JP2014236649A - 制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータの回転角（電気角）の算出精度の低下を好適に抑制することのできる制御装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子をＰＷＭ制御によって操作するためのキャリア信号周波数の２倍の周波数及びレゾルバ４０に対して出力される励磁信号Ｓｃの周波数の差を誤差周波数とする。そして、誤差周波数が角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高くなるように、キャリア信号周波数を可変設定する周波数可変処理をマイコン５２によって行う。これにより、ＲＤコンバータ５８におけるモータジェネレータの電気角の算出精度の低下を抑制する。【選択図】 図４

Description

本発明は、レゾルバの出力信号に基づき、回転機に接続された直流交流変換回路を構成するスイッチング素子をオンオフ操作することで回転機を制御する制御装置に関する。

従来、例えば下記特許文献１に見られるように、モータの回転角に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波を生成するレゾルバと、生成された被変調波及び励磁信号に基づく検波によって回転角の算出値を出力するレゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ）とを備えるモータ制御システムが知られている。

特許第５１４８３９４号公報

ここで、本発明者らは、モータに接続された直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流を大きくした場合に、ＲＤコンバータから出力される回転角の算出精度が低下する問題に直面した。回転角の算出精度が低下すると、回転機の制御性が低下する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の回転角の算出精度の低下を好適に抑制することのできる制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、制御装置は、交流の励磁信号をレゾルバ（４０）に対して出力する励磁信号出力手段（５４ａ，５４ｂ，６０）と、前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、を備えている。

上記構成を前提として、請求項１記載の発明は、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数のうち少なくとも一方である対象周波数を可変設定する設定手段を備えることを特徴とする。

また、請求項２記載の発明は、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数が設定されていることを特徴とする。

スイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流が大きくなると、電流の流通に伴い生じるスイッチングノイズ（電磁波）が大きくなる。このノイズは、励磁信号や被変調波に混入する。その結果、復調信号にもノイズが混入することとなり、フィルタから出力される回転角の算出値と実際の回転角とに誤差が生じる。ここで、本発明者らは、励磁信号や被変調波に混入するノイズの周波数が、スイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流の変動成分の周波数と、励磁信号の周波数との差である誤差周波数になるとの知見を得た。

そこで、請求項１又は２記載の発明では、誤差周波数をフィルタの遮断域に含ませるように、励磁信号の周波数及びスイッチング周波数を設定する。このため、励磁信号や被変調波へのノイズの混入によって復調信号にノイズが混入する場合であっても、ノイズが回転角の算出精度に及ぼす影響をフィルタにおいて抑制することができる。これにより、回転角の算出精度の低下を好適に抑制することができ、ひいては回転機の制御性の低下を好適に抑制することができる。

第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかるモータジェネレータの制御処理のブロック図。 同実施形態にかかる正弦波ＰＷＭ制御領域及び過変調ＰＷＭ制御領域を示す図。 同実施形態にかかる電気角の算出処理のブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ変調による励磁信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかる励磁信号の生成態様を示す図。 レゾルバ誤差の増大現象を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の推移を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の推移を示すタイムチャート。 励磁信号のサンプリング態様を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の混入態様を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の周波数解析結果を示す図。 レゾルバ誤差の周波数解析結果を示す図。 第１の実施形態にかかる角度算出部の構成を示す図。 第２の実施形態にかかるモータジェネレータの制御処理のブロック図。 同実施形態にかかる同期ＰＷＭ制御を示す図。 同実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態にかかるキャリア周波数の可変設定態様を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態にかかる励磁周波数の可変設定態様を示すタイムチャート。 第４の実施形態にかかる周波数変更タイミングを示す図。 第５の実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示すフローチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機を備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータジェネレータ１０は、車載主機としての３相の電動機兼発電機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、永久磁石同期モータ（具体的には、埋め込み磁石同期モータＩＰＭＳＭ）を用いている。

モータジェネレータ１０は、「直流交流変換回路」としてのインバータ２０及びメインリレー２２を介して高電圧バッテリ２４に電気的に接続されている。高電圧バッテリ２４は、端子間電圧が百Ｖ以上（例えば２８８Ｖ）となる蓄電池であり、例えばリチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池を用いることができる。

インバータ２０は、高電位側（上アーム側）のスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び低電位側（下アーム側）のスイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体を備えている。詳しくは、インバータ２０は、３組のスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの直列接続体を備え、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。また、メインリレー２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２６が介在している。

制御システムには、モータジェネレータ１０のＶ相を流れる電流を検出するＶ相電流センサ３０ｖ、モータジェネレータ１０のＷ相を流れる電流を検出するＷ相電流センサ３０ｗ及びインバータ２０の入力電圧を検出する電圧センサ３２が備えられている。

