JP2015141076A - Cv変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、低ノイズ化が可能なCV変換回路を提供すること。
【解決手段】第2サンプルホールド回路14は、第1サンプルホールド回路12の連続する2つのサンプリング期間に同期して、第1サンプルホールド回路12がサンプルホールドする差動増幅器15の正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを、同時に第2容量素子Cout3にサンプルホールドする。次いで、第2サンプルホールド回路14は、別のサンプリング期間において、第1サンプルホールド回路12の正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2が所望のレベルにホールドされる直前に、予め電荷を蓄積した第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続する。この際、差動増幅器15は、出力に接続される負荷容量が増大し帯域が絞られる。
【選択図】図1
【解決手段】第2サンプルホールド回路14は、第1サンプルホールド回路12の連続する2つのサンプリング期間に同期して、第1サンプルホールド回路12がサンプルホールドする差動増幅器15の正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを、同時に第2容量素子Cout3にサンプルホールドする。次いで、第2サンプルホールド回路14は、別のサンプリング期間において、第1サンプルホールド回路12の正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2が所望のレベルにホールドされる直前に、予め電荷を蓄積した第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続する。この際、差動増幅器15は、出力に接続される負荷容量が増大し帯域が絞られる。
【選択図】図1
Description
本願に開示の技術は、静電容量の変動に応じた電圧を出力するCV変換回路に関するものである。
物理量(角速度や加速度など)を検出する静電容量型のセンサには、例えば、加えられる物理量に応じて検出用の可変容量素子の静電容量が変動し、可変容量素子の静電容量の変化量をCV変換回路によって電圧値に変換するものがある(例えば、特許文献1など)。また、静電容量型のセンサが備えるCV変換回路には、静電容量の変化量の検出に相関二重サンプリングが用いられるものがある。この種のCV変換回路では、例えば、基準電圧に対して相補な電圧が交互に供給される2つの可変容量素子の接続点に差動増幅器の入力端の一端が接続され、当該差動増幅器の後段にはサンプルホールド回路が接続される。CV変換回路は、2つの可変容量素子を基準電圧に一度リセットし、リセット後の2つの可変容量素子の静電容量の差分を電荷の差分として差動増幅器により積分して電圧信号としてサンプルホールド回路に取り出す。
ところで、上記したCV変換回路では、回路上に設けられた半導体素子や抵抗素子などの各種デバイスからデバイスノイズが発生する。このデバイスノイズは、特定の周波数に依存しないホワイトノイズや、周波数が低い帯域でノイズ強度が増大する1/fノイズなどである。これらのデバイスノイズのうち、CV変換回路の差動増幅器の帯域内に含まれるデバイスノイズについては、例えば、サンプルホールドのサンプリング周波数のデバイスノイズの他、サンプリング周波数の1/2の周波数(ナイキスト周波数)で標本化が可能な高次の周波数のデバイスノイズが重畳的に処理されてしまう現象(以下、「ノイズの折り返し)」という)が生じる。結果として、ノイズの折り返しによって重畳的に処理されたデバイスノイズは、CV変換回路の出力信号に含まれたまま、後段の回路(A/D変換回路やバッファアンプ)に出力されることとなる。一方で、サンプリング周波数に合わせて帯域の制限をすることにより、高次の周波数のデバイスノイズを抑制することは可能ではある。帯域の制限は、例えば、差動増幅器の出力端子に帯域制限用の容量素子を接続することで行うことができる。しかしながら、この場合、CV変換に必要な処理時間が長くなり、また、消費電力も増大してしまうことが問題となる。
本願に開示される技術は、上記の課題に鑑み提案されたものである。CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、低ノイズ化が可能なCV変換回路を提供することを目的とする。
本願に開示される技術に係るCV変換回路は、物理量に応じて静電容量の値が変動する可変容量素子と、可変容量素子から供給される電荷の積分結果を出力電圧として出力する積分回路と、積分回路から出力される出力電圧をサンプルホールドする第1サンプルホールド回路と、第1サンプルホールド回路にサンプルホールドされる出力電圧をサンプルホールドする第2サンプルホールド回路と、を備え、第2サンプルホールド回路は、第1サンプルホールド回路の少なくとも最初のサンプリング期間と同じ期間において第1サンプルホールド回路と同期した同時サンプリング動作を行い、同時サンプリング動作を行うサンプリング期間を除くサンプリング期間の後端期間においてサンプリング動作を行うことを特徴とする。
当該CV変換回路では、第2サンプルホールド回路は、第1サンプルホールド回路の少なくとも最初のサンプリング期間と同じ期間において第1サンプルホールド回路と同期した同時サンプリング動作を行う。第2サンプルホールド回路は、同時サンプリング動作により、積分回路から第1サンプルホールド回路にサンプルホールドされる出力電圧を、サンプルホールドする。これにより、第2サンプルホールド回路には、予め電荷が蓄積される。また、第2サンプルホールド回路は、この同時サンプリング動作を行うサンプリング期間を除く第1サンプルホールド回路のサンプリング期間の後端期間においてサンプリング動作を行う。CV変換回路は、積分回路の出力端子に第1及び第2サンプルホールド回路が接続されると、負荷容量が増大して帯域が絞られることによって、後段の回路に出力する出力信号に含まれる高次のデバイスノイズが低減されることとなる。ここで、第2サンプルホールド回路を接続した状態で、第1サンプルホールド回路とともに積分回路からの出力電圧をサンプルホールドする場合には、第1サンプルホールド回路に加えて第2サンプルホールド回路にも電荷を蓄積しなければならず、帯域が制限され高次のノイズが低減されたとしても、第1及び第2サンプルホールド回路に所望の電荷を蓄積するまでの時間、即ち積分回路から出力される出力電圧をサンプリングするまでのCV変換の処理時間が長く必要となり、動作速度を確保することができない虞がある。これに対し、当該CV変換回路では、第1サンプルホールド回路のサンプリング期間の後端期間だけ、予め電荷が蓄積された第2サンプルホールド回路を第1サンプルホールド回路に接続してサンプルホールドを実施する。従って、当該CV変換回路によれば、CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、高次のノイズを低減して低ノイズ化が可能となる。
