JP2014155194A - 送受信システム、及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送受信フレームの同期に要する演算量や回路規模を削減する。
【解決手段】同期パターンと送信するデータとを含む送受信フレームであって同期パターンが等間隔に配置されている送受信フレームを生成するフレーム生成部と、送受信フレームを光信号に変換して送信する送信部と、受信した光信号を電気信号に変換して受信デジタル信号を生成する受信部と、受信デジタル信号に含まれる同期パターンを検出する同期パターン同期部と、検出された同期パターンの位置に基づいて複数の並列展開レーンに分割された受信デジタル信号に対して並列に信号処理を行う信号処理部とを具備し、送受信フレーム生成部は、同期パターンの変調において３値以上の振幅レベルがある場合、最大及び最小の振幅レベル以外のシンボルを割り当て、複数の並列展開レーンの数を整数倍した長さのシンボル長の送受信フレームを生成する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、光通信において送受信フレームの同期及び位相補償を行う送受信システム、及び通信方法に関する。

近年、無線通信で発展してきたデジタル信号処理を用いたコヒーレント伝送方式が光通信においても盛んに研究されている。変調方式としては位相の情報を使用する位相変調（PSK: Phase shift keying）や直交振幅変調（QAM: Quadrature amplitude modulation）方式が採用されている。このような光通信においては、送受信フレームの同期を確立するために、送受信フレームに含まれる所定のパターンを検出することが行われている（特許文献１）。また、コヒーレント伝送においては位相の情報を用いるため、非線形光学効果や光ファイバの振動により生じる位相雑音が伝送特性を顕著に劣化させる。そのため、位相雑音を補償するために、送信部においてパイロットシンボルを時間軸上で送受信フレームに対して間欠的に挿入し、伝送後、受信したパイロットシンボルと参照用のパイロットシンボルの位相を比較することで位相雑音を推定し、それを用いて受信信号の位相を補償する方法が考えられる。

特許第４４８９７４３号公報

送受信フレーム内のパイロットシンボルを用いて位相補償を行うためには、受信端において送受信フレーム内のパイロットシンボルと参照シンボルとを比較して位相差情報を取得する必要がある。パイロットシンボルは送受信フレームに間欠的に挿入されているので、位相差を取得するためには、受信信号より得られた送受信フレーム内のパイロットシンボルの時間位置を特定する必要がある。受信信号より得られた送受信フレームとの同期を確立する方法として、伝送された送受信フレームと、予め定められた参照用のパイロットシンボルとの相関を取得する方法がある。誤りなくパイロットシンボルの時間位置を特定するためには、受信信号と参照用のパイロットシンボルとの一致を少なくとも１０シンボル以上でチェックする必要がある。

しかしながら、パイロットシンボルは送受信フレーム内に間欠的に挿入されている。送受信フレームにおけるパイロットシンボルの挿入割合が低い場合には送受信フレームの長い区間にわたって参照用のパイロットシンボルとの相関を取得する必要がある。そのため、パイロットシンボルの挿入割合が低ければ低いほど、同期を確立するための演算量や回路規模が著しく増加する。それに伴い演算遅延や回路遅延も増加してしまうという問題がある。また、送受信フレームには、位相雑音や周波数オフセットが残留していることがあり、これらの影響を低減させつつ処理を行うには、更に演算量や回路規模が増加してしまうという問題がある。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、送受信フレームの同期に要する演算量や回路規模を削減できる送受信システム、及び通信方法を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、光信号を送受信する送受信システムにおいて、連続するシンボルからなる同期パターンと送信するデータとを含む送受信フレームであって前記同期パターンが等間隔に配置されている送受信フレームを生成する送受信フレーム生成部と、前記送受信フレーム生成部が生成した送受信フレームを光信号に変換して送信する送信部と、前記送信部が送信した光信号を受信し、受信した光信号を電気信号に変換して受信デジタル信号を生成する受信部と、前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出する同期パターン同期部と、前記同期パターン同期部により検出された前記同期パターンの位置に基づいて複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号に対して並列に信号処理を行う信号処理部とを具備し、前記送受信フレーム生成部は、前記同期パターンに対する変調において３値以上の振幅レベルが存在する場合、最大の振幅レベル及び最小の振幅レベル以外のシンボルを割り当て、前記複数の並列展開レーンの数を整数倍した長さのシンボル長の前記送受信フレームを生成することを特徴とする送受信システムである。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記送受信フレーム生成部は、前記同期パターンから予め定められたシンボル数の間隔でパイロットシンボルが配置された前記送受信フレームを生成し、前記信号処理部では、前記複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号ごとに、前記検出された前記同期パターンの位置に基づいて前記パイロットシンボルを検出し、検出したパイロットシンボルに基づいて前記受信デジタル信号に対する位相補償を行うことを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記送受信フレーム生成部は、前記パイロットシンボルを直交する２つの成分に分け、該２つの成分それぞれに前記同期パターンを配置し、前記同期パターン同期部は、前記２つの成分それぞれにおいて前記同期パターンを検出し、前記信号処理部は、前記同期パターン同期部が検出した前記２つの成分それぞれにおける前記同期パターンの位置に基づいて前記２つの成分を同期させることを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記送受信フレーム生成部は、前記同期パターンとして疑似乱数ビット列を用いることを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記送受信フレーム生成部は、位相が１８０°異なる２つのシンボルにマッピングする変調を前記同期パターンに対して用いる
ことを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記同期パターン同期部は、前記受信デジタル信号に対して前記同期パターンとの差動検波を行うことにより得られる差動検波信号に対する硬判定結果に基づいて、前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出すことを特徴とする。