また、制御システムには、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出するためのレゾルバ４０が備えられている。レゾルバ４０は、１次側コイル４２及び一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂを備えている。詳しくは、モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、１次側コイル４２が連結されている。１次側コイル４２は、正弦波状の励磁信号Ｓｃによって励磁され、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル４２に生じた磁束は、一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂを鎖交する。この際、１次側コイル４２と一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂとの相対的な配置関係が回転子１０ａの回転角に応じて周期的に変化するため、２次側コイル４４ａ，４４ｂを鎖交する磁束数は、周期的に変化する。本実施形態では、２次側コイル４４ａ，４４ｂのそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるように一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂと１次側コイル４２とが配置されている。これにより、２次側コイル４４ａ，４４ｂのそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。より具体的には、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎΩｔ」とすると、被変調波はそれぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎΩｔ」，「ｃｏｓθ×ｓｉｎΩｔ」となる。

なお、本実施形態では、モータジェネレータ１０として、極数が８のものを用いている。このため、レゾルバ４０として、軸倍角数が８のものを用いている。したがって、モータジェネレータ１０の回転子１０ａの回転角（機械角θｍ）は、後述するレゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ５８）から出力される算出角φを軸倍角数で除算した値となる。

上記各種センサの検出値は、低電圧システムを構成する制御装置５０に取り込まれる。制御装置５０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等からなるマイコン５２と、インターフェース回路５４とを備えている。マイコン５２には、インターフェース回路５４を介してＶ相電流センサ３０ｖ、Ｗ相電流センサ３０ｗ及びレゾルバ４０の出力信号等が入力される。マイコン５２は、インバータ制御部５６と、ＲＤコンバータ５８とを備えている。なお、本実施形態において、インバータ制御部５６が「ＰＷＭ操作手段」及び「過変調操作手段」を構成する。

続いて、図２を用いて、インバータ制御部５６によって実行されるモータジェネレータ１０の制御量の制御に関する処理について説明する。なお、本実施形態では、制御量をトルクとする。

モータジェネレータ１０の制御は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０に流れる電流とが一致するように、スイッチング素子Ｓ￥＃を操作する制御となる。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクが最終的な制御量となるものであるが、出力トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０に流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく、電流ベクトル制御を行う。

詳しくは、２相変換部５６ａは、Ｖ相電流センサ３０ｖの検出値ｉｖ、Ｗ相電流センサ３０ｗの検出値ｉｗ、及びＲＤコンバータ５８から出力された電気角θの算出値（以下、算出角φ）に基づき、Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを回転座標系における電流であるｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに変換する。なお、Ｗ相電流ｉｗは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流センサ３０ｖの検出値ｉｖ及びＷ相電流センサ３０ｗの検出値ｉｗに基づき算出すればよい。

指令電流算出部５６ｂは、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づき、回転座標系における電流の指令値であるｄ軸指令電流ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流ｉｑ＊とを算出する。ちなみに、トルク指令値Ｔｒｑ＊は、制御装置５０よりも上位の制御装置から入力される。

指令電圧算出部５６ｃは、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｑ軸電流ｉｑｒをｄ軸指令電流ｉｄ＊，ｑ軸指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｄ軸指令電流ｉｄ＊の偏差Δｉｄに基づく比例積分制御によってｄ軸上の指令電圧ｖｄ＊を算出してかつ、ｑ軸電流ｉｑｒ及びｑ軸指令電流ｉｑ＊の偏差Δｉｑに基づく比例積分制御によってｑ軸上の指令電圧ｖｑ＊を算出する。

３相変換部５６ｄは、ＲＤコンバータ５８から出力された算出角φに基づき、ｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊をモータジェネレータ１０の固定座標系における３相の指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧ｖ￥＊は、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量となり、正弦波信号となる。

非同期キャリア生成部５６ｅは、固定周期のキャリア信号ｔｃを生成して出力する。本実施形態では、キャリア信号ｔｃとして、三角波信号を用いている。

速度算出部５６ｆは、算出角φの時間微分値として算出角速度ωを算出する。

ＰＷＭ操作部５６ｇは、インバータ２０の３相の出力電圧を指令電圧ｖ￥＊を模擬した電圧とするための操作信号ｇ￥＃を生成する。本実施形態では、インバータ２０の入力電圧ＶＩＮＶによって指令電圧ｖ￥＊を規格化した値「２×ｖ￥＊／ＶＩＮＶ」と、非同期キャリア生成部５６ｅによって生成されたキャリア信号ｔｃとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって操作信号ｇ￥＃を生成する。

特に、本実施形態では、図３に示すように、ＰＷＭ操作部５６ｇは、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωに基づき、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御のいずれかを選択して実行する。過変調ＰＷＭ制御とは、指令電圧ｖ￥＊の振幅Ｖａｍｐがインバータ２０の入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」を上回る状況下において、上記振幅Ｖａｍｐをキャリア信号ｔｃの振幅よりも大きくする制御である。ここで、正弦波ＰＷＭ制御を行う領域と過変調ＰＷＭ制御を行う領域との境界は、閾値速度ωｔｈによって定められる。閾値速度ωｔｈは、トルク指令値Ｔｒｑ＊が高いほど低くなるように設定されている。ＰＷＭ操作部５６ｇは、生成された操作信号ｇ￥＃をスイッチング素子Ｓ￥＃に対して出力する。