また、本願に開示される技術に係るCV変換回路において、第1サンプルホールド回路は、出力電圧をホールドする第1容量素子と、第1容量素子を積分回路に接続して出力電圧をサンプリングする第1スイッチとを備え、第2サンプルホールド回路は、出力電圧をホールドする第2容量素子と、第2容量素子を第1容量素子に接続して出力電圧をサンプリングする第2スイッチとを備える構成としてもよい。
当該CV変換回路では、第1サンプルホールド回路は、出力電圧をホールドする第1容量素子が、第1スイッチを介して積分回路に接続される。第2サンプルホールド回路は、出力電圧をホールドする第2容量素子が、第2スイッチを介して第1容量素子に接続される。当該CV変換回路では、第1スイッチを導通して、第1サンプルホールド回路へのサンプリング動作が実施される。また、第1及び第2スイッチを導通して、同時サンプリング動作、及び第1サンプルホールド回路のサンプリング期間の後端期間における第1及び第2サンプルホールド回路へのサンプリング動作が実施される。
また、本願に開示される技術に係るCV変換回路において、可変容量素子は、一端が共通端子として互いに接続され、各々の他端に基準電圧に対して相補な電圧が交互に供給される第1及び第2可変容量素子を有し、積分回路は、第1及び第2可変容量素子を介して共通端子に供給される電荷の差分に応じて、正相及び逆相出力端子から差動出力電圧を出力する差動増幅器を有し、第1容量素子は、差動出力電圧の各々をサンプルホールドする正相容量素子及び逆相容量素子を有し、第1スイッチは、差動増幅器の正相出力端子と正相容量素子、及び差動増幅器の逆相出力端子と逆相容量素子、とを接続する第3スイッチと、差動増幅器の正相出力端子と逆相容量素子、及び差動増幅器の逆相出力端子と正相容量素子、とを接続する第4スイッチとを有し、第2スイッチは、正相及び逆相容量素子を第2容量素子の各々の端子に接続し、相補な電圧の供給方向に応じて、第3スイッチ又は第4スイッチを導通する構成としてもよい。
当該CV変換回路では、相補な電圧が交互に供給される第1及び第2可変容量素子の共通端子から電荷が差動増幅器に入力され、当該差動増幅器の正相及び逆相出力端子から出力される差動出力電圧を第1及び第2サンプルホールド回路にサンプルホールドする相関二重サンプリング(CDS)回路が構成される。これにより、ノイズの低減をより一層図ることができる。
また、本願に開示される技術に係るCV変換回路において、同時サンプリング動作は、最初のサンプリング期間から連続する複数のサンプリング期間で行われる構成としてもよい。
当該CV変換回路では、第2サンプルホールド回路に予め電荷を蓄積する同時サンプリング動作が、第1サンプルホールド回路の最初のサンプリング期間から連続する複数のサンプリング期間で行われる。当該CV変換回路よれば、予め第2サンプルホールド回路に蓄積する必要がある電荷量に応じて、同時サンプリング動作を行う連続したサンプリング期間の数が調整可能となる。
また、本願に開示される技術に係るCV変換回路において、積分回路は、同時サンプリング動作において出力電流が増大する構成としてもよい。
当該CV変換回路では、同時サンプリング動作を行っている際に、例えば、積分回路が備える差動増幅器のドライブ能力を一時的に上げて出力電流を増大させる制御を行う。これにより、第2サンプルホールド回路に予め電荷を蓄積する処理時間を短縮できる。
本願に開示される技術によれば、CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、低ノイズ化が可能なCV変換回路を提供することができる。
以下、本発明を具体化した一実施例について添付図面を参照しながら説明する。図1は、本実施例のCV変換回路の構成を示している。図1に示すCV変換回路10は、例えば、静電容量型の加速度センサに適用されるものであり、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2と、積分回路11と、第1サンプルホールド回路12と、タイミング制御部13と、第2サンプルホールド回路14とを有している。CV変換回路10は、加速度に応じて変動する第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の静電容量に応じた電圧値の正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnを出力する回路である。
第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の各々は、一方の電極が共通端子としてノードN1pに接続されている。第1可変容量素子Cin1は、ノードN1pに接続される電極とは異なる電極にスイッチSW1p,SW2p,SW3pが接続され、いずれか1つのスイッチがONされ、プラス側の基準電圧Vrefp、基準電圧Vref、マイナス側の基準電圧Vrefnのいずれか1つの電圧が供給される。また、第2可変容量素子Cin2は、ノードN1pに接続される電極とは異なる電極にスイッチSW1n,SW2n,SW3nが接続され、いずれか1つのスイッチがONされ、プラス側の基準電圧Vrefp、基準電圧Vref、マイナス側の基準電圧Vrefnのいずれか1つの電圧が供給される。タイミング制御部13は、制御信号によってスイッチSW1p〜SW3p及びスイッチSW1n〜SW3nのON/OFFを制御して、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の各々に、基準電圧に対して相補な正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInを供給する。
積分回路11は、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2を介してノードN1pに供給される電荷を積分し、積分結果を示す正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを出力する回路である。積分回路11は、差動増幅器15と、帰還容量素子Cf1,Cf2と、帰還容量素子Cf1,Cf2の各々に並列に接続されたスイッチSW4p,SW4nとを有する。