また、本発明は、光信号を送受信する送受信システムにおける通信方法であって、連続するシンボルからなる同期パターンと送信するデータとを含む送受信フレームであって前記同期パターンが等間隔に配置されている送受信フレームを生成する送受信フレーム生成ステップと、前記送受信フレーム生成ステップにおいて生成した送受信フレームを光信号に変換して送信する送信ステップと、前記送信ステップにおいて送信された光信号を受信し、受信した光信号を電気信号に変換して受信デジタル信号を生成する受信ステップと、前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出する同期パターン同期ステップと、前記同期パターン同期ステップにおいて検出した前記同期パターンの位置に基づいて複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号に対して並列に信号処理を行う信号処理ステップとを有し、前記送受信フレーム生成ステップでは、前記同期パターンに対する変調において３値以上の振幅レベルが存在する場合、最大の振幅レベル及び最小の振幅レベル以外のシンボルを割り当て、前記複数の並列展開レーンの数を整数倍した長さのシンボル長の前記送受信フレームを生成することを特徴とする通信方法である。

この発明によれば、光信号として送信される送受信フレームのフレーム長を、受信側における信号処理の並列展開レーン数の整数倍の長さにしている。これにより、一旦、受信側において同期パターンを検出すれば、検出した同期パターンの位置に基づいて受信デジタル信号を各並列展開レーンに割り当てたときに同期パターンの現れる位置を一定にすることができる。これにより、並列展開レーンのすべての箇所において同期パターンを検出せずとも、同期パターンによる送受信フレームの同期を維持することができる。また、同期パターンの現れる位置を一定にすることにより、同期パターンを検出するための演算や回路等を削減することができ、受信側の装置における演算量や回路規模を削減できる。

本発明に係る第１の実施形態における送受信システムの構成例を示すブロック図である。 本実施形態の送信装置１に備えられている送受信フレーム生成回路の構成例を示すブロック図である。 本実施形態における送受信フレームの構成例を示す図である。 本実施形態における送受信フレームの他の構成例を示す図である。 送受信フレームにおいてパイロットシンボルの挿入間隔が均一である構成例を示す図である。 送受信フレームにおいてパイロットシンボルの挿入間隔が不均一である構成例を示す図である。 本実施形態の受信装置３において行われるデジタル信号処理の概要を説明する図である。 マッピングが同一複素平面上で行われたパイロットシンボルの送受信フレームの構成例を示す図である。 シンボルマッピング回路１３におけるパイロットシンボルの複素平面上のマッピング例を示している。 マッピングが同一複素平面上で行われた同期パターンの送受信フレームの構成例を示す図である。 本実施形態の受信装置３において用いられる送受信フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本実施形態におけるパイロットシンボル抽出回路５の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における同期パターン同期回路４Ａの構成例を示すブロック図である。 本実施形態における差動検波回路４１の構成例を示すブロック図である。 第１の実施形態と第２の実施形態とにおける同期位置情報の取得に要する演算を表した図である。 第２の実施形態の変形例としての同期パターン同期回路４Ｂの構成例を示すブロック図である。 データ信号を３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭで変調した場合における同期パターンのマッピング例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態における送受信システム、及び通信方法を説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る第１の実施形態における送受信システムの構成例を示すブロック図である。送受信システムは、送信装置１、伝送路２、及び、受信装置３を具備している。送信装置１は、受信装置３へ伝送すべきデータ信号に同期パターンやパイロットシンボルを挿入し、当該信号を電気信号から光信号に変換する。送信装置１は、変換により得られた光信号を、伝送路２を介して受信装置３に送信する。伝送路２は、例えば光ファイバである。受信装置３は、伝送路２を介して受信した光信号を電気信号に変換し、当該電気信号からデータ信号を取得する。

データ信号の送受信に単一偏波信号が用いられる場合、受信装置３では、不図示の受信部が、受信した光信号を電気信号に変換し、当該電気信号に対してアナログ・デジタル変換を行うことにより受信デジタル信号を生成する。また、データ信号の送受信に直交関係になるように偏波多重された信号が用いられる場合、受信装置３では、受信した光信号が電気信号に変換され、当該電気信号に対してアナログ・デジタル変換が行われる。その後、デジタル化された信号に対して適応等化処理を行うことにより偏波分離を行い単一偏波に分離して受信デジタル信号が得られる。また、データ信号の送受信に直交関係になるように偏波多重された信号が用いられる場合、受信装置３では、偏波コントローラーを用いて単一偏波に分離して受信デジタル信号を得るようにしてもよい。

図２は、本実施形態の送信装置１に備えられている送受信フレーム生成回路の構成例を示すブロック図である。送受信フレーム生成回路は、パイロットシンボル挿入回路１１、同期パターン挿入回路１２、及び、シンボルマッピング回路１３を備えている。パイロットシンボル挿入回路１１には送信すべきデータ信号が入力される。パイロットシンボル挿入回路１１は、データ信号に対してパイロットシンボルを挿入して、同期パターン挿入回路１２に出力する。同期パターン挿入回路１２は、パイロットシンボル挿入回路１１が出力する信号に対して同期パターンを挿入して、シンボルマッピング回路１３に出力する。シンボルマッピング回路１３は、所定の変調方式を適用して、同期パターン挿入回路１２が出力する信号をマッピングして送受信フレームを生成する。送受信フレーム生成回路が生成した送受信フレームは、不図示の送信部において電光変換され、光信号として送信される。

なお、データ信号に対して同期パターンを挿入した後に、パイロットシンボルを挿入するようにしてもよい。すなわち、パイロットシンボル挿入回路１１と同期パターン挿入回路１２との接続順序が逆であってもよい。
また、同期パターンとしては、受信装置３が受信デジタル信号における同期パターンを検出する際に相関のピークを検出することができればどのようなパターンを用いてもよい。同期パターンとして用いるパターンの例としては、遅延がゼロになったときのみに相関を有するＰＲＢＳ（Pseudo Random Bit Sequence；疑似乱数ビット列）を使用することができる。ＰＲＢＳは遅延がゼロになったときのみに鋭い相関を有する。なお、ＰＲＢＳはＰＮ系列、Ｍ系列と言い換えても同じである。