続いて、図４を用いて、ＲＤコンバータ５８における電気角θの算出処理について説明する。

上記励磁信号Ｓｃは、マイコン５２内蔵のＰＷＭ生成部６０及び発振器６２と、インターフェース回路５４内蔵の２次遅れ要素５４ａ及び増幅回路５４ｂとによって生成される。詳しくは、ＰＷＭ生成部６０は、発振器６２から所定周期で入力されるクロック信号に同期してカウントアップされるカウンタ値Ｃｎｔと、比較値Ｄとの大小比較に基づき、励磁信号Ｓｃ生成用の信号であるＰＷＭ信号（２値信号）を生成する。

図５に、比較値Ｄ、カウンタ値Ｃｎｔ及びＰＷＭ信号の推移を示す。

図示されるように、ＰＷＭ生成部６０は、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄよりも小さい場合に論理「Ｈ」のＰＷＭ信号を生成し、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄ以上となる場合に論理「Ｌ」のＰＷＭ信号を生成する。上記カウンタ値Ｃｎｔがその上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達する場合、カウンタ値Ｃｎｔのリセット処理が行われる。このため、カウンタ値Ｃｎｔは、デジタル処理によって生成されたのこぎり波状の信号（レゾルバキャリア信号）となる。

また、ＰＷＭ生成部６０は、カウンタ値Ｃｎｔがその下限値（０）から上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達するまでの１周期（レゾルバキャリアの１周期）毎に比較値Ｄを更新する。これにより、励磁信号Ｓｃの周期で比較値Ｄが変動することとなる。

図４の説明に戻り、ＰＷＭ生成部６０において生成されたＰＷＭ信号は２次遅れ要素５４ａに入力され、２次遅れ要素５４ａの出力電圧が増幅回路５４ｂによって増幅されることで、図６に示すように、励磁信号Ｓｃが生成される。なお、本実施形態において、２次遅れ要素５４ａ、増幅回路５４ｂ及びＰＷＭ生成部６０が「励磁信号出力手段」を構成する。

増幅回路５４ｂの出力電圧は、第１の差動増幅回路５４ｃによって電圧変換される。一方、２次側コイル４４ａの出力電圧は、第２の差動増幅回路５４ｄによって電圧変換され、２次側コイル４４ｂの出力電圧は、第３の差動増幅回路５４ｅによって電圧変換される。これら差動増幅回路５４ｃ，５４ｄ，５４ｅの出力電圧は、マイコン５２内蔵のアナログデジタル変換器（以下、ＡＤ変換器６４）に入力される。なお、図中、ＡＤ変換器６４に入力される電圧のうち、第１の差動増幅回路５４ｃの出力電圧に対応するものを「ＲＣ」で示し、第３の差動増幅回路５４ｅの出力電圧に対応するものを「ｓｉｎ」で示し、第２の差動増幅回路５４ｄの出力電圧に対応するものを「ｃｏｓ」で示した。

ＡＤ変換器６４は、被変調波ｓｉｎ，ｃｏｓ及び励磁信号ＲＣを所定のサンプリング周期Ｔａｄでサンプリングするアナログデジタル変換手段である。詳しくは、ＡＤ変換器６４は、発振器６２から出力されたクロック信号に基づき、所定のサンプリング周期Ｔａｄで励磁信号ＲＣをデジタルデータに変換する（励磁信号ＲＣをサンプリングする）。また、ＡＤ変換器６４は、上記クロック信号に基づき、被変調波ｓｉｎをデジタルデータに変換する（被変調波ｓｉｎをサンプリングする）。さらに、ＡＤ変換器６４は、上記クロック信号に基づき被変調波ｃｏｓをデジタルデータに変換する（被変調波ｃｏｓをサンプリングする）。なお、図４には、サンプリングされた励磁信号ＲＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、サンプリングされた被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。

なお、本実施形態において、上記サンプリング周期Ｔａｄは、予め定められた固定値（例えば、６．２５μｓｅｃ）に設定されている。特に本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄは、励磁信号Ｓｃの１周期を２以上の整数「１６」で除算した周期に設定されている。また、発振器６２のクロック信号は、非同期キャリア生成部５６ｅでも使用されている。すなわち、非同期キャリア生成部５６ｅ、ＰＷＭ操作部５６ｇ、ＡＤ変換器６４のクロック信号の供給源は共通である。

ＡＤ変換器６４の出力信号は、ＲＤコンバータ５８に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。詳しくは、余弦関数乗算器５８ａは、電気角θの算出値（以下、算出角φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、正弦関数乗算器５８ｂは、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを被変調波ＣＯＳに乗算する。制御偏差算出部５８ｃは、余弦関数乗算器５８ａの出力値から正弦関数乗算器５８ｂの出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。

