圧では差分が検査される。つまり差分が生じている場合にはエラーが存在する。待機時間はカウンターを用いて計測される。

時点Ｔ２では、降圧型コンバータＤＣ１が動き始める。このことは符号６０１で表わされている。このことは昇圧型コンバータＡＷの出力電圧ＶＵＰが所定の値ＶＵＰ＿ｌｏｗよりも大きくなると同時に起こる。このことは降圧型コンバータＤＣ１自体も識別する。

時点Ｔ３では、スイッチング制御器ＤＣ２もスタートする。このことは符号６０２によって表わされ、リニア制御器ＬＲも、第１の降圧型コンバータＤＣ１の出力電圧が所定の値ＶＵＰ＿ｌｏｗを上回ると同時にスタートする。時点Ｔ４では、安定電圧の設定後のリリースによってパワーオンリセットが行われる。Ｖｉｎｔは基準電圧を形成する内部電圧であり、この電圧は例えばツェナー電圧から形成される。ＶＲｅｆ１はいわゆるバンドギャップ電圧であり、この電圧は、トランジスタエミッタ電圧と温度補償のための加算成分とからなる。これは珪素のバンドギャップに相応する。第１の降圧型コンバータの出力電圧ＶＡＳは、カウンターを介して確定される２〜２０ｍｓの所定の充電時間の後の制御帯域にあり、またリニア制御器ＬＲと第２の降圧型コンバータＤＣ２の電圧もそれぞれの制御帯域にある。これらの電圧は、コンバータを含んだシステムＡＳＩＣ自体によって監視されている。時点Ｔ５では、充電電流源ＬＳＱのプログラミングがマイクロコントローラによって行われる。ここでは、例えば２１０ｍＡの一次電流レベルによってエネルギーリザーバーの充電開始が行われる。それにより、エネルギーリザーバーＶＥＲにおける電圧がリニアに上昇する。時点Ｔ６では、エネルギーリザーバーＶＥＲにおける電圧が例えば１１Ｖの値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達する。この一次電流レベルは自動的に測定電流レベル、例えば９０ｍＡに切替えられ、カウンターを少なくとも１０ビットでもってスタートさせる。時点Ｔ７では、前記電圧が値ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋０．５Ｖに達する。その後でカウンターは停止される。カウンター計数状態は、次のパワーオンリセットまでキャパシタンス測定値として蓄積され、電流レベルも等価的内部抵抗のテストのために切替えられる。この電流レベルは９３０ｍＡである。

時点Ｔ８では（これは時点Ｔ７＋１０μｓの値に等しい）、エネルギーリザーバーＣＥＲを介した電圧が、≦ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１Ｖであるか否かと、当該電圧が、≦ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１．５Ｖであるか否かが検査される。決定フラグは次のパワーオンリセットまで蓄積され、その後、プログラミングされた一次電流レベルに切替えられる。

これは図７に示されている。この一次電流レベルは、時点Ｔ５と時点Ｔ６の間の第１の上昇勾配７００を引き起こし、キャパシタンスと等価的内部抵抗の間の測定は、時点Ｔ６と時点Ｔ８の間で行われる。第２の充電フェーズは、時点Ｔ８と時点Ｔ９の間で行われる。これは符号７０３で表わされている。時点Ｔ９では、エネルギーリザーバーＣＥＲを介した電圧が、値ＶＥＲ＿ｌｏｗ＝２２．８Ｖに達する。この電流レベルはプログラミングされた保存値、例えば６０ｍＡに自動的にセットされる。エネルギーリザーバーに関する電圧は、ここでは低減された速度でもって電圧ＶＵＰの制御値＝２２．４Ｖにもたらされる。このことは符号７０４によって表わされている。

昇圧型コンバータＡＷからのエネルギーリザーバーＣＥＲの分離によって、エアバック供給システムは既に時点Ｔ４にて準備される。時点Ｔ４は、待機時間の決定に応じて３〜２１ｍｓの間にある。これによって、いわゆるエコモード等の新たな機能性を得ることができるようになる。このシステムは、エアバックアプリケーションを開始させることなく、及びエネルギーリザーバーの充電によって点火準備を完了させることなく、複数の機能、例えば診断機能、通信機能等を要求に応じて実施し得る。このことは例えば保守サービス又は車両展示のために利用することが可能である。