ノードN1pは、差動増幅器15の反転入力端子(−入力端子)に接続されている。帰還容量素子Cf1は、差動増幅器15の反転入力端子と非反転出力端子(+出力端子)との間に接続されている。帰還容量素子Cf2は、差動増幅器15の非反転入力端子(+入力端子)と反転出力端子(−出力端子)との間に接続されている。差動増幅器15の非反転入力端子が接続されるノードN1nは、容量素子C1を介して基準電圧Vrefが供給されている。差動増幅器15の非反転出力端子は、正相出力電圧VOpを出力するノードN2pに接続されている。差動増幅器15の反転出力端子は、逆相出力電圧VOnを出力するノードN2nに接続されている。
積分回路11の後段には第1サンプルホールド回路12が接続されている。第1サンプルホールド回路12は、スイッチSW5p,SW5nと、スイッチSW6p,SW6nと、正相容量素子Cout1と、逆相容量素子Cout2とを有する。スイッチSW5pは、ノードN2pと、正相容量素子Cout1の一方の電極が接続されるノードN3pとの間に接続されている。また、スイッチSW5nは、ノードN2nと、逆相容量素子Cout2の一方の電極が接続されるノードN3nとの間に接続されている。スイッチSW6pは、ノードN2nと、ノードN3pとの間に接続されている。また、スイッチSW6nは、ノードN2pと、ノードN3nとの間に接続されている。正相容量素子Cout1は、一方の電極がノードN3pに接続され、他方の電極に基準電圧Vrefが供給されている。また、逆相容量素子Cout2は、一方の電極がノードN3nに接続され、他方の電極に基準電圧Vrefが供給されている。
第1サンプルホールド回路12の後段には、第1サンプルホールド回路12にサンプルホールドされる正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnをサンプルホールドする第2サンプルホールド回路14が接続されている。第2サンプルホールド回路14は、第2スイッチSW7p,SW7nと、第2容量素子Cout3とを有する。第2スイッチSW7pは、ノードN3pと、第2容量素子Cout3の一方の電極との間に接続されている。また、第2スイッチSW7nは、ノードN3nと、第2容量素子Cout3の2つの電極のうち、第2スイッチSW7pが接続されていない電極との間に接続されている。従って、第2容量素子Cout3は、第2スイッチSW7pと、第2スイッチSW7nとの間に接続されている。また、ノードN3pは、後段の回路(例えば、A/D変換回路)に接続され、正相出力信号Voutpを後段の回路に出力する。ノードN3nは、後段の回路(例えば、A/D変換回路)に接続され、逆相出力信号Voutnを後段の回路に出力する。なお、第2容量素子Cout3の静電容量の値は、例えば、正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2と同一とし、容量素子間の相対精度を向上させてもよい。
タイミング制御部13は、スイッチSW1p〜SW3p及びスイッチSW1n〜SW3nをON/OFF制御して正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInを生成するとともに、他のスイッチSW4p〜SW7p及びスイッチSW4n〜SW7nのON/OFF制御を行う。
図2は、CV変換回路10の動作を示すタイムチャートである。タイミング制御部13は、図2に示すように、スイッチSW1p〜SW3p,SW1n〜SW3nを駆動して、基準電圧Vrefを中心に、プラス側に基準電圧Vrefp、マイナス側に基準電圧Vrefnだけ振れる相補な矩形波形を持った正相入力信号VIpを第1可変容量素子Cin1に、逆相入力信号VInを第2可変容量素子Cin2の各々に供給する。タイミング制御部13は、スイッチSW4pをONし、ノードN1pとノードN2pを短絡し、同時にスイッチSW4nをONし、ノードN1nとノードN2nを短絡する。また、タイミング制御部13は、スイッチSW4p,SW4nをONするのと同時に、スイッチSW2p,SW2nをONし、基準電圧Vrefの正相入力信号VIpを第1可変容量素子Cin1に、基準電圧Vrefの逆相入力信号VInを第2可変容量素子Cin2に供給する。差動増幅器15の反転入力端子及び非反転入力端子は、基準電圧Vrefに初期化(以下、「第1の初期化」という)される。また、加速度などの物理量が加わっていない場合は、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の両端電圧は、基準電圧Vrefとなり、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2に蓄積される電荷が零となる。タイミング制御部13は、スイッチSW2p,SW2n及びスイッチSW4p,SW4nをOFFして第1の初期化を終了する。
図2に示すように、上記した第1の初期化後、スイッチSW5p,SW5nによるサンプルホールドが行われ、続いてスイッチSW6p,SW6nによるサンプルホールドが行われる。CV変換回路10は、例えば、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInが供給される状態で、加速度に応じて第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の各々の静電容量が変動する。CV変換回路10は、例えば、加速度が加わっていない状態では、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の静電容量に変動がないため、以下の説明では、一例として、第1可変容量素子Cin1の静電容量が減少し、相対的に第2可変容量素子Cin2の静電容量が増大した場合の動作について説明する。この場合、第1可変容量素子Cin1の減少した静電容量を−ΔC、第2可変容量素子Cin2の増加した静電容量をΔCとする。
例えば、タイミング制御部13によってスイッチSW1p,SW1nがONされると、第1可変容量素子Cin1に蓄積される電荷は、加速度が加わっていない状態に比べてΔQ1=−ΔC(Vrefp−Vref)だけ変動する。第2可変容量素子Cin2に蓄積される電荷は、加速度が加わっていない状態に比べてΔQ2=ΔC(Vrefn−Vref)だけ変動する。その結果、静電容量の変動にともなって生じる第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2に蓄積される電荷の変動分が、ΔQ1とΔQ2とを合計したマイナスの差分電荷−ΔQとしてノードN1pに誘起される。積分回路11は、差動増幅器15の反転入力端子に入力されるマイナスの変化量(差分電荷−ΔQ)に応じて、正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを変化させる。差動増幅器15は、ノードN1pに誘起されるマイナスの差分電荷−ΔQが帰還容量素子Cf1に蓄積あるいは帰還容量素子Cf1から引き抜かれるように正相出力電圧VOpを変化させる。同時に、ノードN1nがノードN1pと仮想接地の状態を維持するように逆相出力電圧VOnを変化させて帰還容量素子Cf2への電荷の充放電が行われる。この場合において、差動増幅器15は、タイミング制御部13によってスイッチSW1p,SW1nがONされた状態では高レベルの正相出力電圧VOpを出力し、スイッチSW3p,SW3nがONされた状態では低レベルの正相出力電圧VOpを出力する。従って、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の静電容量の変化量と、供給される基準電圧Vrefp,Vrefnの電圧レベルとに応じて基準電圧Vrefを中心にしてプラス側及びマイナス側に極性が変化する正相出力電圧VOpを出力する。同様に、差動増幅器15は、タイミング制御部13によってスイッチSW1p,SW1nがONされた状態では低レベルの逆相出力電圧VOnを出力し、スイッチSW3p,SW3nがONされた状態では高レベルの逆相出力電圧VOnを出力する。