この制御偏差εは、第１〜第３の差動増幅回路５４ｃ，５４ｄ，５４ｅや増幅回路５４ｂのゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎΩｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の電気角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段としての検波信号生成部５８ｄに入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８ｄでは、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。

同期検波部５８ｅは、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。なお、被検波量εｃは、実際の電気角θと算出角φとの差が「０」となることで「０」となってかつ、その符号によって、算出角φが実際の電気角θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

なお、本実施形態において、余弦関数乗算器５８ａ、正弦関数乗算器５８ｂ、制御偏差算出部５８ｃ、検波信号生成部５８ｄ及び同期検波部５８ｅが「復調手段」を構成する。

同期検波部５８ｅから出力された復調信号（「回転角に関する信号」に相当）である被検波量εｃは、角度算出部５８ｆに入力される。角度算出部５８ｆは、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に本実施形態では、積分要素として、２重積分要素を用いている。これは、電気角θが一定速度で変化する場合に算出角φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。

上記ローパスフィルタは、被検波量εｃから高調波成分を除去することによって算出角φを出力する機能を有する。このローパスフィルタの特性については、後に詳述する。

上記算出角φは、上記余弦関数乗算器５８ａ及び正弦関数乗算器５８ｂに加えて、インバータ制御部５６に入力される。

ところで、本発明者らは、スイッチング素子Ｓ￥＃のオンオフ操作によってモータジェネレータ１０に流れる電流（相電流）を大きくした場合に、ＲＤコンバータ５８における電気角θの算出精度が低下する問題に直面した。以下、この問題について、図７〜図１３を用いて説明する。

図７に、トルク指令値Ｔｒｑ＊を「０」からその最大値（以下、トルク最大値Ｔｍａｘ）まで上昇させた場合における各種波形の推移を示す。詳しくは、図７（ａ）は、ｄ軸電流ｉｄｒの推移を示し、図７（ｂ）は、ｑ軸電流ｉｑｒの推移を示し、図７（ｃ）は、算出角φの推移を示し、図７（ｄ）は、実際の電気角θに対する算出角φの誤差（以下、レゾルバ誤差Ｅｒ）の推移を示す。

図示される例では、時刻ｔ１において、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」からトルク最大値Ｔｍａｘに切り替えられる。レゾルバ誤差Ｅｒは、時刻ｔ１以前においても生じているものの、時刻ｔ１以降において増加している。

ここで、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合における「Ｂ１」の時間スケール拡大図を図８に示し、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合における「Ｂ２」の時間スケール拡大図を図９に示す。なお、本実施形態では、レゾルバ４０として、上述したように軸倍角が８のものを用いている。このため、図９及び図１０では、電気角θの８周期が機械角θｍの１周期に相当する。

図８に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合であってもレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。ただし、この誤差は、電気角θ１周期に同期した周期性を有している。この周期性を利用して誤差補正ロジックを構築することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減することができる。詳しくは、例えば、前回の機械角θｍ１周期（時刻ｔ１〜ｔ２）におけるレゾルバ誤差Ｅｒを各電気角θ周期のそれぞれについて記憶する。そして、今回の機械角θｍ１周期を構成する各電気角θ周期のそれぞれにおいて、記憶された前回のレゾルバ誤差Ｅｒに基づき算出角φを補正することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減する。

これに対し、図９に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合には、レゾルバ誤差Ｅｒが増大し、また、レゾルバ誤差Ｅｒの周期性が崩れる。このため、電気角θと同期した周期性があることを前提とした上記誤差補正ロジックでレゾルバ誤差Ｅｒを低減することができなくなる。

図１０に、励磁信号Ｓｃの１周期を「１００μｓｅｃ」とし、サンプリング周期Ｔａｄを「６．２５μｓｅｃ」とした場合における理想的なレファレンスＲＥＦの推移を示す。なお、図１０は、レファレンスＲＥＦをデジタル単位として示している。

図示されるように、本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄの設定を、励磁信号Ｓｃの１周期を整数で除算した値に設定している。このため、理想的なレファレンスＲＥＦの各周期において、最初からＮ番目のサンプリング値は同一の値となる。なお、図１０では、７番目のデータが同一の値（図中、理想値と表記）となることを示した。

図１１に、モータジェネレータ１０を１０００ｒｐｍで回転させ、キャリア信号ｔｃの周波数（以下、キャリア周波数ｆｃ）を４．９８ｋＨｚに設定した場合のレファレンスＲＥＦの実測データを示す。詳しくは、図１１は、レファレンスＲＥＦの各周期の７番目のデータを並べたものである。

