JP2015065802A

JP2015065802A - 突入電流制限回路

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Publication number: JP2015065802A
Application number: JP2014121496A
Authority: JP
Inventors: 木村　修; Osamu Kimura; 修木村; 八尾　勉; Tsutomu Yao; 勉八尾; 保宣田中; Yasunobu Tanaka
Original assignee: National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST; Yazaki Corp
Current assignee: National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST; Yazaki Corp
Priority date: 2013-08-27
Filing date: 2014-06-12
Publication date: 2015-04-09
Anticipated expiration: 2034-06-12
Also published as: CN105765815A; US20160181794A1; US9806520B2; CN105765815B; DE112014003904T5; JP6381023B2; WO2015030069A1

Abstract

【課題】構成の複雑化を防止しつつも突入電流による部品の破壊を防止することが可能な突入電流制限回路を提供する。
【解決手段】突入電流制限回路１は、第１接続線Ｌ１と、第２接続線Ｌ２と、インバータコンデンサＣと、リレースイッチＳＷと、電流制限回路１０と、を備え、電流制限回路１０は、電流センサ１１と、電流センサの検出値に応じた信号が反転入力端子に入力されると共に非反転入力端子に電流指令値が入力されるオペアンプＯＰと、制御端子にオペアンプＯＰからの出力信号が入力され、出力信号に応じてスイッチングするスイッチング素子Ｑと、を有し、リレースイッチＳＷをオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間における電流指令値は、回路１を構成する部品の定格電流のうち最小のものに相当する値よりも小さな値とされ、スイッチング素子Ｑの安全動作領域における最大電流値よりも小さな値とされている。
【選択図】図１

Description

本発明は、突入電流制限回路に関する。

従来、電気的負荷に大容量の平滑コンデンサが並列接続される場合において、バッテリから電気的負荷に電力供給する際に、バッテリから平滑コンデンサに流れる突入電流を小さくするための突入電流制限回路が提案されている。この突入電流制限回路は、バッテリの正端子と電気的負荷とを接続する第１接続線と、バッテリの負端子と電気的負荷とを接続する第２接続線と、第１及び第２接続線のそれぞれに設けられたスイッチと、これらスイッチと並列接続される電流制限回路とから構成されている。

電流制限回路は、スイッチング素子と、プリチャージ抵抗と、漏れ電流検出回路とを備えており、電気的負荷への給電を開始する場合、まず、第２接続線上に設けられたスイッチとスイッチング素子とをオンする。これにより、平滑コンデンサはプリチャージ抵抗を介してゆっくりと充電されることとなり、突入電流が抑えられることとなる（特許文献１参照）。

特許第４１２３４４１号公報

しかし、特許文献１に記載の突入電流制限回路は、第１及び第２接続線上にそれぞれスイッチを設けると共にスイッチング素子及びプリチャージ抵抗を備える必要があり、構成の複雑化を招いてしまう。

本発明は、このような課題を解決するものであり、その目的とするところは、構成の複雑化を防止しつつも突入電流による部品の破壊を防止することが可能な突入電流制限回路を提供することにある。

本発明の突入電流制限回路は、バッテリの正端子と電気的負荷とを接続する第１接続線と、バッテリの負端子と電気的負荷とを接続する第２接続線と、前記第１接続線に一方の電極が接続され、前記第２接続線に他方の電極が接続されたコンデンサと、前記第１及び第２接続線の一方の接続線上に設けられたスイッチと、前記第１及び第２接続線の他方の接続線上に設けられた電流制限回路と、を備え、前記電流制限回路は、前記他方の接続線上に設けられる電流センサと、前記電流センサの検出値に応じた信号が反転入力端子に入力されると共に非反転入力端子に電流指令値が入力されるオペアンプと、前記他方の接続線上に設けられ制御端子に前記オペアンプからの出力信号が入力され、出力信号に応じてスイッチングするスイッチング素子と、を有し、前記スイッチをオンしてから前記コンデンサの充電が完了するまでの期間における前記電流指令値は、回路を構成する部品の定格電流のうち最小のものに相当する値よりも小さな値とされ、前記スイッチング素子の安全動作領域における最大電流値よりも小さな値とされていることを特徴とする。

