JP2014153090A - 絶縁状態検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】セラミックコンデンサ等を検出用コンデンサとして使用している場合であっても温度変化の影響を受けにくく正確な計測値を出力することが可能な絶縁状態検出装置を提供する。
【解決手段】サーミスタ２５を用いて検出用コンデンサＣ１の温度を検出する。検出用コンデンサＣ１の充電開始から計測タイミングまでの時間の長さ（Ｔｃ）を、検出した温度に応じて自動的に調整する。定数テーブル（ＴＢ１）を用いて充電時間の長さを決定する。更にバックアップモードを設けて、電源電圧（高電圧）の推定値の出力を可能にする。電源電圧を計測する場合にも、温度に応じて充電時間の長さを自動調整する。コンデンサＣ１の充電率や直流バイアスの影響を考慮した換算係数をテーブル（ＴＢ２）から取得する。
【選択図】図１

Description

本発明は、車両に搭載可能な絶縁状態検出装置に関する。

例えば、電気自動車のように、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、２００Ｖ程度の高電圧を出力する直流電源装置を搭載する場合がある。このような高電圧の直流電源装置を搭載した車両の場合には、直流電源装置の正負の電源ラインと車体との間が電気的に絶縁された状態で使用される。すなわち、車体は高電圧を出力する電源のアースとして利用しない。

このような車両においては、安全性の確保等のために、高電圧の直流電源出力の配線と車体との間が十分に電気絶縁されていることを検査して確認する必要がある。このような検査を行う場合に用いられる絶縁状態検出装置の従来技術が、例えば特許文献１、特許文献２および特許文献３に開示されている。

この種の絶縁状態検出装置は、フライングキャパシタを用いている。すなわち、スイッチング素子を介して、高電圧の正負の電源ラインと接地電極（車体）との間に一定時間だけ検出用コンデンサ（フライングキャパシタと呼ばれる）を接続する。このフライングキャパシタの充電電圧を監視し、この充電電圧から計算により地絡抵抗、すなわち電源ラインと接地電極との間の絶縁抵抗を算出する。

このような絶縁状態検出装置の検出用コンデンサとしては、例えばフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを利用することが考えられる。しかし、フィルムコンデンサは高精度である反面、小型化するのが難しく、耐湿性が低いという特性もある。従って、車載用の絶縁状態検出装置の場合には、大きさが小さいセラミックコンデンサを利用することが想定される。

しかし、セラミックコンデンサを利用する場合には精度の点で課題がある。すなわち、次のような課題がある。
（１）部品毎の静電容量のばらつきが大きい。
（２）ＤＣ（直流）バイアス電圧の影響により実際に使用する際の静電容量が変動する。
（３）実際に使用する際の静電容量が温度変化に応じて変動する。

そこで、特許文献１においては、検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサを使った場合のＤＣバイアス特性の影響を除くための技術を開示している。具体的には、地絡抵抗ＲＬが警報閾値ＲＬｘのときの各充電電圧と充電時定数を全て同じにする。これにより、警報閾値ＲＬｘの近傍ではＤＣバイアス特性の影響を低減し、測定精度の低下を防止できる。

また、特許文献２においては、電源充電電圧Ｖ０と負極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｎとの計測タイミングと、電源充電電圧Ｖ０と正極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｐとの計測タイミングとを同じにしている。その結果、電源の電圧が変動するときでも、その変動の影響を低減できる。

また、特許文献３においては、検出精度を確保しつつ計測時間を短縮する技術を開示している。具体的には、ＣＰＵのアナログ入力ポートの前にサンプルホールド回路を接続し、電圧を計測するタイミングを制御することにより検出精度の低下を防止している。

特開２００９−２８１９８６号公報 特開２００９−２８１９８７号公報 特開２０１１−１０２７８８号公報

絶縁状態検出装置の検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサを利用する場合には、上記（１）、（２）、（３）等の課題があるが、絶縁抵抗の計測という特殊な環境であるため、実際にはこれらの複数の要因が互いに影響し複雑に絡み合って計測精度に悪影響を及ぼす。

従って、上記（３）の温度特性の課題についても、影響をなくすことは容易ではない。例えば、温度センサを用いて実際の検出用コンデンサの温度を把握できたとしても、この温度変化を反映して地絡抵抗の計測結果を正しく補正することは簡単ではない。