以下、送受信フレーム生成回路が生成する送受信フレームの構成例を説明する。
図３は、本実施形態における送受信フレームの構成例を示す図である。送受信フレームの構成は、送信データに系列に対して決められたシンボル間隔で、長さＮシンボルのパイロットシンボル（ＰＳ）が挿入されている。送受信フレームの決められた位置には、複数シンボルにわたり連続している同期パターンが挿入されている。図３（Ａ）は、典型的な送受信フレームの構成例を示す図である。同図に示されている送受信フレームの構成においては、送受信フレームの先頭に同期パターンを設け、同期パターンの直後にデータ信号を挿入している。また、データ信号に対して一定間隔でパイロットシンボルが挿入されている。図３（Ｂ）には、同期パターンの直後からパイロットシンボルを配置する構成が示されている。送受信フレーム生成回路において生成された送受信フレームでは、同期パターンから予め定められたシンボル数の間隔を隔ててパイロットシンボルが配置される。

図４は、本実施形態における送受信フレームの他の構成例を示す図である。同図に示す送受信フレームでは、同期パターンの直後にＭ（１〜データフレーム長）シンボル分のデータ信号が挿入され、このデータ信号に続いてパイロットシンボルが挿入されている。このような構成にすることにより、送受信フレーム構成に柔軟性を持たせることができ、スタッフバイトを入れる必要がなくなる。これは、送受信フレーム中のシンボル数は変化しないので、スタッフバイトを入れる必要性は変化がないためである。このため、同期パターンの直後に挿入したデータ信号以降のパイロットシンボルの間隔を一定にする効果がある。

同期パターンの直後に挿入するデータ信号のシンボル数Ｍは、同期パターンの長さ、パイロットシンボルの挿入率、送受信フレーム長、受信装置３において送受信フレームを並列に処理する際の並列数である並列展開レーン数によって予め定められる。例えば、同期パターンの長さをＮｓ、パイロットシンボルの挿入率をＮｐ［％］、送受信フレームの長さをＮｆ、並列展開レーン数をＮｌとすると、データ信号の長さは（Ｎｆ−Ｎｓ）と表される。パイロットシンボルは、（（Ｎｆ−Ｎｓ）＊Ｎｐ／１００）間隔でデータ信号に挿入される。データ信号に対して等間隔にパイロットシンボルを挿入できる場合、すなわち（（Ｎｆ−Ｎｓ）＊Ｎｐ／１００）が整数になる場合には、Ｍ＝０となる。（（Ｎｆ−Ｎｓ）＊Ｎｐ／１００）に余りが出る場合には、ｍｏｄ（（Ｎｆ−Ｎｓ）＊Ｎｐ，１００））＝Ｍとなる。なお、関数ｍｏｄ（ｘ，ｙ）は、ｘをｙで除算したときの剰余を算出する関数である。また、ｋを任意の自然数としたとき、Ｎｆ＝ｋ×Ｎｌである。

図５は、送受信フレームにおいてパイロットシンボルの挿入間隔が均一である構成例を示す図である。同図に示すように、パイロットシンボルがＸシンボルごとに挿入されている。複数のパイロットシンボルから得られる位相情報を平均化して、伝送路２で受ける歪みによるパイロットシンボルの位相誤差を低減する仮定において、パイロットシンボルの挿入間隔が均一であれば、そこで用いるローパスフィルタ（LPF:Low Pass Filter）の構成を簡易にできるメリットがある。また、パイロットシンボルを用いて、パイロットシンボル以外のシンボル部分の補償位相を補完して生成する過程においても、当該過程を処理する回路を簡素化できるメリットがある。また、パイロットシンボルの抽出に固定のクロックを使用することができるため、回路規模を削減することが可能となるメリットもある。

これに対して、パイロットシンボル挿入間隔が不均一な場合を図６に示す。図６は、送受信フレームにおいてパイロットシンボルの挿入間隔が不均一である構成例を示す図である。後述するように、送受信フレーム長を受信装置３における並列展開レーン数のｋ倍（ｋ：正の整数）に設定する際には、冗長度によってはパイロットシンボルの挿入間隔を均一にできない場合がある。この場合、上述のようなメリットが得られず、パイロットシンボル平均化の過程、補間の過程、パイロットシンボル抽出の過程において、回路規模が大きくなる可能性がある。

図７は、本実施形態の受信装置３において行われるデジタル信号処理の概要を説明する図である。受信装置３では、受信した光信号より得られる受信デジタル信号を並列展開して複数の並列展開レーンによって処理が行われる。光通信は数１０Ｇｂｉｔ／ｓから数１００Ｇｂｉｔ／ｓ、更にはそれ以上の高速な信号処理を必要とするため、受信装置３では、受信デジタル信号を並列展開レーンに展開して並列に処理を行っている。同図に示すように、受信デジタル信号を並列展開レーン数分に展開して、並列に処理を行う。送受信フレームの長さ（シンボル長）を並列展開レーン数に比例させることで、送受信フレームに含まれる同期パターンを毎回、並列展開レーンの先頭に出現させることが可能となる。これにより、同期パターンを検出するための回路規模を削減することができる。

一方、並列展開レーン数と送受信フレームの長さとに比例関係がない場合には、受信した光信号から順次得られる送受信フレームを並列展開レーンに展開すると、送受信フレーム長を並列展開レーン数で除算したときの剰余分のシンボルだけ、同期パターンの位置がずれてしまう。このため、各並列展開レーンにおいて同期パターンを検出するための回路を備える必要があり、回路規模が膨大になってしまう。