上記したように、CV変換回路10は、基準電圧に対して電圧レベルが交互に入れ替わる相補な電圧信号(正相入力信号VIp及び逆相入力信号VIn)が与えられる第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2が接続されるノードN1pに誘起されるマイナスの差分電荷−ΔQが差動増幅器15に入力され、当該差動増幅器15から差分電荷−ΔQに応じた差分電圧(正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOn)が出力される。
タイミング制御部13は、正相入力信号VIpがプラス側の基準電圧Vrefp、逆相入力信号VInがマイナス側の基準電圧Vrefnであるサンプリング期間に、スイッチSW5p,SW5nをON、スイッチSW6p,SW6nをOFFする。また、タイミング制御部13は、正相入力信号VIpがマイナス側の基準電圧Vrefn、逆相入力信号VInがプラス側の基準電圧Vrefpであるサンプリング期間に、スイッチSW5p,SW5nをOFF、スイッチSW6p,SW6nをONする。この結果、上記した第1可変容量素子Cin1の静電容量が減少し、第2可変容量素子Cin2の静電容量が増大する場合には、正相容量素子Cout1には、高レベルである正相出力電圧VOpと、高レベルである逆相出力電圧VOnとが交互にサンプルホールドされる。また、逆相容量素子Cout2には、低レベルである正相出力電圧VOpと、低レベルである逆相出力電圧VOnが交互にサンプルホールドされる。
タイミング制御部13は、さらに、第1サンプルホールド回路12のサンプルホールドのタイミングに合わせて第2サンプルホールド回路14の第2スイッチSW7p,SW7nをONし、第2容量素子Cout3の両端の各々に、ノードN3p,N3nの各々を接続する。なお、第2サンプルホールド回路14の動作の詳細については後述する。そして、CV変換回路10は、後述する第2の初期化後の任意のタイミングで、正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2にサンプルホールドされた電圧をノードN3p,N3nから正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnとして後段の回路(例えば、A/D変換回路)に出力する。このようにして、第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2の差分電荷−ΔQに応じた正相出力信号Voutp及び逆相出力信号VoutnがノードN3p,N3nから後段の回路に出力される。なお、第1可変容量素子Cin1の静電容量が増大し、相対的に第2可変容量素子Cin2の静電容量が減少した場合の動作については、正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOn等の基準電圧Vrefに対するプラス側及びマイナス側の極性が、上記した場合と異なるのみで、その他の動作は同様の動作となるため、ここでの説明は省略する。また、第2スイッチSW7p,SW7nをONするタイミングは、後述するように、第1サンプルホールド回路12のサンプリング期間(この「サンプリング期間」については、後段の段落[0033]で定義する)の後端期間に限定された期間である。
ここで、上記したCV変換回路10は、回路上に設けられた半導体素子や抵抗素子などの各種デバイスからデバイスノイズが生じる。このデバイスノイズは、ホワイトノイズや1/fノイズなどである。図3は、CV変換回路10の正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnに含まれるデバイスノイズの一例を示している。図3に示すように、例えば、CV変換回路10で生じるホワイトノイズは、差動増幅器15が処理可能な周波数帯域内において、特定の周波数に依存せずに均一のノイズ強度で生じる。このホワイトノイズは、例えば、抵抗素子内の電子の熱振動によって発生する。また、1/fノイズは、周波数の逆数に比例し、低い周波数帯域でノイズ強度が増大する。この1/fノイズは、例えば、MOSトランジスタのゲート酸化膜の汚染や結晶欠陥から生じるゲート酸化膜のトラップ電荷が、キャリアをランダムに補足、放出し、キャリア数にゆらぎが生じることで発生する。そして、これらのデバイスノイズは、例えば、サンプルホールドのサンプリング周波数のノイズの他、サンプリング周波数の1/2の周波数(ナイキスト周波数)で標本化が可能な高次の周波数のノイズが重畳的に処理されノイズの折り返しが生じる。例えば、図3に示すように、デバイスノイズには、サンプリング周波数fsの奇数倍の高次の周波数(3倍の周波数3fs、5倍の周波数5fs、・・・n倍の周波数nfs)のデバイスノイズが含まれているとする。このデバイスノイズは、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2にサンプルホールドされるCV変換された電圧に積み重なるように加算される。正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2にサンプルホールドされた電圧に含まれるデバイスノイズは、正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnに含まれたまま、後段の回路(A/D変換回路など)に出力されることとなる。結果として、正相出力信号Voutp及び逆相出力信号VoutnのS/N比が悪化して後段の回路において誤って処理されてしまう。
この問題に対し、本実施例のCV変換回路10では、第2スイッチSW7pと第2スイッチSW7nとの間に第2容量素子Cout3が設けられており、第1サンプルホールド回路12のサンプリング周波数に同期して第2スイッチSW7p,SW7nをONして、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に第2容量素子Cout3を接続し帯域を絞ることでデバイスノイズの低減が図られている。