適切な一次電流レベル（つまり充電電流）のプログラミングによって、一方では、最大制御機器入力電流による要求を、エネルギーリザーバーの充電フェーズを達成する点火準備状態の獲得中に満たし、他方では、所要のエネルギーリザーブ量の選択により所望の充電時間を満たす。

この充電フェーズ中のキャパシタンステストは、既存のプログラミング可能な充電電流源ＬＳＱとしてさらなる測定源を何も必要としない。２つのコンパレータ値ＶＥＲ＿ｍｉｎおよびＶＥＲ＿ｍｉｎ＋０．５Ｖの使用により、０．５Ｖの測定帯域を実行するのに必要とされる充電時間を、集積されたカウンターを用いて求めることができる。測定電流として例えば９０ｍＡの値が統一的に用いられる。それに従ってキャパシタンスＣＥＲは、（９０ｍＡ×Ｔ測定／０．５Ｖ）によって確定され、１０２．３ｍｓの測定時間のもとではこれは１８．４ｍＦとなる。

充電フェーズ中のいわゆるＥＳＲテスト（これはエネルギーリザーバーの等価的内部抵抗である）は、既存のプログラミング可能な充電電流源ＬＳＱとしてのさらなる測定源は何も必要としない。２つのさらなるコンパレータ値、詳細にはＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１Ｖ及びＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１．５Ｖを用いることにより、エネルギーリザーバーの内部抵抗が十分に小さいかどうかが求められる。９０ｍＡから９３０ｍＡへの測定電流の変更のもとでは、コンパレータ閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１Ｖが電流供給後１０μｓにて問合せされる。このμｓは選択可能であり、本発明によれば次のように選択される。すなわち顕著な容量性の再充電なしで、誘導作用の減衰が補償されるように選択される。この閾値を超えた場合には、内部抵抗は、０．６Ωよりも大となる。同様にコンパレータ閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１.５Ｖが測定電流供給後の１０μｓにて問い合わせされる。ここで前記閾値を超えた場合には、内部抵抗は、１．２Ωよりも大となる。これは過度に高い値であり、ランプ照明のような警告が発せられる。

図４に相当する直列接続されたコンバータの反転動作の特徴によって、昇圧型コンバータＡＷの遮断フェーズ中に、接続された降圧型コンバータＤＣ１を、少なくとも時折、エネルギー受け入れ状態にもたらすことが試みられる。この手段は、昇圧型コンバータＡＷの出力側における交流成分を低減する同じ手法は、降圧型コンバータＤＣ１及びＤＣ２の結び付きに関連して用いられる。相応の線路部分による誘導的に減結合されたコンバータ出力キャパシタンスの特徴によって、安定したコンバータ制御器情報が電流変化でもって導出される。

エネルギーリザーバー充電後のさらなるコンパレータ閾値の特徴によって（このコンパレータ閾値はＶＵＰ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖで表わされる）、エネルギーリザーバーの周期的なキャパシタンス測定が実行され得る。この測定は周期的なキャパシタンス測定の結果レジスターに対するマイクロコントローラの読出し過程の後で開始される。この結果レジスターもシステムＡＳＩＣに配設されている。この過程により、充電電流源ＬＳＱは遮断される。電圧は、電圧ＶＥＲに印加される負荷、例えば分圧器、セーフティスイッチ等によって低下する。前記電圧ＶＥＲが値ＶＥＲ＿ｌｏｗに達すると、測定電流、例えば６０ｍＡを用いて、エネルギーリザーバーが再び、ＶＵＰ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖの値に達するまで充電される。低減される測定幅とそれに応じて調整される測定電流の選択によって、分解能は、初期キャパシタンスの測定値に正確に維持される。値ＶＥＲが、つまりエネルギーリザーバーに関する電圧が、前記値ＶＥＲ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖに到達すると、付加的な電圧フラグが、システムＡＳＩＣに配設されている測定値メモリにおいて“良好”にセットされる。供給電圧の監視では、電圧ＶＵＰ，ＶＥＲ，ＶＡＳ，ＶＳＴ５０，ＶＳＴが、システムＡＳＩＣのＡＤ変換器、マルチプレクサを介して監視され、それによってこれらの値がＳＰＩインターフェースを介してマイクロコントローラからシリアルに読出される。