並列展開レーン数が送受信フレーム長と比例関係にない場合、すなわち送受信フレーム長が並列展開レーン数で割り切れない場合には、送受信フレーム生成回路において、図４に示した送受信フレームのように同期パターンとパイロットシンボルとの間にＭシンボルのデータ信号が挿入される。これにより、同期パターンが並列展開レーンの先頭に出現するようになる。なお、同期パターンの直後にＭシンボルのデータ信号を挿入することに代えて、同期パターンの直前のパイロットシンボルと同期パターンとの間隔をＭシンボルに設定するようにしてもよい。また、Ｍシンボルのデータ信号に代えて、スタッフ信号としてデータ信号以外の信号を挿入するようにしてもよい。

例えば、光通信において標準化されているＯＴＵ４フレーム送受信フレームとして用いる場合、受信装置３のデジタル信号処理を行う回路が周波数２５０ＭＨｚのクロック信号に同期して動作するとき、並列展開レーン数が１２８となる。この場合、送受信フレームのシンボル数は、１２８の倍数になる。また、クロック信号の周波数が５００ＭＨｚであるとき、受信装置３における並列展開レーン数は６４となるため、送受信フレームのシンボル数は６４の倍数になる。また、送受信フレームを構成する同期パターン、パイロットシンボル、及び、データ信号のいずれのシンボル数も１２８又は６４の倍数になる。ＯＴＵ４Ｖフレームについても同様の関係が成り立つ。

図８は、マッピングが同一複素平面上で行われたパイロットシンボルの送受信フレームの構成例を示す図である。受信装置３において、送受信フレームはＩ信号成分とＱ信号成分との２本のレーンに並列展開される。その際、同一複素平面上にマッピングされるパイロットシンボルのＩ信号成分とＱ信号成分とは同一時間位置である必要がある。これは、同図に示すように、Ｉ信号成分とＱ信号成分とを合わせた複素信号を既知のパイロットシンボルとしているためであり、組み合わせるＩ信号成分とＱ信号成分とがずれると既知のパイロットシンボルを検出できなくなる。また、同期をとることができず、位相補償を行うことができなくなるか、誤った位相補償を行ってしまうことになる。このため、受信装置３では、遅延調整等を行い、Ｉ信号成分とＱ信号成分との遅延を合わせて同一時間位置とする。例えば、送受信フレーム生成回路においてＩ信号成分とＱ信号成分とそれぞれに同期パターンを同一時間位置に挿入し、受信装置３においてＩ信号成分とＱ信号成分とにおいて同期パターンを検出し、検出した同期パターンの時間位置を合わせる遅延調整を行う。

図９は、シンボルマッピング回路１３におけるパイロットシンボルの複素平面上のマッピング例を示している。同図に示すシンボルは、変調方式として１６ＱＡＭを採用した場合におけるものである。シンボルマッピング回路１３は、パイロットシンボルをマッピングする際に、同図に示されている１６個のシンボルのうち黒色で塗りつぶされたシンボル（●）にマッピングする。これは、伝送中の雑音や波形歪によってデータ信号に比べ過大な位相雑音をパイロットシンボルが受けることを避けるためである。伝送中に生じうる位相雑音の原因としては、非線形光学効果である自己位相変調（ＳＰＭ：Self Phase Modulation）や相互位相変調（ＸＰＭ：Cross Phase Modulation）、局発光（ＬＯ：Local Oscillator）の周波数が信号の搬送波周波数とずれることにより生じる周波数オフセットなどがある。

なお、図９に示したマッピング例に代えて、振幅レベルが３値以上存在する変調方式を用いる場合、パイロットシンボルのマッピングには最大振幅又は最小振幅以外のシンボルを用いることが好ましい。振幅が最小のシンボルでは雑音の影響によりエラーが生じやすく、振幅が最大のシンボルでは非線形光学効果の影響によりエラーが生じやすいためである。また、振幅値が２値である場合には、誤りが発生する可能性の低い振幅値のシンボルを用いることが好ましい。

図１０は、マッピングが同一複素平面上で行われた同期パターンの送受信フレームの構成例を示す図である。同期パターンに対する変調方式としては、位相余裕が９０°あり、誤りの生じにくいＢＰＳＫを使用している。
シンボルマッピング回路１３は、パイロットシンボル挿入回路１１が挿入するパイロットシンボルの位置と、同期パターン挿入回路１２が挿入する同期パターンの位置とを把握し、マッピング対象がパイロットシンボル、同期パターン、データ信号のいずれであるかに応じて、マッピングするシンボルを選択する。例えば、変調方式に６４ＱＡＭを用いている場合に同期パターンをマッピングする際に、シンボルマッピング回路１３は、６４のシンボルから２つのシンボルを選択し、選択したシンボルへのマッピング結果がＰＲＢＳのパターンになるようにする。また、ＰＲＢＳとして得られるビットパターンを６倍して、６４ＱＡＭを用いてマッピングするようにしてもよい。

図１１は、本実施形態の受信装置３において用いられる送受信フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。送受信フレーム同期回路には、受信装置３において得られた受信デジタル信号が入力される。送受信フレーム同期回路は、受信デジタル信号に含まれる送受信フレームの同期を確立し、同期のタイミングを示す同期位置情報を取得する。送受信フレーム同期回路は、同期パターンを用いて送受信フレームの同期を行った後、パイロットシンボルを抽出する。送受信フレーム同期回路は、抽出したパイロットシンボルと、受信装置３において参照信号として予め記憶されているパイロットシンボルとの位相差を取得する。送受信フレーム同期回路は、取得した位相差分だけ送受信フレームに対して位相回転を行うことにより、パイロット位相補償を行う。なお、光通信では、数ＧＨｚの周波数オフセットが生じることもあるため、一般的なパイロットシンボルの挿入比率である１０％以下では位相補償ができなくなる場合もある。このような場合、送受信フレーム同期回路の前段に別途周波数オフセットを補償する回路を設けるようにする。