図2に示す動作例では、CV変換回路10の第1可変容量素子Cin1に供給される正相入力信号VIp及び第2可変容量素子Cin2に供給される逆相入力信号VInは、基準電圧Vrefに対して相補な矩形波形を持ち、ともに基準電圧Vrefが供給される期間を介して電圧レベルが交互に入れ替わるシーケンスを有する。このシーケンスのうち、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInとして相補な電圧が供給される期間に同期して、第2スイッチSW7p,SW7nをONする。この場合、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInの半周期、例えば、正相入力信号VIpが基準電圧Vrefとされてからプラスの基準電圧Vrefpに変動し、再び基準電圧Vrefに変動するまでの期間(スイッチSW2pがONされてからONするスイッチをスイッチSW1pに切り替え、再びスイッチSW2pがONされるまでの期間)が、第1サンプルホールド回路12の1つのサンプリング期間である。ここで、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInの1周期(2つのサンプリング期間)を1サイクルとした場合に、タイミング制御部13は、例えば、10サイクルを1単位として同様の処理を繰り返し実行する。タイミング制御部13には、10サイクルごとに同期したクロック信号CK0が供給されている。クロック信号CK0は、1サイクル(2個のサンプリング期間)の間でハイレベルとなり、残りの9サイクル(18個のサンプリング期間)の間でローレベルとなる同期信号である。タイミング制御部13は、1単位である10サイクルのうち、クロック信号CK0がハイレベルとなる最初の1サイクルを第2の初期化のサイクルとして、第2サンプルホールド回路14の第2容量素子Cout3に電荷を蓄積させる。第2サンプルホールド回路14は、この第2の初期化のサイクルにおいて、第1サンプルホールド回路12の連続する2つのサンプリング期間に同期したサンプリング(以下、「同時サンプリング動作」という場合がある)を行うことで第2容量素子Cout3に予め電荷を蓄積する。ここで、帯域制限のために設けられる第2容量素子Cout3を第2の初期化の時に充電するのは、残りの9サイクルにおいて第2容量素子Cout3をノードN3p,N3nに接続する際に、第2容量素子Cout3にホールドされている電圧値と、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2にホールドされている電圧値の合計値とを略同一としておくためである。両者に電圧差があると電荷の移動が生じ、正相及び逆相出力信号Voutp,Voutnとして出力される電圧が過渡的に変動してしまう虞がある。また、両者間での電荷の移動は積分回路11から出力される正相及び逆相出力電圧VOp,VOnとは無関係であるため、電荷移動により得られる電圧値は本来の電圧値からずれてしまう虞がある。さらに、ずれた電圧値が本来の電圧値に収斂していくまでには多大な時間を要してしまう虞がある。
詳述すると、クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクル(第2の初期化)において、タイミング制御部13は、第1サンプルホールド回路12の正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に対して充電を行うとともに、第2サンプルホールド回路14の第2容量素子Cout3に対して充電を行う。即ち、正相入力信号VIpがプラス側の基準電圧Vrefpであり、逆相入力信号VInがマイナス側の基準電圧Vrefnである最初のサンプリング期間では、スイッチSW5p,SW5nをON、スイッチSW6p,SW6nをOFFするとともに、同時に第2スイッチSW7p,SW7nをONする。また、正相入力信号VIpがマイナス側の基準電圧Vrefnであり、逆相入力信号VInがプラス側の基準電圧Vrefpである次のサンプリング期間では、スイッチSW5p,SW5nをOFF、スイッチSW6p,SW6nをONするとともに、同時に第2スイッチSW7p,SW7nをONする。ここで、本実施例では、第2容量素子Cout3の両端の電位差は、正相容量素子Cout1の両端の電位差の2倍となる。また、第2容量素子Cout3の両端の電位差は、逆相容量素子Cout2の両端の電位差の2倍となる。正相容量素子Cout1、逆相容量素子Cout2及び第2容量素子Cout3がいずれも同じ容量値を有するものとすれば、第2容量素子Cout3は、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2の各々に蓄積される電荷の2倍の電荷が蓄積される。従って、積分回路11から供給される出力電流(単位時間当たりの電荷量:ここでは説明を簡単にするため出力電流は一定値と仮定する)が容量素子Cout1〜Cout3に充電されることにより、積分回路11から出力される正相及び逆相出力電圧VOp,VOnが任意の電位(CV変換の結果として出力されるべき正相及び逆相出力電圧VOp,VOnの電位)になるために要する時間、即ち、第2容量素子Cout3が接続されている場合の正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に蓄積されるべき電荷量を充電する時間は、第2容量素子Cout3が接続されていない場合の正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に蓄積されるべき電荷量を充電する時間に比べて2倍の時間を要すると考えることができる。また、第2容量素子Cout3は、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2と接続された状態で、最初のサンプリング期間において、所望の電荷量の半分が蓄積され、次のサンプリング期間において、残りの半分の電荷量が蓄積されることとなる。ここでいう「所望の電荷量」とは、上記した第2容量素子Cout3が接続されていない場合の正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に蓄積されるべき電荷量である。第2容量素子Cout3は、クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクルにおいて、サンプリング期間ごとに電荷が徐々に蓄積され(図2参照)、蓄積後に第2スイッチSW7p,SW7nがOFFされ回路から切断されることによって、蓄積された電荷がホールドされた状態となる。