この突入電流制限回路によれば、スイッチをオンしてからコンデンサの充電が完了するまでの期間における電流指令値は、回路を構成する部品の定格電流のうち最小のものに相当する値よりも小さな値とされている。このため、オペアンプの両端子の値を同じように調整する特性から、電流センサの検出値は電流指令値を同じとなるようにスイッチング素子によって調整されることとなり、コンデンサの充電が完了するまでの期間において突入電流による部品の破壊を防止することができる。しかも、電流制限回路は第１及び第２接続線の他方の接続線上に設けられていることから、スイッチを複数備える必要がなく、スイッチは第１及び第２接続線の一方にだけ設ければよい。従って、構成の複雑化を防止しつつも突入電流による部品の破壊を防止することができる。さらに、電流指令値は、スイッチング素子の安全動作領域における最大電流値に相当する値よりも小さな値とされているため、スイッチング素子において二次降伏現象が発生せず、効率的にスイッチング素子を使用することができる。

また、本発明の突入電流制限回路は、バッテリの正端子と電気的負荷とを接続する第１接続線と、バッテリの負端子と電気的負荷とを接続する第２接続線と、前記第１接続線に一方の電極が接続され、前記第２接続線に他方の電極が接続されたコンデンサと、前記第１及び第２接続線の一方の接続線上に設けられたスイッチと、前記第１及び第２接続線の他方の接続線上に設けられた電流制限回路と、を備え、前記電流制限回路は、前記他方の接続線上に設けられる電流センサと、前記電流センサによる検出値に応じた信号を反転入力端子に入力すると共に非反転入力端子に電流指令値が入力されるオペアンプと、前記他方の接続線上に設けられ制御端子に前記オペアンプからの出力信号が入力され、出力信号に応じてスイッチングするスイッチング素子と、を有し、前記スイッチング素子は、炭化珪素静電誘導型トランジスタであることを特徴とする。

この突入電流制限回路によれば、炭化珪素静電誘導型トランジスタを能動領域で使うには、ゲート酸化膜を有するＭＯＳＦＥＴより静電誘導型トランジスタを使う方が好ましい。

また、本発明の突入電流制限回路において、前記スイッチング素子に流れる電流値と前記スイッチング素子の両端の電圧差との積が一定となる値とされていることが好ましい。

この突入電流制限回路によれば、電流指令値は、スイッチング素子に流れる電流値とスイッチング素子の両端の電圧差との積が一定となる値とされている。このため、電流指令値が一定値である場合のように、スイッチング素子の電力が、スイッチがオンしてからコンデンサの充電が完了するまでの期間の前半部分において高く後半部分において小さくなるようなことがなく、全期間を通じて略一定とすることができる。故に、スイッチング素子の定格電力のオーバースペック（無駄）がなく、スイッチング素子の定格電力を抑えること、及び、コンデンサの充電が完了するまでの期間を短くすることの少なくとも一方を達成することができる。

また、本発明の突入電流制限回路において、前記スイッチング素子の両端の電圧差を検出する電圧センサと、前記電圧センサからの信号と前記電流センサからの信号とに基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流値と前記スイッチング素子の両端の電圧差との積が一定となる電流指令値を算出して、前記オペアンプの非反転入力端子に出力する演算器と、をさらに備えることが好ましい。

この突入電流制限回路によれば、電流センサと電圧センサとの信号に基づいてスイッチング素子の電流値と電圧値との積が一定となる電流指令値を算出してオペアンプの非反転入力端子に出力する演算器とを備えるため、実際にスイッチング素子の電圧差を監視して電流指令値を算出することができ、例えば突入電流制限回路が使用される温度環境による各部品の抵抗値の変化等にも対応でき、より正確にスイッチング素子に掛かる電力を一定とすることができる。