図示されるように、レファレンスＲＥＦにノイズが混入していなければ、上述したようにレファレンスＲＥＦは同一の値となる。しかし、実際には、誤差周波数Δｆeｒ（４０Ｈｚ）を有するレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。ここで、本発明者らは、誤差周波数Δｆeｒが、キャリア周波数ｆｃを２倍した周波数及び励磁信号Ｓｃの周波数（以下、励磁周波数ｆｒｅｆ）の差の絶対値になるとの知見を得た。

図１２及び図１３に、レファレンスＲＥＦの周波数解析結果を示す。ここで、図１２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合における解析結果であり、図１３は、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合における解析結果である。なお、図１２及び図１３では、モータジェネレータ１０の回転速度を１０００ｒｐｍに設定している。

図１２に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合、１次成分、２次成分及び２．５次成分を有するレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。なお、これら誤差成分は、先の図８（ｄ）に示したものであり、例えば、レゾルバ４０の製造ばらつきや、回転子１０ａに対するレゾルバ４０の取り付け精度等によって生じるものである。

これに対し、図１３に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合には、誤差周波数Δｆeｒ（４０Ｈｚ）を有するレゾルバ誤差Ｅｒが大きくなっている。すなわち、トルク指令値Ｔｒｑ＊が大きくなると、モータジェネレータ１０に流れる相電流が増大し、スイッチングノイズが増大する。これにより、励磁信号Ｓｃや相電流の変動成分（基本波成分）の周波数よりも十分に低い誤差周波数を有するレゾルバ誤差Ｅｒが増大する。なお、図１３には、トルク指令値Ｔｒｑ＊の増大により、１次成分の側帯波が生じていることも示した。

このようなレゾルバ誤差Ｅｒが生じると、モータジェネレータ１０のトルク変動が生じることとなり、モータジェネレータ１０のトルク制御性が低下する懸念がある。ちなみに、レファレンスＲＥＦに限らず、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳ等、角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタの前段における信号にノイズが混入する場合、トルク指令値Ｔｒｑ＊が増大する状況下においてレゾルバ誤差Ｅｒが増大すると考えられる。

そこで、本実施形態では、角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタを図１４に示す構成とした。詳しくは、キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値である誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを設定（適合）した。こうした設定によれば、例えばレファレンスＲＥＦに含まれる誤差周波数Δｆeｒ以上のノイズ成分を角度算出部５８ｆにおいて除去することができる。このため、モータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に回避することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値である誤差周波数Δｆeｒが角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタの遮断域に含まれるように、励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを適合した。このため、レファレンスＲＥＦや被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳへのノイズの混入によって同期検波部５８ｅから出力される復調信号にノイズが混入する場合であっても、ノイズが電気角θの算出精度に及ぼす影響をローパスフィルタにおいて抑制することができる。これにより、電気角θの算出精度の低下を好適に回避することができ、ひいてはモータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に抑制することができる。

特に、本実施形態では、角度算出部５８ｆを構成するフィルタをローパスフィルタとしたこと、誤差周波数Δｆeｒをキャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値としたこと、並びに誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔ以上となるように励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを設定したことが、電気角θの算出精度を回避することに大きく寄与している。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、キャリア周波数ｆｃを可変設定することでレゾルバ誤差Ｅｒを除去する。

図１５に、本実施形態にかかるトルク制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１５において、先の図２に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、非同期キャリア生成部５６ｅに代えて、同期キャリア生成部５６ｈがインバータ制御部５６に備えられている。同期キャリア生成部５６ｈは、算出角速度ωに基づき、算出角φの１周期がキャリア信号ｔｃの周期の整数倍となるようにキャリア信号ｔｃを生成して出力する。なお、本実施形態において、インバータ制御部５６は「同期ＰＷＭ操作手段」を構成する。

図１６に、同期キャリア生成部５６ｈにおけるキャリア信号ｔｃの生成手法を示す。詳しくは、図１６の横軸は、算出角速度ωを示し、縦軸は、キャリア周波数ｆｃを示す。

図示される例では、算出角速度ωが４つの領域Ａ１〜Ａ４に分割されている。各領域において、算出角速度ωが高くなるほど、キャリア周波数ｆｃが高くなる。また、各領域におけるキャリア周波数ｆｃは、上限キャリア周波数ｆＨ及び下限キャリア周波数ｆＬによって区画される範囲内に設定されている。ここで、上限キャリア周波数ｆＨ及び下限キャリア周波数ｆＬは、スイッチング素子Ｓ￥＃の過熱や過電流の回避等、スイッチング素子Ｓ￥＃の信頼性を維持する観点から設定されている。なお、図１６では、インバータ２０の出力電圧の１周期におけるキャリア信号ｔｃの数について、第１の領域Ａ１が２１個であることを例示し、第２の領域Ａ２が１８個であることを例示し、第３の領域Ａ３が１５個であることを例示し、第４の領域Ａ４が１２個であることを例示した。