次に、タイミング制御部13は、クロック信号CK0がローレベルとなる残りの9サイクルにおいて、サンプリング期間に同期して第2スイッチSW7p,SW7nをONする。この際に、タイミング制御部13は、正相容量素子Cout1が高レベルに、逆相容量素子Cout2が低レベルにホールドされる直前の期間に第2スイッチSW7p,SW7nをONして、第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続する。帯域制限のために設けられる第2サンプルホールド回路14へのサンプルホールドを第1サンプルホールド回路12と同時に行う構成とした場合(同時サンプリング動作を行う構成とした場合)には、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に加えて第2容量素子Cout3にも充電を行う必要があり、各々の容量素子Cout1〜Cout3に蓄積される電荷が減少する。このため、サンプリング期間経過後の正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2の最終的な電圧値が、所望の電圧値に収束しない虞がある。第2スイッチSW7p,SW7nのON時間を短くする本実施例はこの不具合を防止するためのものである。ここでいう所望の電圧値とは、例えば、目標とする正相及び逆相出力信号Voutp,Voutnの電圧値と上記「最終的な電圧値」との差分が、CV変換回路10の後段に接続されるAD変換回路が識別可能な最小入力電圧変動(分解能)以下となる電圧値である。
そして、タイミング制御部13は、スイッチSW1p,SW1n及びスイッチSW5p,SW5nをONし正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2を充分に電荷が蓄積された状態として、サンプリング期間の後端の期間に予め電荷が蓄積された第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続することによって、負荷容量を増大させ差動増幅器15の帯域を絞る。CV変換回路10は、タイミング制御部13がスイッチSW5p,SW5n及び第2スイッチSW7p,SW7nをOFFすることによって、デバイスノイズが低減された正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnが正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2の各々にホールドされる。CV変換回路10は、クロック信号CK0がローレベルとなる9サイクルの任意のタイミングで、正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2にサンプルホールドされた電圧をノードN3p,N3nから正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnとして後段の回路に出力する。
同様に、タイミング制御部13は、スイッチSW3p,SW3n及びスイッチSW6p,SW6nをONし正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に充分に電荷が蓄積された状態の後のサンプリング期間の後端の期間に、予め電荷が蓄積された第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続することによって帯域を絞る。
なお、上記したCV変換回路10を、静電容量型の加速度センサに用いた場合を考えると、加速度センサに加速度が加わることによって生じる信号の帯域は例えば数kHzであるのに対し、サンプルホールドのサンプリング周波数は例えば数百kHzであることが一般的である。従って、例えば、10サイクルに一度だけ第2容量素子Cout3を充電(第2の初期化)するサイクルを設けたとしても、充電後の残りのサイクルにおいて差動増幅器15から出力される正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを第1サンプルホールド回路12でサンプルホールドするのに充分なサイクル数を担保することが可能となる。
また、クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクルにおいては、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2にサンプルホールドされる電圧が、電荷が充分に蓄積されていない第2容量素子Cout3が接続されたことで正しい値とならない場合もあり得る。このため、この1サイクルの正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnは破棄する処理を行ってもよい。例えば、CV変換回路10は、クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクルの正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnを後段に出力しないためのスイッチを例えば、ノードN3p,N3nと後段に接続される回路(例えば、A/D変換回路)との間に備えてもよい。あるいは、CV変換回路10の後段に接続される回路が、クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクルの正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnを破棄する設定としてもよい。
以上、上記した実施例によれば、以下の効果を奏する。
<効果1>タイミング制御部13は、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInの1周期を1サイクルとした場合に、10サイクルを1単位として処理を実行する。この1サイクルは、第1サンプルホールド回路12のサンプリング期間の2個分となる。第2サンプルホールド回路14は、最初の1サイクルにおいて、第1サンプルホールド回路12の連続する2つのサンプリング期間に同期した同時サンプリング動作を行う。第2サンプルホールド回路14は、同時サンプリング動作により、積分回路11から第1サンプルホールド回路12にサンプルホールドされる正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを、同時にサンプルホールドする。これにより、第2サンプルホールド回路14の第2容量素子Cout3には、予め電荷が蓄積される。また、第2サンプルホールド回路14は、残りの9サイクルにおいて、正相容量素子Cout1が高レベルに、逆相容量素子Cout2が低レベルにホールドされる直前に第2スイッチSW7p,SW7nをONして、第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続する。