送受信フレーム同期回路は、同期パターン同期回路４、パイロットシンボル抽出回路５、参照信号記憶回路６、位相差取得回路７、及び、位相差補償回路８を備えている。同期パターン同期回路４は、入力される受信デジタル信号に対して同期パターンが挿入されている位置を検出する。同期パターン同期回路４は、検出した位置を示す同期位置情報をパイロットシンボル抽出回路５に出力する。パイロットシンボル抽出回路５は、同期パターン同期回路４が出力した同期位置情報に基づいて、受信デジタル信号に挿入されているパイロットシンボルを抽出する。

パイロットシンボル抽出回路５は、抽出したパイロットシンボルを位相差取得回路に出力する。参照信号記憶回路６には、送信装置１に備えられたパイロットシンボル挿入回路１１がデータ信号に挿入したパイロットシンボルが参照信号として予め記憶されている。位相差取得回路７は、パイロットシンボル抽出回路５が出力するパイロットシンボルと、参照信号記憶回路６に記憶されている参照信号（パイロットシンボル）との位相差を算出する。位相差取得回路７は、算出した位相差を位相差補償回路８に出力する。

位相差補償回路８は、位相差取得回路７から出力される位相差に基づいて、受信デジタル信号に対する位相補償を行う。位相差補償回路８は、位相差補償を行った受信デジタル信号を後段のデジタル信号処理回路等に出力する。後段のデジタル信号処理回路は、例えば、デマッピングや、誤り訂正復号などを行う回路である。

図７に示したように、受信装置３における受信デジタル信号に対する処理は、受信デジタル信号を各並列展開レーンに分割して並列に行われる。受信デジタル信号は、同期パターン同期回路４において検出された同期位置情報に基づいて、各並列展開レーンに分配される。例えば、パイロットシンボル抽出回路５においては並列展開レーンごとにシンボルを抽出することになる。

同期パターン同期回路４による同期パターンの位置の検出は、入力される受信デジタル信号と、予め定められている同期パターンとの相関を算出し、検出閾値以上の相関が得られる時間位置を検索することにより行われる。同期パターン同期回路４は、検出閾値以上の相関が得られた時間位置に同期パターンが配置されていると判定する。検出閾値は予め定められた値であり、同期パターン同期回路４に記憶されている。

また、同期パターン同期回路４における相関の算出には、例えば、畳み込み演算を行う畳み込み回路を用いることができる。このとき、畳み込み回路への入力は、受信デジタル信号と同期パターンとである。また、受信デジタル信号をバイナリ識別し、そのデジタルパターンと同期パターンとがほぼ一致する時間位置を特定することで時間位置を検出するようにしてもよい。これにより、同期パターン同期回路４の回路規模を削減することができる。

一度、受信デジタル信号において同期パターンの時間位置を検出することができると、同期パターンは送受信フレームのシンボル長の周期で繰り返し到来するため、再び同期パターンが到来する時間位置を予め予測できることが可能である。予測された時間位置に再び同期パターンが到来することを確認することにより、同期パターンの時間位置を検出する精度を向上させることができる。

また、受信デジタル信号に残留している周波数オフセットが大きい場合など搬送波位相の変化が大きい場合、Ｉ信号成分とＱ信号成分と個別に同期をとることが難しい。この場合には、受信デジタル信号のＩ信号成分の並列展開レーンと、当該Ｉ信号成分に対応するＱ信号成分の並列展開レーンとの信号を複素数の組み合わせとして扱い、受信デジタル信号と同期パターンとの相関を複素数領域で算出する。

また、受信デジタル信号に残留している周波数オフセットによる搬送波位相がπ／２回転するまでの時間が、パイロットシンボルの挿入時間間隔よりも十分に長い場合には、受信デジタル信号からパイロットシンボルの時間間隔でシンボルを抜き出し、抜き出したシンボルとパイロットシンボルとを差動検波したパイロットシンボル系列を同期パターンとして同期ととるようにしてもよい。

位相差補償回路８における補償方法としては、送受信フレーム中のパイロットシンボルと参照信号との位相差を取得して位相回転を行う方法の他に、電界情報の演算を行い電界ベクトルの乗算で位相差を補償する方法もある。後者の方法においては、データ信号Ｅ（ｊｗｔ＋Δφ）（Δφは位相雑音）に対して、パイロットシンボルにおいてＥ（Δφ）を得て、その複素共役成分ｃｏｎｊ（Ｅ（Δφ））をデータ信号に乗算することにより補償を行う。他の方法としては、補償を行う際にデータ信号に対して（−Δφ）の位相回転を行うようにしてもよい。

図１２は、本実施形態におけるパイロットシンボル抽出回路５の構成を示すブロック図である。同図においては、送受信フレーム同期回路に入力される受信デジタル信号を、同相成分（Inphase）と直交成分（Quadrature）とに分けて示している。パイロットシンボル抽出回路５は、パイロットシンボル位置算出回路５１、並びに、セレクタ５２及び５３を有している。パイロットシンボル位置算出回路５１は、同期パターン同期回路４が取得した同期位置情報に基づいて、送受信フレームにおけるパイロットシンボルの位置を算出する。セレクタ５２及び５３は、パイロットシンボル位置算出回路５１が検出したパイロットシンボルの位置に基づいて、受信デジタル信号を並列に処理するように展開された各並列展開レーンからパイロットシンボルを抽出する。

パイロットシンボル位置算出回路５１は、同期位置情報を用いて、パイロットシンボルの挿入時間位置と同期パターンの挿入時間位置との相対関係に基づいて、パイロットシンボルの時間位置を算出する。なお、パイロットシンボル位置算出回路５１には、パイロットシンボルと同期パターンとの相対的な時間位置が予め記憶されている。送受信フレームにおけるパイロットシンボルの時間位置は、例えば、図３又は図４に示したように、同期パターンの時間位置が定まることにより、求めることができる。