一方、高電圧を出力する直流電源装置を搭載した車両においては、電源電圧を計測する特別な装置を備え、電圧の異常の有無を常時監視する必要がある。しかし、電源電圧を計測する装置に故障等のトラブルが生じる可能性もあるので、電源電圧を計測する装置のバックアップを用意することも望まれている。

上記のような絶縁状態検出装置は、高電圧を出力する直流電源装置から供給される高電圧に基づき検出用コンデンサを充電し、この検出用コンデンサの充電電圧を計測するので、この充電電圧の計測値から電源電圧を推定することも可能である。つまり、電源電圧の検出機能を絶縁状態検出装置に搭載すれば、絶縁状態検出装置を本来の電源電圧計測装置の代わりのバックアップ装置としても使用できる。

しかしながら、正確な電源電圧を検出するためには、検出用コンデンサを完全に充電しなければならないので、充電の所要時間が長くなる。つまり、検出用コンデンサの端子間の充電電圧は、検出用コンデンサの静電容量に応じた指数関数カーブに従って時間の経過と共に上昇し、完全に充電されると電圧の上昇が停止する。電圧の上昇が停止した状態で計測すれば、静電容量を影響を受けることなく電源電圧を検出できる。従って、電源電圧を計測する時間周期が長くなるのは避けられない。

しかし、バックアップを必要とするような状況においては、なるべく短い時間間隔で電源電圧を計測できることが望まれる。但し、検出用コンデンサを完全に充電しない状態で電圧を計測すると、静電容量の違いに応じて計測誤差が生じることになる。特に、検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用している場合には、上記のような様々な要因によって静電容量が変化するので、完全に充電しない状態では正確な電源電圧を測定するのは困難である。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、様々な要因により特性が変化しやすいセラミックコンデンサ等の部品を検出用コンデンサとして使用している場合であっても、温度変化の影響を受けにくく、正確な計測値を出力することが可能な絶縁状態検出装置を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明に係る絶縁状態検出装置は、下記（１）〜（６）を特徴としている。
（１） 所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部と、
前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する充電電圧計測部と、
前記フライングキャパシタの充電電圧に関する計測値に基づいて、前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁抵抗値を算出する地絡抵抗値算出部と、
前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電電圧の計測に関連する制御タイミングの変化に反映する計測タイミング制御部と
を備えること。
（２） 上記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記計測タイミング制御部は、前記温度のパラメータを、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さの違いに反映すること。
（３） 上記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記計測タイミング制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブルを有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さを自動的に補正すること。
（４） 上記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記充電電圧計測部を用いて、前記正極側電源ライン又は負極側電源ラインと前記接地電極との間に現れる電源電圧を検出する電源電圧検出部を更に備え、
前記電源電圧検出部は、前記フライングキャパシタの完全充電に要する充電所要時間よりも短い電源電圧計測周期で、前記フライングキャパシタを充電した後で電圧を計測し、計測値から前記電源電圧の推定値を把握すると共に、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを前記推定値の補正に利用すること。
（５） 上記（４）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記電源電圧検出部は、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、電源電圧計測周期内で前記フライングキャパシタを充電する時間の長さの違いに反映すること。
（６） 上記（４）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記電源電圧検出部は、電圧の計測値を前記推定値に換算するための複数の換算係数の情報を、電圧計測値の複数の範囲のそれぞれと対応付けて保持する電圧換算定数テーブルを有し、前記電圧換算定数テーブルから取得した１つの換算係数に基づいて前記推定値を算出すること。