ところで、同期ＰＷＭ制御が行われる場合、算出角速度ωに応じてキャリア周波数ｆｃが変化することで、誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となることがある。この場合、レゾルバ誤差Ｅｒが増大し、モータジェネレータ１０のトルク制御性が低下する懸念がある。

そこで、本実施形態では、以下に説明する周波数可変処理を行う。

図１７に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、同期ＰＷＭ制御が実行されているか否かを判断する。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを可変設定する。これにより、例えば先の図１６において、第２の領域Ａ２について算出角速度ωが漸増することでキャリア周波数ｆｃが漸増する状況下、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となるキャリア周波数ｆｃを避けてキャリア周波数ｆｃが設定されることとなる。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が「設定手段」を構成する。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１８に、キャリア周波数ｆｃの変更前後における各種波形の推移を示す。詳しくは、図１８（ａ−１），（ａ−２）は、キャリア信号ｔｃと、指令電圧ｖ￥＊を入力電圧ＶＩＮＶで規格化した値との推移を示し、図１８（ｂ−１），（ｂ−２）は、高電位側の操作信号ｇ￥ｐの推移を示し、図１８（ｃ−１），（ｃ−２）は、低電位側の操作信号ｇ￥ｎの推移を示す。ここで、図１８（ａ−２）〜図１８（ｃ−２）は、図１８（ａ−１）〜図１８（ｃ−１）のキャリア信号ｔｃの周期を「ΔＴ」長くした場合の推移である。なお、図１８では、デッドタイムの図示を省略している。

図示されるように、キャリア信号ｔｃの周期を長くすることで、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング周期も長くなる。すなわち、キャリア周波数ｆｃを低くすることで、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング周波数も低くなる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（２）同期ＰＷＭ制御が行われる場合において、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを可変設定した。このため、モータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に回避することができる。

（３）対象周波数としてキャリア周波数ｆｃを用いた。キャリア周波数ｆｃの変更のみでレゾルバ誤差Ｅｒを低減できるため、本実施形態によれば、レゾルバ誤差Ｅｒを低減させる制御ロジックを容易に実現することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、対象周波数として、キャリア周波数ｆｃに代えて、励磁周波数ｆｒｅｆを用いることでレゾルバ誤差Ｅｒを除去する。

図１９に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。なお、この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク規定値Ｔγを上回るとの条件、及び算出角速度ωが閾値速度ωｔｈ未満であるとの条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、励磁周波数ｆｒｅｆを可変設定すべき状況であるか否かを判断するための処理である。以下、この処理の意義について説明する。

本実施形態では、励磁周波数ｆｒｅｆの初期値（以下、初期周波数ｆｄｔ）が低めに設定されている。これは、励磁周波数ｆｒｅｆが低いほど、励磁信号Ｓｃを生成するための回路（ＰＷＭ生成部６０等）の消費電流が小さくなることに基づくものである。このため、キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び初期周波数ｆｄｔの差をカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くするとの条件を満たすように、初期周波数ｆｄｔを上記２倍の周波数から低周波側に離間させることも考えられる。ただし、本実施形態では、初期周波数ｆｄｔを低周波側に大きく離間させることができない事情が存在する。こうした事情としては、例えば、励磁周波数ｆｒｅｆが過度に低くされると、電気角θの検出精度が低下する事情がある。こうした事情に鑑み、本実施形態では、レゾルバ誤差Ｅｒの低減と、ＰＷＭ生成部６０等の消費電流の抑制との観点から、初期周波数ｆｄｔを低めに設定するとともに、上記２つの条件を設けている。

まず、１つ目は、トルク指令値Ｔｒｑ＊に関する条件である。トルク指令値Ｔｒｑ＊が大きいと、モータジェネレータ１０に流れる相電流が大きくなり、レゾルバ誤差Ｅｒが大きくなる。一方、トルク指令値Ｔｒｑ＊が小さいと、相電流が小さくなり、レゾルバ誤差Ｅｒが小さくなる。レゾルバ誤差Ｅｒが小さい状況下においては、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となる場合であっても、レゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響は小さいと考えられる。

続いて、２つ目の条件は、算出角速度ωに関する条件である。本実施形態では、算出角速度ωが閾値速度ωｔｈを上回ると、過変調ＰＷＭ制御が行われる。過変調ＰＷＭ制御におけるスイッチング周波数は、正弦波ＰＷＭ制御におけるスイッチング周波数よりも低くなる傾向にある。このため、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒは、正弦波ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒよりも高くなる傾向にある。本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ以上となるように構成されている。このため、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合におけるレゾルバ誤差Ｅｒはローパスフィルタによって除去される。したがって、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合において、レゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響は小さいと考えられる。