受信デジタル信号は、受信装置３における信号処理に用いられるクロック信号の周波数に応じて複数の並列展開レーンに並列展開されている。例えば、３２ＧＨｚのシンボルレートの受信デジタル信号を周波数５００ＭＨｚのクロック信号に同期して動作する回路で処理する場合には、１クロックあたり６４シンボルを処理する必要がある。そのため、受信装置３では、受信デジタル信号が６４レーンの並列展開レーンに並列展開される。受信デジタル信号におけるパイロットシンボル及び同期パターンの時間位置は、並列展開レーンを一意に識別するレーン番号とクロックカウントとの組み合わせで表される。レーン番号とクロックカウントの組み合わせで表される時間位置を用いて、パイロットシンボル位置算出回路５１がセレクタ５２及び５３を制御することにより、受信デジタル信号からパイロットシンボルを抽出することができる。

以上の構成により、受信装置３は、並列展開レーン数の整数倍の長さを有する送受信フレームであって所定の位置に等間隔に同期パターンが配置されている送受信フレームを含む受信デジタル信号から、同期パターンを検出して同期を確立することができる。また、同期パターンの変調（マッピング）において、変調方式に３値以上の振幅レベルが存在する場合には同期パターンに対して最大振幅及び最小振幅以外のシンボルを割り当てるので、光通信特有の問題である非線形光学効果の影響を抑えて同期を確立することができる。

また、送受信フレームの長さ（シンボル長）を並列展開レーン数の整数倍としているので、受信装置３において受信デジタル信号を各並列展開レーンに分散して並列処理する際に、同期パターンの現れる時間位置が固定される。これにより、一旦、同期パターンを検出してしまえば、同期パターンが現れる時間位置を固定することができる。その結果、各並列展開レーンにおいて、処理対象となるシンボル全体に対する同期パターンの検出や、パイロットシンボルの検出を行う必要がなくなり、同期パターン及びパイロットシンボルを検出するための演算量や回路を削減することができる。

また、受信装置３では、同期パターンの時間位置を検出する精度を向上させることにより、パイロットシンボルを検出する精度も向上できる。高い精度で検出したパイロットシンボルを用いることにより位相差の検出精度が改善され、受信デジタル信号に対する位相差補償の精度も向上させることができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、第１の実施形態における送受信フレーム同期回路（図１１）の変形例として、第１の実施形態における同期パターン同期回路４と異なる構成の同期パターン同期回路について説明する。本実施形態における同期パターン同期回路では、相関を算出する際に、畳み込み演算に代えて、差動検波及び排他的論理和演算を用いる。なお、送受信フレームの構成は第１の実施形態と同じである。

差動検波を用いることにより、定常的な周波数オフセット成分を除去することができる。例えば、同期パターンの位相を｛θ（１），θ（２），…，θ（Ｎ）｝としたとき、差動検波成分Δθ（ｎ）をΔθ（ｎ）＝θ（ｎ＋１）−θ（ｎ），ｎ＝１，２，…，Ｎ−１とする。Δθの差動検波成分を使用して同期を行う際に周波数オフセットΔθＮ（ｎ），ｎ＝１，２，…，Ｎが生じていると、同期パターンには位相回転が付加される。

周波数オフセットが生じているときの同期パターンの位相は、｛（θ（１）＋ΔθＮ（１）），（θ（２）＋ΔθＮ（２）），…，（θ（Ｎ）＋ΔθＮ（Ｎ））｝と表せる。このときの差動検波成分Δθ（ｎ）は、以下のようになる。
Δθ（ｎ）＝（θ（ｎ＋１）＋ΔθＮ（ｎ＋１））−（θ（ｎ）＋ΔθＮ（ｎ））
＝Δθ（ｎ）＋（ΔθＮ（ｎ＋１）−ΔθＮ（ｎ）），
（ｎ＝１，２，…，Ｎ−１）

周波数オフセット成分が受信デジタル信号のサンプリング周波数に比べて十分に低速であるとき、ΔθＮ（ｉ）＝ΔθＮ（ｉ＋１），（ｉ＝１，２，…，Ｎ−１）と近似できる。よって、差動検波成分は周波数オフセットによる位相回転成分を持たず、Δθ（１），…，Δθ（Ｎ−１）成分のみが抽出できる。
これにより、周波数オフセットの影響を抑えて同期を確立することができる。

図１３は、第２の実施形態における同期パターン同期回路４Ａの構成例を示すブロック図である。ここでは、同期パターンとして位相の情報を使用し、１シンボルで２ビット以上の情報を持つ変調方式を用いた場合の構成を説明する。この場合の変調方式としては、例えば、ＱＰＳＫ変調などがある。同期パターン同期回路４Ａは、差動検波回路４１、識別回路４２、参照信号記憶回路４３、及び、パターン同期回路４４を有している。

差動検波回路４１には、複素平面上における横軸（同相成分）と縦軸（直交成分）とに対応する信号であるＩ信号成分とＱ信号成分とが入力される。差動検波回路４１は、Ｉ信号成分とＱ信号成分とを同期検波して差動検波信号を算出する。識別回路４２は、差動検波回路４１が算出した差動検波信号を複素平面上で判定を行いマッピングして復号化する。識別回路４２は、符号化して得られる信号を順次出力する。参照信号記憶回路４３には同期パターンに基づいて生成された参照信号が予め記憶されている。具体的には、同期パターンに対して差動検波して得られた信号が参照信号として記憶されている。パターン同期回路４４は、識別回路４２から順次出力される同期パターン符号系列と、参照信号記憶回路４３に記憶されている参照信号との位置同期を行うことにより、同期位置情報を取得する。