CV変換回路10は、積分回路11の出力端子に第1及び第2サンプルホールド回路12,14(正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2、第2容量素子Cout3)が接続されると、負荷容量が増大して帯域が絞られることによって、後段の回路に出力する正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnに含まれる高次のデバイスノイズが低減されることとなる。ここで、第2サンプルホールド回路14を接続した状態で、第1サンプルホールド回路12とともに積分回路11からの正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnをサンプルホールドする場合には、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に加えて第2容量素子Cout3にも電荷を蓄積しなければならず、帯域が制限され高次のノイズが低減されたとしても、第1及び第2サンプルホールド回路12,14に所望の電荷を蓄積するまでの時間、即ち積分回路11から出力される正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnをサンプリングするまでのCV変換の処理時間が長く必要となり、動作速度を確保することができない虞がある。これに対し、当該CV変換回路10では、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnがサンプルホールドされるタイミング(SW5p,SW5nあるいはSW6p,SW6nをOFFするタイミング)の直前となるサンプリング期間の後端期間だけ、予め電荷が蓄積された第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続してサンプルホールドを実施する。従って、当該CV変換回路10によれば、CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、高次のノイズを低減して低ノイズ化が可能となる。
<効果1>タイミング制御部13は、正相入力信号VIp及び逆相入力信号VInの1周期を1サイクルとした場合に、10サイクルを1単位として処理を実行する。この1サイクルは、第1サンプルホールド回路12のサンプリング期間の2個分となる。第2サンプルホールド回路14は、最初の1サイクルにおいて、第1サンプルホールド回路12の連続する2つのサンプリング期間に同期した同時サンプリング動作を行う。第2サンプルホールド回路14は、同時サンプリング動作により、積分回路11から第1サンプルホールド回路12にサンプルホールドされる正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを、同時にサンプルホールドする。これにより、第2サンプルホールド回路14の第2容量素子Cout3には、予め電荷が蓄積される。また、第2サンプルホールド回路14は、残りの9サイクルにおいて、正相容量素子Cout1が高レベルに、逆相容量素子Cout2が低レベルにホールドされる直前に第2スイッチSW7p,SW7nをONして、第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続する。CV変換回路10は、積分回路11の出力端子に第1及び第2サンプルホールド回路12,14(正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2、第2容量素子Cout3)が接続されると、負荷容量が増大して帯域が絞られることによって、後段の回路に出力する正相出力信号Voutp及び逆相出力信号Voutnに含まれる高次のデバイスノイズが低減されることとなる。ここで、第2サンプルホールド回路14を接続した状態で、第1サンプルホールド回路12とともに積分回路11からの正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnをサンプルホールドする場合には、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に加えて第2容量素子Cout3にも電荷を蓄積しなければならず、帯域が制限され高次のノイズが低減されたとしても、第1及び第2サンプルホールド回路12,14に所望の電荷を蓄積するまでの時間、即ち積分回路11から出力される正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnをサンプリングするまでのCV変換の処理時間が長く必要となり、動作速度を確保することができない虞がある。これに対し、当該CV変換回路10では、正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnがサンプルホールドされるタイミング(SW5p,SW5nあるいはSW6p,SW6nをOFFするタイミング)の直前となるサンプリング期間の後端期間だけ、予め電荷が蓄積された第2容量素子Cout3を正相及び逆相容量素子Cout1,Cout2に接続してサンプルホールドを実施する。従って、当該CV変換回路10によれば、CV変換の処理時間を維持して消費電力の低減を図りつつ、高次のノイズを低減して低ノイズ化が可能となる。
<効果2>CV変換回路10は、基準電圧に対して電圧レベルが交互に入れ替わる相補な電圧信号(正相入力信号VIp及び逆相入力信号VIn)が与えられる第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2が接続されるノードN1pから、例えばマイナスの差分電荷−ΔQが差動増幅器15に入力され、当該差動増幅器15から出力される正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnを第1及び第2サンプルホールド回路12,14にサンプルホールドする相関二重サンプリング(CDS)回路が構成されており、ノイズの低減が図られている。
<効果3>第2サンプルホールド回路14の第2容量素子Cout3に予め電荷を蓄積する同時サンプリング動作は、最初の1サイクル、即ち連続する2個のサンプリング期間で行われている。当該CV変換回路10よれば、予め第2容量素子Cout3に蓄積する必要がある電荷量に応じて、同時サンプリング動作を行う連続したサンプリング期間の数が調整可能となる。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内での種々の改良、変更が可能であることは言うまでもない。