ステップＳ２０において否定判断された場合には、ステップＳ２２に進み、励磁周波数ｆｒｅｆとして初期周波数ｆｄｔを設定する。

一方、上記ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように励磁周波数ｆｒｅｆを初期周波数ｆｄｔから上昇させる。これは、先の図５の上限値Ｔｌｉｍｉｔを増大させることで実現することができる。なお、図２０に、上限値Ｔｌｉｍｉｔを増大させることで、励磁周波数ｆｒｅｆが低くなる一例を示した。また、本実施形態において、本ステップの処理が「設定手段」を構成する。

ちなみに、一旦ステップＳ２４の処理が行われた後、上記ステップＳ２０において否定判断された場合、ステップＳ２２において励磁周波数ｆｒｅｆが初期周波数ｆｄｔに低下させられることとなる。また、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られるようになる。

（４）トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク規定値Ｔγを上回るとの条件、及び算出角速度ωが閾値速度ωｔｈ未満となるとの条件の論理和が真であると判断された場合に限って、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように励磁周波数ｆｒｅｆを上昇させた。このため、レゾルバ誤差Ｅｒの低減と、励磁信号Ｓｃを生成する回路における消費電流の低減とを両立させることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図２１に示すように、レファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミング（時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５にて例示）、レファレンスＲＥＦがその最大値Ｒｍａｘとなるタイミング（時刻ｔ２にて例示）又はレファレンスＲＥＦがその最小値Ｒｍｉｎとなるタイミング（時刻ｔ４にて例示）において、先の図２２のステップＳ２２，Ｓ２４における励磁周波数ｆｒｅｆの変更を許可する。

レファレンスＲＥＦの１周期の平均値「０」に対して、レファレンスＲＥＦ波形の正の部分と負の部分との対称性を確保しないと、正の部分の面線と負の部分の面積とが相違する。このことに起因して、算出角φのフィードバック制御系における操作量（例えば被検波量εｃ）に含まれる直流成分が増大し、電気角θの算出精度が低下する懸念がある。ここで、励磁周波数ｆｒｅｆの変更タイミングを図２１に示したタイミングとすることにより、上記対称性を確保できる。このため、励磁周波数ｆｒｅｆの変更に伴って電気角θの算出精度が低下することを好適に回避できる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、上記第３の実施形態における図１９のステップＳ２０の処理を、上記第２の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃを可変設定する構成に適用する。

図２２に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。なお、この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断された場合、ステップＳ２０に進む。そして、ステップＳ２０において肯定判断された場合、ステップＳ１２に進む。

なお、ステップＳ１０、Ｓ２０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態の効果に加えて、上記第３の実施形態の効果が得られるようになる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第３，第５の実施形態のステップＳ２０において、トルク指令値Ｔｒｑ＊に関する条件を、相電流の振幅又は実効値が規定電流よりも高いとの条件に変更してもよい。

・上記第３，第５の実施形態では、算出角速度ωと比較する規定速度を、過変調ＰＷＭ制御が実行されるか否かの観点で設定したがこれに限らない。例えば、回転子１０ａの回転角速度（電気角速度）が高いほど、レゾルバ誤差Ｅｒが減衰するような特性を有するＲＤコンバータ５８があるなら、ＲＤコンバータ５８の減衰特性に基づき規定速度を設定してもよい。この場合、規定速度は、トルク指令値Ｔｒｑ＊によらず一定にしてもよい。

・誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くしたがこれに限らない。例えば、ローパスフィルタの伝達率が「０ｄＢ」よりも小さくなる遮断域に含まれるようにしてもよい。この場合であっても、レゾルバ誤差Ｅｒの低減効果を得ることはできる。

・「誤差周波数」を規定する「回転機に流れる電流の変動成分の周波数」としては、キャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）の２倍の周波数に限らない。例えば、キャリア周波数ｆｃのＭ倍（Ｍは３以上の整数）の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差を誤差周波数Δｆeｒとするレゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響が大きいなら、上記Ｍ倍の周波数であってもよい。この場合、上記Ｍ倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差を誤差周波数Δｆeｒとするレゾルバ誤差Ｅｒをローパスフィルタにおける除去対象とすることができる。

・「操作手段」としては、キャリア信号ｔｃを用いたＰＷＭ制御に限らない。例えば、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωと関係付けられたパルスパターンが記憶された記憶手段（例えば不揮発性メモリ）を制御装置５０が備え、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωに基づき選択されたパルスパターンに従ってスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する手段であってもよい。ここで、パルスパターンとは、１スイッチング周期のオンオフ操作態様を定めたＰＷＭ信号のことである。なお、この場合、過変調操作手段で用いられるパルスパターンも記憶手段にされることとなる。このパルスパターンは、指令電圧の振幅がインバータ２０の入力電圧の「１／２」を上回る状況下において、指令値に対する実際の出力電圧の不足分を補償しつつスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作するためのものとなる。