図１４は、本実施形態における差動検波回路４１の構成例を示すブロック図である。差動検波回路４１は、遅延回路４１１及び４１２、複素共役算出回路４１３、並びに、複素乗算回路４１４を有している。差動検波回路４１に入力されるＩ信号成分は、遅延回路４１１と複素乗算回路４１４とに入力される。遅延回路４１１は、Ｉ信号成分に対して１ビットの遅延を与えたのちに複素共役算出回路４１３に出力する。差動検波回路４１に入力されるＱ信号成分は、遅延回路４１２と複素乗算回路４１４とに入力される。遅延回路４１２は、Ｑ信号成分に対して１ビットの遅延を与えた後に複素共役算出回路４１３に出力する。

複素共役算出回路４１３は、遅延回路４１１からの入力を同相成分とし、遅延回路４１２からの入力を直交成分として得られる複素信号に対する複素共役信号を算出する。複素共役算出回路４１３は、算出した複素共役信号を複素乗算回路４１４に出力する。複素乗算回路４１４は、Ｉ信号成分とＱ信号成分とからなる複素信号と、複素共役算出回路４１３が算出した複素信号とを乗算し、乗算結果を差動検波信号として出力する。複素乗算回路４１４における乗算は、次式（１）で表される。

式（１）において、Ｅ_Ｉ（ｔ）は外部から複素乗算回路４１４に入力される複素信号に対応し、Ｅ_Ｉ（ｔ−１）^＊は複素共役算出回路４１３から複素乗算回路４１４に入力される複素信号に対応する。同期パターンとしてＱＰＳＫやＢＰＳＫを使用する場合、振幅値｜Ｅ_Ｉ（ｔ）｜は常に１であり、複素乗算回路４１４の出力は位相成分のみとなる。伝送により振幅雑音が生じて振幅値が１から外れるときには、複素乗算回路４１４の出力を、当該出力の振幅値で除算して規格化することで位相の情報のみを得ることができる。

パターン同期回路４４における参照信号との位置同期は、識別回路４２から出力される同期パターン符号系列に対する参照信号との排他的論理和演算により行われる。識別回路４２から出力される同期パターン符号系列における参照信号との排他的論理和演算の対象が、参照信号とすべて一致するとき、排他的論理和演算の演算結果は０が同期パターン長だけ連続する。なお、同期パターン符号系列又は参照信号のいずれか一方に反転回路を設けることにより、参照信号との排他的論理和演算の対象と参照信号とが一致したときに１が同期パターン長だけ連続するようにもできる。また、排他的論理和演算の結果に対して反転回路を設けても同様にできる。

パターン同期回路４４において、排他的論理和演算を使用する場合、識別回路４２における硬判定の結果（１ビット）の階調で同期をとることができるため、振幅の情報で畳み込み演算の結果に基づいて同期を取得するよりも演算量及び回路規模を削減することができる。

図１５は、第１の実施形態と第２の実施形態とにおける同期位置情報の取得に要する演算を表した図である。図１５（Ａ）は、第１の実施形態における同期位置情報の取得に要する演算（畳み込み演算）、振幅値による同期を表している。同期を取得する情報は、振幅値の分解能に応じて異なるが、数ビット必要となる。これに対して、図１５（Ｂ）に示す第２の実施形態における位置情報の取得に要する演算では、差動検波をして硬判定をした後では１ビットで同期をとることができるため、回路規模を削減することができる。なお、図１５（Ｂ）における「硬判定」には識別回路４２が対応し、ＸＯＲにはパターン同期回路が対応する。

図１６は、第２の実施形態の変形例としての同期パターン同期回路４Ｂの構成例を示すブロック図である。図１３に示した同期パターン同期回路４Ａでは１シンボルで２ビット以上の情報を持つ変調方式を同期パターンに対して用いた場合の構成を説明した。同期パターン同期回路４Ｂは、１シンボルで１ビットの情報を持つ変調方式を同期パターンに対して用いた場合の構成である。この場合の変調方式としてはＢＰＳＫなどがある。

同期パターン同期回路４Ｂは、差動検波回路４１、識別回路４２Ｂ、参照信号記憶回路４３Ｂ、及び、パターン同期回路４４Ｂを有している。差動検波回路４１は、図１３に示した差動検波回路４１と同じ構成である。識別回路４２Ｂには、差動検波回路４１が算出した差動検波信号のＩ信号成分が入力される。識別回路４２Ｂは、差動検波信号を複素平面上で判定を行いマッピングして復号する。参照信号記憶回路４３Ｂには、同期パターンに基づいて生成された参照信号が予め記憶されている。パターン同期回路４４Ｂは、識別回路４２Ｂが順次出力される同期パターン符号系列と、参照信号記憶回路４３Ｂに記憶されている参照信号との位置同期を行うことにより、同期位置情報を取得する。

なお、図１６では、差動検波回路４１が出力するＩ信号成分を識別回路４２Ｂに入力しているが、複素平面上ではＩ信号成分とＱ信号成分とは常に同値となるので、識別回路４２Ｂへの出力としてはいずれでもよい。
同図に示す構成を用いるメリットとしては、識別回路４２Ｂからパターン同期回路４４Ｂへの出力が１ビットとなるため、パターン同期回路４４Ｂ及び参照信号記憶回路４３Ｂの回路規模を削減することができる。

一方、図１３に示した同期パターン同期回路４Ａの構成を用いるメリットとしては、図１６に示す同期パターン同期回路４Ｂに比べ周波数オフセット耐力が高い点が上げられる。例えば、受信デジタル信号に残留する周波数オフセットによる位相回転が大きく、１シンボルでπ／２回転する場合を考える。同期パターンとしてＢＰＳＫを用いると差動検波信号は１もしくは−１となるが、π／２の位相回転を受けると差動検波信号はｉもしくは−ｉとなる。このとき、Ｉ信号成分のみに基づいた検出を行うと、差動検波信号としてはいずれも０が出力され正しい値を得ることができない。このように周波数オフセットによる位相回転が大きい場合には、同期パターン同期回路４Ｂの前段に別途ＧＨｚオーダの周波数オフセット補償部を設けることにより解決できる。