例えば、上記実施例では、タイミング制御部13は、10サイクル中の1サイクルだけ、第2サンプルホールド回路14を第1サンプルホールド回路12と同期させ、第2容量素子Cout3に予め充電する同時サンプリング動作を実施したが、これは一例であり限定されない。例えば、タイミング制御部13は、100サイクルに1サイクル、あるいは100サイクルに10サイクル、あるいは1サイクルの半周期の1サンプリング期間だけ第2容量素子Cout3に予め充電する同時サンプリング動作を実施してもよい。
例えば、上記実施例では、タイミング制御部13は、10サイクル中の1サイクルだけ、第2サンプルホールド回路14を第1サンプルホールド回路12と同期させ、第2容量素子Cout3に予め充電する同時サンプリング動作を実施したが、これは一例であり限定されない。例えば、タイミング制御部13は、100サイクルに1サイクル、あるいは100サイクルに10サイクル、あるいは1サイクルの半周期の1サンプリング期間だけ第2容量素子Cout3に予め充電する同時サンプリング動作を実施してもよい。
また、タイミング制御部13は、第2容量素子Cout3を予め充電する同時サンプリング動作を実施する1又は複数のサイクルあるいは1サンプリング期間において、差動増幅器15のドライブ能力を一時的に上げて出力電流を増大させる制御を実施してもよい。例えば、差動増幅器15は、カレントミーラ回路を備え、当該カレントミーラ回路のゲート端子同士が接続された複数のMOSトランジスタの接続数を、タイミング制御部13からの制御に基づいて切替可能に構成してもよい。そして、タイミング制御部13は、カレントミーラ回路のMOSトランジスタの接続数を変更して、差動増幅器15の出力電流を増大あるいは低減させる制御を実施してもよい。これにより、第2容量素子Cout3を予め充電する処理時間を短縮できる。
上記実施例では、CV変換回路10は、相補な電圧信号(正相入力信号VIp及び逆相入力信号VIn)が与えられる2つの第1及び第2可変容量素子Cin1,Cin2を備える構成であったが、1つあるいは3つ以上の可変容量素子を備える構成でもよい。
ちなみに、第1可変容量素子Cin1及び第2可変容量素子Cin2は、可変容量素子の一例である。正相容量素子Cout1及び逆相容量素子Cout2は、第1容量素子の一例である。スイッチSW5p,SW5nは、第1スイッチが有する第3スイッチの一例である。スイッチSW6p,SW6nは、第1スイッチが有する第4スイッチの一例である。クロック信号CK0がハイレベルとなる1サイクル(2個のサンプリング期間)は、最初のサンプリング期間の一例である。クロック信号CK0がローレベルとなる9サイクル(18個のサンプリング期間)は、同時サンプリング動作を行うサンプリング期間を除くサンプリング期間の一例である。正相出力電圧VOp及び逆相出力電圧VOnは、差動出力電圧(出力電圧)の一例である。
10 CV変換回路、11 積分回路、12 第1サンプルホールド回路、13 タイミング制御部、14 第2サンプルホールド回路、15 差動増幅器、Cin1 第1可変容量素子、Cin2 第2可変容量素子、Cout1 正相容量素子(第1容量素子)、Cout2 逆相容量素子(第1容量素子)、Cout3 第2容量素子、SW5p,SW5n スイッチ(第3スイッチ)、SW6p,SW6n スイッチ(第4スイッチ)、SW7p,SW7n 第2スイッチ、VOp 正相出力電圧、VOn 逆相出力電圧。
Claims (5)
- 物理量に応じて静電容量の値が変動する可変容量素子と、
前記可変容量素子から供給される電荷の積分結果を出力電圧として出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される前記出力電圧をサンプルホールドする第1サンプルホールド回路と、
前記第1サンプルホールド回路にサンプルホールドされる前記出力電圧をサンプルホールドする第2サンプルホールド回路と、を備え、
前記第2サンプルホールド回路は、前記第1サンプルホールド回路の少なくとも最初のサンプリング期間と同じ期間において前記第1サンプルホールド回路と同期した同時サンプリング動作を行い、前記同時サンプリング動作を行うサンプリング期間を除く前記第1サンプルホールド回路のサンプリング期間の後端期間においてサンプリング動作を行うことを特徴とするCV変換回路。 - 前記第1サンプルホールド回路は、
前記出力電圧をホールドする第1容量素子と、
前記第1容量素子を前記積分回路に接続して前記出力電圧をサンプリングする第1スイッチとを備え、
前記第2サンプルホールド回路は、
前記出力電圧をホールドする第2容量素子と、
前記第2容量素子を前記第1容量素子に接続して前記出力電圧をサンプリングする第2スイッチとを備えることを特徴とする請求項1に記載のCV変換回路。 - 前記可変容量素子は、一端が共通端子として互いに接続され、各々の他端に基準電圧に対して相補な電圧が交互に供給される第1及び第2可変容量素子を有し、
前記積分回路は、前記第1及び第2可変容量素子を介して前記共通端子に供給される電荷の差分に応じて、正相及び逆相出力端子から差動出力電圧を出力する差動増幅器を有し、
前記第1容量素子は、前記差動出力電圧の各々をサンプルホールドする正相容量素子及び逆相容量素子を有し、
前記第1スイッチは、前記差動増幅器の前記正相出力端子と前記正相容量素子、及び前記差動増幅器の前記逆相出力端子と前記逆相容量素子、とを接続する第3スイッチと、前記差動増幅器の前記正相出力端子と前記逆相容量素子、及び前記差動増幅器の前記逆相出力端子と前記正相容量素子、とを接続する第4スイッチとを有し、
前記第2スイッチは、前記正相及び逆相容量素子を前記第2容量素子の各々の端子に接続し、
前記相補な電圧の供給方向に応じて、前記第3スイッチ又は前記第4スイッチをONすることを特徴とする請求項2に記載のCV変換回路。 - 前記同時サンプリング動作は、前記最初のサンプリング期間から連続する複数のサンプリング期間で行われることを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれかに記載のCV変換回路。
- 前記積分回路は、前記同時サンプリング動作において出力電流が増大することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載のCV変換回路。
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JP2008145269A (ja) * | 2006-12-11 | 2008-06-26 | Denso Corp | センサ装置 |
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JP2012037439A (ja) * | 2010-08-10 | 2012-02-23 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 静電容量検出回路 |
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