また、本発明の突入電流制限回路において、前記電圧センサからの信号に基づいて、前記コンデンサの充電完了を判断する判断部をさらに備え、前記演算器は、前記判断部により前記コンデンサの充電完了が判断された場合、前記スイッチをオンしてから前記コンデンサの充電が完了するまでの期間における値よりも前記電流指令値を高く変更して前記スイッチング素子を完全オン状態とすることが好ましい。

この突入電流制限回路によれば、コンデンサの充電完了を判断する判断部を備えるため、コンデンサの充電完了を時間経過から判断する必要が無く、実際のスイッチング素子の電圧差から判断して、より正確なタイミングでスイッチング素子を完全オン状態とすることができる。

本発明によれば、構成の複雑化を防止しつつも突入電流による部品の破壊を防止することが可能な突入電流制限回路を提供することができる。

本発明の実施形態に係る突入電流制限回路の一例を示す回路図である。本実施形態に係る突入電流制限回路の動作を説明する図であって、オペアンプの非反転入力端子に入力される電流指令値を示している。本実施形態に係る突入電流制限回路の動作を説明する図であって、各電流値及び電圧値等を示している。本実施形態の変形例に係る突入電流制限回路を示す回路図である。本実施形態に係る突入電流制限回路において電力を示す図であり、（ａ）ドレイン電圧及びドレイン電流を示し、（ｂ）は電力を示している。変形例に係る突入電流制限回路において電力を示す図であり、（ａ）は第１の例を示し、（ｂ）は第２の例を示している。変形例に係るスイッチング素子の電流、電圧及び電力を示すグラフである。本実施形態の第２変形例に係る突入電流制限回路を示す回路図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。図１は、本発明の実施形態に係る突入電流制限回路の一例を示す回路図である。

本実施形態に係る突入電流制限回路１は、ハイブリッド車や電気自動車などの電気的負荷（例えばインバータ）に対して電力を供給する電源系統に設けられるものであって、図１に示すように、第１接続線Ｌ１と、第２接続線Ｌ２と、インバータコンデンサ（コンデンサ）Ｃと、リレースイッチ（スイッチ）ＳＷと、電流制限回路１０とを備えている。

第１接続線Ｌ１は、バッテリＢの正端子と電気的負荷とを接続するものであり、第２接続線Ｌ２は、バッテリＢの負端子と電気的負荷とを接続するものである。コンデンサＣは、第１接続線Ｌ１と第２接続線Ｌ２とを結ぶ第３接続線Ｌ３上に設けられており、第１接続線Ｌ１に一方の電極が接続され、第２接続線Ｌ２に他方の電極が接続されている。以下、第１接続線Ｌ１と第３接続線Ｌ３との接続部を第１交点ａと称し、第２接続線Ｌ２と第３接続線Ｌ３との接続部を第２交点ｂと称する。

リレースイッチＳＷは、第１接続線Ｌ１のうちバッテリＢから第１交点ａまでの部位に設けられており、電気的負荷への電力供給時にオンし、電力遮断時にオフするものである。電流制限回路１０は、第２接続線Ｌ２のうちバッテリＢから第２交点ｂまでの部位に設けられており、リレースイッチＳＷのオン時における突入電流を制限するものである。

このような電流制限回路１０は、電流センサ１１と、オペアンプＯＰと、スイッチング素子Ｑとを備えている。電流センサ１１は、第２接続線Ｌ２上に設けられ、検出値に応じた電圧信号をオペアンプＯＰの非反転入力端子に出力するものであって、例えばシャント抵抗が用いられる。オペアンプＯＰは、電流センサ１１の検出値に応じた電圧信号を反転入力端子に入力し、電流指令値を非反転入力端子に入力するものである。