・「対象周波数」としては、励磁周波数及びスイッチング周波数のいずれか一方に限らず、励磁周波数及びスイッチング周波数の双方であってもよい。

・「フィルタ」としては、ローパスフィルタに限らず、例えばバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）であってもよい。この場合であっても、バンドエリミネーションフィルタの遮断域に誤差周波数が含まれるように励磁信号の周波数及びスイッチング素子のスイッチング周波数が設定されるなら、本発明の効果を得ることができる。

・上記第１の実施形態において、レファレンスＲＥＦが「０」よりも大きい場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」以下である場合に検波信号Ｒｄを「−１」としてもよい。また、被変調波を復調する場合の検波手法としては、上記検波信号Ｒｄを用いたものに限らず、例えば、レファレンスＲＥＦを制御偏差εに直接乗算する手法であってもよい。

・制御偏差εとしては、余弦関数乗算器５８ａの出力値と正弦関数乗算器５８ｂの出力値との和として算出した値「ｓｉｎ（θ＋φ）」であってもよい。この場合、算出角φが負の値として算出されることから、上記算出角φの符号を反転させて実際の電気角θを把握すればよい。

・サンプリング周期Ｔａｄとしては、励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に同期した周期に限らず、同期しない周期に設定してもよい。

・上記第１の実施形態において、ＰＷＭ信号の生成に用いるカウンタ値（レゾルバキャリア）としては、クロック信号に同期してカウントアップされるものに限らず、カウントダウンされるものであってもよい。

・「スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、「直流交流変換回路」としては、３相インバータに限らず、例えばフルブリッジ回路であってもよい。

１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、４０…レゾルバ、５６…インバータ制御部、５８ａ…余弦関数乗算器、５８ｂ…正弦関数乗算器、５８ｃ…制御偏差算出部、５８ｄ…検波信号生成部、５８ｅ…同期検波部、５８ｆ…角度算出部、６０…ＰＷＭ生成部。

Claims (13)

1. 交流の励磁信号をレゾルバ（４０）に対して出力する励磁信号出力手段（５４ａ，５４ｂ，６０）と、
   前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、
   前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、
   前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、
   前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数のうち少なくとも一方である対象周波数を可変設定する設定手段と、
   を備えることを特徴とする制御装置。
2. 交流の励磁信号をレゾルバ（４０）に対して出力する励磁信号出力手段（５４ａ，５４ｂ，６０）と、
   前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、
   前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、
   前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、
   を備え、
   前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数が設定されていることを特徴とする制御装置。
3. 前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
4. 前記フィルタは、ローパスフィルタであり、
   前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数の２倍の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であり、
   前記設定手段は、前記誤差周波数が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数以上となるように、前記対象周波数を可変設定することを特徴とする請求項３記載の制御装置。
5. 前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数のＮ倍（Ｎは２以上の整数）の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であることを特徴とする請求項２記載の制御装置。
6. 前記フィルタは、ローパスフィルタであり、
   前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数の２倍の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であり、
   前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング周波数は、前記誤差周波数が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数以上となるように設定されていることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
7. 前記対象周波数は、前記スイッチング周波数であることを特徴とする請求項１，３又は４記載の制御装置。
8. 前記操作手段は、前記回転機に対する出力電圧の周期を正の整数で除算した周期を有するキャリア信号及び前記出力電圧の指令値の大小比較に基づき前記スイッチング素子をオンオフ操作する同期ＰＷＭ操作手段を備え、
   前記スイッチング周波数を可変設定することとは、前記キャリア信号の周波数を可変設定することであることを特徴とする請求項７記載の制御装置。
9. 前記対象周波数は、前記励磁信号の周波数であることを特徴とする請求項１，３又は４記載の制御装置。
10. 前記設定手段は、前記回転機に流れる電流が規定電流を超えることを条件として、前記対象周波数を可変設定することを特徴とする請求項１，３，４，７〜９のいずれか１項に記載の制御装置。
11. 前記設定手段は、前記回転機の回転速度が規定速度以下となることを条件として、前記対象周波数を可変設定することを特徴とする請求項１，３，４，７〜１０のいずれか１項に記載の制御装置。
12. 前記操作手段は、
    前記回転速度が前記規定速度以下となる場合、前記回転機に対する出力電圧を正弦波を模擬した電圧とすべく、前記出力電圧の指令値及びキャリア信号の大小比較に基づき前記スイッチング素子をオンオフ操作するＰＷＭ操作手段と、
    前記回転速度が前記規定速度を上回る場合、前記指令値の振幅が前記直流交流変換回路の入力電圧の「１／２」を上回る状況下において、前記指令値に対する実際の前記出力電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子をオンオフ操作する過変調操作手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１１記載の制御装置。
13. 前記対象周波数は、前記励磁信号の周波数であり、
    前記設定手段は、前記励磁信号のゼロクロスタイミング、前記励磁信号が最大値となるタイミング又は前記励磁信号が最小値となるタイミングを前記励磁信号の周波数の変更タイミングとすることを特徴とする請求項９〜１２のいずれか１項に記載の制御装置。