本発明によれば、エネルギーリザーバーの等価的内部抵抗の測定とキャパシタンス測定の際に、測定エラーの回避も行われる。この測定エラーは、バッテリー電圧が中断したときには避けられるべきである。このことのために、本発明では代替的な方法が設けられている。
ａ）入力電圧ＵＢがコンパレータによって監視され、この電圧が連続した測定期間中に少なくとも一回閾値以下に低減すると、連続する各測定が測定メモリにおいて実施不能で特徴付けられる。
ｂ）充電電流源ＬＳＱの電流制御器は、測定行使中に、調整状態を生成する。この調整状態が立上がり期間までの間に測定時間と同じ調整時間を達成した場合にのみ、連続する測定が支障なく経過し、それ故有効と見なされる。それ以外では、測定値は測定メモリ内で実施不能の識別子を受ける。調整状態の検出のために、クロック周波数５ｋＨｚの１０ビットカウンターが用いられてもよいし、それよりも低い分解能のカウンターも本願では十分に考えられる。

ＡＷ 昇圧型コンバータ
Ｕ_B バッテリー電圧
ＣＥＲ エネルギーリザーブ蓄積器
ＤＣ１ 降圧型コンバータ
ＤＣ２ 降圧型コンバータ
Ｃ１ 容量性負荷
Ｃ２ 容量性負荷
ＶＵＰ 充電電圧

Claims (8)

1. 車両用セーフティシステムの作動のための制御機器であって、
   昇圧型コンバータ（ＡＷ）と、
   少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）とを有しており、
   前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）は、スイッチングコンバータとして構成され、
   前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）は、車両バッテリー電圧から導出された入力電圧（Ｕ_B）を、出力側においてより高い充電電圧（ＶＵＰ）に変換し、さらに、
   前記少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）は、アウタルキーモードにおけるセーフティシステムの作動のために、前記充電電圧（ＶＵＰ）を用いて充電される、制御機器において、
   少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）が前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）に対して反転動作され、その際に前記少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）が前記充電電圧（ＶＵＰ）又は前記少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）から送出された電圧を降圧させるようにしたことを特徴とする制御機器。
2. 前記少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）は、前記昇圧型コンバータに直結されている、請求項１記載の制御機器。
3. 前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）の出力側に、前記充電電圧（ＶＵＰ）の上昇時間を設定するための容量性負荷（Ｃ１，Ｃ２）が接続されている、請求項１または２記載の制御機器。
4. 前記制御機器は論理回路を有しており、該論理回路は、前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）における少なくとも１つの電気的なパラメータに依存して、当該エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の充電期間中に、当該エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）のキャパシタンスの初期測定と、それに続く当該エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の等価的な内部抵抗の測定とを実行する、請求項１から３いずれか１項記載の制御機器。
5. 前記論理回路は、少なくとも１つの電気的なパラメータと所定の閾値とを比較するための少なくとも１つのコンパレータを有し、前記キャパシタンスの初期測定と内部抵抗の測定とが前記比較に依存して実行される、請求項４記載の制御機器。
6. 前記論理回路は、当該論理回路がエネルギーリザーブ蓄積器の充電の後で、前記キャパシタンスのさらなる測定を周期的に実行するように構成されている、請求項４または５記載の制御機器。
7. 車両用セーフティシステムの作動方法であって、
   車両バッテリー電圧から導出される入力電圧（Ｕ_B）を、スイッチングコンバータとして構成されている昇圧型コンバータ（ＡＷ）の出力側においてより高い充電電圧（ＶＵＰ）に変換するステップと、
   前記充電電圧（ＶＵＰ）を用いて、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）を、アウタルキーモードにおけるセーフティシステムの作動のために充電するステップとを有している方法において、
   少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）が、前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）に対して反転動作され、その際に前記少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）が、前記充電電圧（ＶＵＰ）又は前記少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）から送出される電圧を、降圧させるようにしたことを特徴とする方法。
8. 前記少なくとも１つの降圧型コンバータ（ＤＣ１，ＤＣ２）は、前記昇圧型コンバータ（ＡＷ）に直結されている、請求項７記載の方法。

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