スイッチング素子Ｑは、具体的には炭化珪素静電誘導型トランジスタ（ＳｉＣ−ＳＩＴ）であって、ゲート（制御端子）がオペアンプＯＰの出力に接続され、ゲートに入力されるオペアンプＯＰの出力信号に応じてスイッチングするものである。このようなスイッチング素子Ｑは、ドレインが第２交点ｂに接続され、ソースが電流センサ１１側に接続されている。なお、スイッチング素子Ｑは、炭化珪素静電誘導型トランジスタに限らず、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等であってもよい。

さらに、本実施形態においてオペアンプＯＰの非反転入力端子に入力される電流指令値は、リレースイッチＳＷをオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間において、突入電流制限回路１を構成する部品（リレースイッチＳＷやインバータコンデンサＣなど）の定格電流のうち最小のものに相当する電圧値よりも小さな電圧値とされている。

ここで、オペアンプＯＰの両端子の値を同じように調整する特性から、電流センサ１１の検出値は電流指令値を同じとなるようにスイッチング素子Ｑによって調整されることとなる。このため、インバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間において、第２接続線Ｌ２を流れる電流が調整されることとなり、突入電流による部品の破壊を防止されることとなる。

次に、本実施形態に係る突入電流制限回路１の動作を説明する。図２は、本実施形態に係る突入電流制限回路１の動作を説明する図であって、オペアンプＯＰの非反転入力端子に入力される電流指令値を示している。

まず、時刻ｔ０においてリレースイッチＳＷがオンすると電流指令値はＶ１とされる。そして、所定時間経過後の時刻ｔ１において電流指令値はＶ２（＞Ｖ１）とされる。以後、電流指令値はＶ２で維持されることとなる。

ここで、電流指令値Ｖ１は、上記したように、突入電流制限回路１を構成する部品の定格電流のうち、最小のものに相当する電圧値よりも小さな電圧値とされている。より詳細に電流指令値Ｖ１は、スイッチング素子Ｑの安全動作領域（ＳＯＡ）における最大電流値に相当する電圧値よりも小さな値とされている。具体的に電流指令値Ｖ１は、０．１Ｖとされる。これにより、電流センサ１１にて０．１Ｖとなる電流が流れるようにスイッチング素子Ｑが制御される。

また、電流指令値Ｖ２は、通常時（突入電流の制限期間が終了した時であって、電気的負荷に所望の電力を供給している段階）に第２接続線Ｌ２に流れる電流値に対して、充分大きな値とされており、スイッチング素子Ｑが完全にオンとなる値とされている。

さらに、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの所定時間は、突入電流が解消されるまでの時間、又は当該時間よりも長い時間に設定されており、具体的には０．２秒程度とされている。

次に、図３を参照して本実施形態に係る突入電流制限回路１の動作をより詳細に説明する。図３は、本実施形態に係る突入電流制限回路１の動作を説明する図であって、各電流値及び電圧値等を示している。

まず、Ｔｉｍｅ０ｓｅｃにおいてリレースイッチＳＷがオンしたとする。電流指令値はＶ１（０．１Ｖ）となり、電流センサ１１にて０．１Ｖとなる電流が流れるようにスイッチング素子Ｑが制御される。この結果、リレースイッチＳＷのオン直後に約１．５Ａのドレイン電流が流れ、約７０Ｖのドレイン電圧が印加される。また、電力は、ドレイン電流×ドレイン電圧となり、瞬時的に約１１０Ｗとなる。なお、このときのゲート電圧は約６Ｖとなっている。

次いで、Ｔｉｍｅ０．０５ｓｅｃに達したとすると、ドレイン電圧が低下し約５０Ｖとなる。このため、電力も約７５Ｗに低下する。

その後もドレイン電圧は低下し、Ｔｉｍｅ０．２ｓｅｃ前に到達すると、ドレイン電圧は０Ｖとなり、電力も０Ｗとなる。この時点においてインバータコンデンサＣの充電が完了しており、突入電流の発生期間は終了している。