上記の各実施形態における説明では、同期パターンのマッピングとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫとを例示した。しかし、データ信号の多値度によらず同期パターンとしてはＢＰＳＫやＱＰＳＫを選択することができる。ただし、データ信号がＢＰＳＫで変調されている場合には、同期パターンもＢＰＳＫで変調する。
図１７は、データ信号を３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭで変調した場合における同期パターンのマッピング例を示す図である。同図において、同期パターンのマッピングに用いるシンボルが黒色で塗りつぶされている。同図では、同期パターンをＱＰＳＫとしてマッピングする例が示されている。同図に示すように、同期パターンには、誤りが生じにくいように最大の振幅値及び最小の振幅値のシンボル以外のシンボルを割り当てている。振幅値が最小のシンボルでは雑音の影響によりエラーが生じやすく、振幅値が最大のシンボルでは非線形光学効果の影響によりエラーが生じやすいためである。なお、図１７に示すマッピングは一例であって、同図と異なるシンボルによるマッピングを行ってもよい。また、同期パターンをＢＰＳＫとしてマッピングする場合には、黒色で塗りつぶされているシンボル（●）のうち、位相が１８０°異なる２つのシンボルを選択する。

なお、上記の実施形態における送受信フレーム同期回路の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送受信フレームの同期確立や位相補償を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

１…送信装置
２…伝送路
３…受信装置
４、４Ａ、４Ｂ…同期パターン同期回路
５…パイロットシンボル抽出回路
６…参照信号記憶回路
７…位相差取得回路
８…位相差補償回路
１１…パイロットシンボル挿入回路
１２…同期パターン挿入回路
１３…シンボルマッピング回路
４１…差動検波回路
４２、４２Ｂ…識別回路
４３、４３Ｂ…参照信号記憶回路
４４、４４Ｂ…パターン同期回路
４１１、４１２…遅延回路
４１３…複素共役算出回路
４１４…複素乗算回路
５１…パイロットシンボル位置算出回路
５２、５３…セレクタ

Claims (7)

1. 光信号を送受信する送受信システムにおいて、
   連続するシンボルからなる同期パターンと送信するデータとを含む送受信フレームであって前記同期パターンが等間隔に配置されている送受信フレームを生成する送受信フレーム生成部と、
   前記送受信フレーム生成部が生成した送受信フレームを光信号に変換して送信する送信部と、
   前記送信部が送信した光信号を受信し、受信した光信号を電気信号に変換して受信デジタル信号を生成する受信部と、
   前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出する同期パターン同期部と、
   前記同期パターン同期部により検出された前記同期パターンの位置に基づいて複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号に対して並列に信号処理を行う信号処理部と
   を具備し、
   前記送受信フレーム生成部は、
   前記同期パターンに対する変調において３値以上の振幅レベルが存在する場合、最大の振幅レベル及び最小の振幅レベル以外のシンボルを割り当て、
   前記複数の並列展開レーンの数を整数倍した長さのシンボル長の前記送受信フレームを生成する
   ことを特徴とする送受信システム。
2. 請求項１に記載の送受信システムにおいて、
   前記送受信フレーム生成部は、前記同期パターンから予め定められたシンボル数の間隔でパイロットシンボルが配置された前記送受信フレームを生成し、
   前記信号処理部では、
   前記複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号ごとに、前記検出された前記同期パターンの位置に基づいて前記パイロットシンボルを検出し、検出したパイロットシンボルに基づいて前記受信デジタル信号に対する位相補償を行う
   ことを特徴とする送受信システム。
3. 請求項２に記載の送受信システムにおいて、
   前記送受信フレーム生成部は、
   前記パイロットシンボルを直交する２つの成分に分け、該２つの成分それぞれに前記同期パターンを配置し、
   前記同期パターン同期部は、
   前記２つの成分それぞれにおいて前記同期パターンを検出し、
   前記信号処理部は、
   前記同期パターン同期部が検出した前記２つの成分それぞれにおける前記同期パターンの位置に基づいて前記２つの成分を同期させる
   ことを特徴する送受信システム。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の送受信システムにおいて、
   前記送受信フレーム生成部は、前記同期パターンとして疑似乱数ビット列を用いる
   ことを特徴とする送受信システム。
5. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の送受信システムにおいて、
   前記送受信フレーム生成部は、
   位相が１８０°異なる２つのシンボルにマッピングする変調を前記同期パターンに対して用いる
   ことを特徴とする送受信システム。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の送受信システムにおいて、
   前記同期パターン同期部は、
   前記受信デジタル信号に対して前記同期パターンとの差動検波を行うことにより得られる差動検波信号に対する硬判定結果に基づいて、前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出する
   ことを特徴とする送受信システム。
7. 光信号を送受信する送受信システムにおける通信方法であって、
   連続するシンボルからなる同期パターンと送信するデータとを含む送受信フレームであって前記同期パターンが等間隔に配置されている送受信フレームを生成する送受信フレーム生成ステップと、
   前記送受信フレーム生成ステップにおいて生成した送受信フレームを光信号に変換して送信する送信ステップと、
   前記送信ステップにおいて送信された光信号を受信し、受信した光信号を電気信号に変換して受信デジタル信号を生成する受信ステップと、
   前記受信デジタル信号に含まれる前記同期パターンを検出する同期パターン同期ステップと、
   前記同期パターン同期ステップにおいて検出した前記同期パターンの位置に基づいて複数の並列展開レーンに分割された前記受信デジタル信号に対して並列に信号処理を行う信号処理ステップと
   を有し、
   前記送受信フレーム生成ステップでは、
   前記同期パターンに対する変調において３値以上の振幅レベルが存在する場合、最大の振幅レベル及び最小の振幅レベル以外のシンボルを割り当て、
   前記複数の並列展開レーンの数を整数倍した長さのシンボル長の前記送受信フレームを生成する
   ことを特徴とする通信方法。

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