以後、図示を省略するが、電流指令値はＶ２となり、スイッチング素子Ｑが完全オン状態となる。

このようにして、本実施形態に係る突入電流制限回路１によれば、リレースイッチＳＷをオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間における電流指令値は、回路１を構成する部品の定格電流のうち最小のものに相当する値よりも小さな値とされている。このため、オペアンプＯＰの両端子の値を同じように調整する特性から、電流センサ１１の検出値は電流指令値と同じとなるようにスイッチング素子Ｑによって調整されることとなり、インバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間において突入電流による部品の破壊を防止することができる。しかも、電流制限回路１０は第２接続線Ｌ２上に設けられていることから、リレースイッチＳＷを複数備える必要がなく、リレースイッチＳＷは第２接続線Ｌ２にだけ設ければよい。従って、構成の複雑化を防止しつつも突入電流による部品の破壊を防止することができる。さらに、電流指令値Ｖ１は、スイッチング素子Ｑの安全動作領域における最大電流値に相当する値よりも小さな値とされているため、スイッチング素子Ｑにおいて二次降伏現象が発生せず、効率的にスイッチング素子Ｑを使用することができる。

また、スイッチング素子Ｑが炭化珪素静電誘導型トランジスタであるため、炭化珪素静電誘導型トランジスタを能動領域で使うには、ゲート酸化膜を有するＭＯＳＦＥＴより静電誘導型トランジスタを使う方が好ましい。

以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよい。例えば、本実施形態においてリレースイッチＳＷは第１接続線Ｌ１上に設けられ、電流制限回路１０が第２接続線Ｌ２上に設けられているが、これに限らず、リレースイッチＳＷが第２接続線Ｌ２上に設けられ、電流制限回路１０が第１接続線Ｌ１上に設けられていてもよい。

また、本実施形態に係る突入電流制限回路１は、以下のように構成されていてもよい。まず、上記実施形態に係る突入電流制限回路１は、リレースイッチＳＷがオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間の後半部分（具体的には図３のＴｉｍｅ０．１ｓｅｃ〜０．２ｓｅｃ）においてはスイッチング素子Ｑの定格電力がオーバースペックとなってしまう。すなわち、スイッチング素子ＱのＳＯＡの最大電力は突入電流開始時にスイッチング素子Ｑに最も電力が掛かるときの値（図３では１１０Ｗ）としなければならない。このため、突入電流開始時に合わせた最大定格電力を有するスイッチング素子Ｑを回路１上に組み込まなければならなくなるが、インバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間の後半部分においては、そのようなＳＯＡの最大電力を必要とせずオーバースペックとなってしまう。

一方、スイッチング素子ＱのＳＯＡの最大電力を小さくすると、インバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間が長くなってしまうという問題が発生してしまう。そこで、以下の構成を採用するようにしてもよい。

図４は、本実施形態の変形例に係る突入電流制限回路２を示す回路図である。図４に示すように、突入電流制限回路２は、電圧センサ１３と、演算器１４とを備えている。

電圧センサ１３は、スイッチング素子Ｑの両端の電圧差に応じた信号を演算器１４に出力するものである。演算器１４は、電圧センサ１３により検出されたスイッチング素子Ｑの両端電圧差の信号に応じて、電流指令値を生成し、オペアンプＯＰの非反転入力端子に出力するものである。すなわち、演算器１４は、電圧センサ１３からの信号と電流センサ１１からの信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑに流れる電流値とスイッチング素子Ｑの両端の電圧差との積が一定となる電流指令値を算出して、オペアンプＯＰの非反転入力端子に出力するものである。

このような電流指令値は、上記と同様に、リレースイッチＳＷをオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間において、スイッチング素子ＱのＳＯＡを超えない値に相当する電圧値よりも小さな電圧値とされている。さらに、変形例において、電流指令値は、上記の如くスイッチング素子Ｑに流れる電流値とスイッチング素子Ｑの両端の電圧差との積が一定となる値とされている。このため、スイッチング素子Ｑに掛かる電力が一定となり、リレースイッチＳＷがオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの全期間においてスイッチング素子Ｑに掛かる電力を一定とすることができる。これにより、以下の効果を奏する。

図５は、本実施形態に係る突入電流制限回路１において電力を示す図であり、（ａ）ドレイン電圧及びドレイン電流を示し、（ｂ）は電力を示している。図５（ａ）に示すように、ドレイン電流はリレースイッチＳＷがオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの全期間において略一定である。これに対して、ドレイン電圧は、初期において高く、インバータコンデンサＣが充電されていくにつれて小さくなる。このため、図５（ｂ）に示すように、ドレイン電圧とドレイン電流との積である電力も同様に、初期において高い値Ｗ１となり、インバータコンデンサＣが充電されていくにつれて小さくなる。

図６は、変形例に係る突入電流制限回路２において電力を示す図であり、（ａ）は第１の例を示し、（ｂ）は第２の例を示している。スイッチング素子Ｑに流れる電流値とスイッチング素子Ｑの両端の電圧差との積が一定となるように電流指令値をオペアンプＯＰに入力した場合、電力は例えば図６（ａ）に示すようになる。すなわち、リレースイッチＳＷがオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの全期間においてスイッチング素子Ｑに掛かる電力は略一定の値Ｗ２となり、初期において高くインバータコンデンサＣが充電されていくにつれて小さくなることがない。このため、スイッチング素子Ｑについては、ＳＯＡの最大電力がＷ２となるものを回路２に組み込めばよく、オーバースペックの問題が解消される。

また、図６（ｂ）に示すように、電力が全期間において略一定の値Ｗ１となるような電流指令値をオペアンプＯＰに入力してもよい。これにより、期間後半部分においてスイッチング素子Ｑがオーバースペックになる問題は解消され、且つ、インバータコンデンサＣが充電されるまでの時間を短くすることもできる。

図７は、変形例に係るスイッチング素子Ｑの電流、電圧及び電力を示すグラフである。図７に示すように、オペアンプＯＰには、スイッチング素子Ｑの電力１８００Ｗを維持する電流指令値が入力される。具体的にリレースイッチＳＷのオン時においてドレイン電流が約２．５Ａとなりドレイン電圧が７００Ｖ強となるような電流指令値がオペアンプＯＰに入力される。このときのスイッチング素子Ｑの電力は約１８００Ｗとなる。

また、時間０．１０ｓｅｃ（リレーオン時０．０１ｓｅｃ）においてドレイン電流が約３．５Ａとなりドレイン電圧が５００Ｖ強となり、時間０．１５ｓｅｃにおいてドレイン電流が５Ａ強となりドレイン電圧が約３５０Ｖとなる。そして、時間０．１９ｓｅｃ（充電完了時）の直前においてドレイン電流が略１Ａとなりドレイン電圧が約１８００Ｖとなる。

演算器１４は、このような電流、電圧及び電力を実現するための電流指令値データを算出する構成となっている。このため、電流指令値が一定値である場合のように、スイッチング素子Ｑの電力が、リレースイッチＳＷがオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間の前半部分において高く後半部分において小さくなるようなことがなく、全期間を通じて略一定とすることができる。故に、スイッチング素子ＱのＳＯＡの最大電力のオーバースペック（無駄）がなく、スイッチング素子ＱのＳＯＡの最大電力を抑えること、及び、インバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間を短くすることの少なくとも一方を達成することとなる。

さらに、上記のような演算部１４を備えるため、実際にスイッチング素子Ｑの電圧差を監視して電流指令値を算出することができ、例えば突入電流制限回路２が使用される温度環境による各部品の抵抗値の変化等にも対応でき、より正確にスイッチング素子Ｑに係る電力を一定とすることができる。

図８は、本実施形態の第２変形例に係る突入電流制限回路３を示す回路図である。図８に示す第２変形例に係る突入電流制限回路３は、図８に示す第２変形例に係る突入電流制限回路３は、変形例のものに加えて、判断部１５を備えている。

判断部１５は、電圧センサ１３からの信号に基づいて、インバータコンデンサＣの充電完了を判断するものである。また、判断部１５は、インバータコンデンサＣの充電が完了したと判断した場合、その旨の信号を演算器１４に送信する。

また、第３変形例において演算器１４は、判断部１５にてインバータコンデンサＣの充電完了が判断された場合、リレースイッチＳＷをオンしてからインバータコンデンサＣの充電が完了するまでの期間における値よりも電流指令値を高く変更してスイッチング素子Ｑを完全オン状態とする。

これにより、上記実施形態、及び変形例のように、インバータコンデンサＣの充電完了を時間（例えば０．２ｓｅｃ弱）経過から判断する必要が無く、実際のスイッチング素子Ｑの電圧差から判断して、より正確なタイミングでスイッチング素子Ｑを完全オン状態とすることができる。

なお、本実施形態に係る突入電流制限回路１は、変形例、及び第２変形例の技術が組み込まれてもよいし、それら技術の一部が組み込まれてもよい。

１〜３…突入電流制限回路
１０…電流制限回路
１１…電流センサ
１３…電圧センサ
１４…演算器
１５…判断部
Ｂ…バッテリ
Ｃ…インバータコンデンサ（コンデンサ）
Ｌ１…第１接続線
Ｌ２…第２接続線
Ｌ３…第３接続線
ＯＰ…オペアンプ
Ｑ…スイッチング素子
ＳＷ…リレースイッチ（スイッチ）

Claims

バッテリの正端子と電気的負荷とを接続する第１接続線と、
バッテリの負端子と電気的負荷とを接続する第２接続線と、
前記第１接続線に一方の電極が接続され、前記第２接続線に他方の電極が接続されたコンデンサと、
前記第１及び第２接続線の一方の接続線上に設けられたスイッチと、
前記第１及び第２接続線の他方の接続線上に設けられた電流制限回路と、を備え、
前記電流制限回路は、前記他方の接続線上に設けられる電流センサと、前記電流センサによる検出値に応じた信号を反転入力端子に入力すると共に非反転入力端子に電流指令値が入力されるオペアンプと、前記他方の接続線上に設けられ制御端子に前記オペアンプからの出力信号が入力され、出力信号に応じてスイッチングするスイッチング素子と、を有し、
前記スイッチをオンしてから前記コンデンサの充電が完了するまでの期間における前記電流指令値は、回路を構成する部品の定格電流のうち最小のものに相当する値よりも小さな値とされ、前記スイッチング素子の安全動作領域における最大電流値よりも小さな値とされている
ことを特徴とする突入電流制限回路。
前記スイッチング素子は、炭化珪素静電誘導型トランジスタである
ことを特徴とする請求項１に記載の突入電流制限回路。
前記スイッチング素子に流れる電流値と前記スイッチング素子の両端の電圧差との積が一定となる値とされている
ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の突入電流制限回路。
前記スイッチング素子の両端の電圧差を検出する電圧センサと、
前記電圧センサからの信号と前記電流センサからの信号とに基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流値と前記スイッチング素子の両端の電圧差との積が一定となる電流指令値を算出して、前記オペアンプの非反転入力端子に出力する演算器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の突入電流制限回路。
前記電圧センサからの信号に基づいて、前記コンデンサの充電完了を判断する判断部をさらに備え、
前記演算器は、前記判断部により前記コンデンサの充電完了が判断された場合、前記スイッチをオンしてから前記コンデンサの充電が完了するまでの期間における値よりも前記電流指令値を高く変更して前記スイッチング素子を完全オン状態とする
ことを特徴とする請求項４に記載の突入電流制限回路。