上記（１）の構成の絶縁状態検出装置によれば、温度の違いに応じて前記フライングキャパシタの静電容量が変動する場合であっても、正確な絶縁抵抗値を算出することが可能になる。すなわち、温度の違いに応じた静電容量の変化分を充電電圧の計測に関連する制御タイミングの調整により補償できる。
上記（２）の構成の絶縁状態検出装置によれば、正確な絶縁抵抗値を算出することが可能になる。すなわち、前記フライングキャパシタの端子間の充電電圧は、入力に印加される電源電圧、静電容量、および充電開始からの経過時間を含む各パラメータに応じて指数関数状に変化するので、温度の変動に応じた静電容量の誤差を充電時間の調整により補償することができる。
上記（３）の構成の絶縁状態検出装置によれば、温度の変動に応じた前記フライングキャパシタの静電容量の誤差を正しく補償するために必要な充電時間のパラメータを簡単に取得でき、制御が容易になる。
上記（４）の構成の絶縁状態検出装置によれば、地絡抵抗値だけでなく電源電圧も計測できる。しかも、温度に応じた補正を行うので、温度に応じて静電容量が変動する状況であっても正確な計測が可能である。すなわち、前記フライングキャパシタが完全に充電される前に計測できるので、計測周期を短くすることができる。
上記（５）の構成の絶縁状態検出装置によれば、正確な電源電圧を算出することが可能になる。すなわち、前記フライングキャパシタの端子間の充電電圧は、入力に印加される電源電圧、静電容量、および充電開始からの経過時間を含む各パラメータに応じて指数関数状に変化するので、温度の変動に応じた静電容量の誤差を充電時間の調整により補償することができる。
上記（６）の構成の絶縁状態検出装置によれば、直流バイアス電圧の変動に応じた前記フライングキャパシタの静電容量の誤差を正しく補償するために必要な換算係数を簡単に取得でき、制御が容易になる。

本発明の絶縁状態検出装置によれば、様々な要因により特性が変化しやすいセラミックコンデンサ等の部品を検出用コンデンサとして使用している場合であっても、温度変化の影響を受けにくく、正確な計測値を出力することが可能になる。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

図１は、実施形態の絶縁状態検出装置およびその周辺回路の構成例を示す電気回路図である。 図２は、図１に示した絶縁状態検出装置の主要な制御の内容を示すフローチャートである。 図３は、図１に示した絶縁状態検出装置の動作タイミングの具体例を示すタイムチャートである。 図４は、温度に応じた補償値を保持する定数テーブルの構成例を示す模式図である。 図５は、コンデンサの印加電圧、充電電荷、および温度の関係の具体例を示すグラフである。 図６は、温度変化に対応した補償特性の具体例を示すグラフである。 図７は、電圧換算定数テーブルの構成例を示す模式図である。 図８は、基本計測サイクルの動作タイミングを示すタイムチャートである。

本発明の絶縁状態検出装置に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

＜全体の構成および動作の概要＞
車両に搭載された絶縁状態検出装置１０およびその周辺回路の構成を図１に示す。
図１に示した絶縁状態検出装置１０は、例えば電気自動車、あるいは駆動源としてエンジンおよび電気モータを備えたハイブリッド自動車のような車両に搭載して使用することができる。車載直流高圧電源５０は、例えば２００Ｖ程度の高電圧の直流電力を出力する。車載直流高圧電源５０が出力する電力により、車両の推進力を発生する電気モータを駆動することができる。

車載直流高圧電源５０の出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間は電気的に絶縁されている。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間も電気的に絶縁されている。接地電極１０３は、車両の車体などのアース部分に相当する。ここで、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｐとして表すことができる。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｎとして表すことができる。

また、コモンモードノイズを低減するために、図１に示すように、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０１を接続し、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０２を接続してある。

図１に示した絶縁状態検出装置１０を車両に搭載することにより、必要に応じていつでも車両の絶縁状態を監視することができる。すなわち、車載直流高圧電源５０の出力における地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを検出し絶縁状態を把握するために絶縁状態検出装置１０を利用することができる。

従って、図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の正極側入力端子１３及び負極側入力端子１４をそれぞれ正極側電源ライン１１１及び負極側電源ライン１１２と接続してある。また、絶縁状態検出装置１０の接地電極１５は、接地電極１０３と接続してある。

絶縁状態検出装置１０の計測結果や警報の情報を出力するために、図１に示すように出力端子２１が設けてある。この出力端子２１は、例えば車両側の電子制御装置（ＥＣＵ）と接続することができる。

＜絶縁状態検出装置１０の構成例＞
図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の回路にはフライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１が設けてある。この検出用コンデンサＣ１には、車載用であることを考慮してセラミックコンデンサを採用している。

また、検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御するために、その周辺に４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が設けてある。これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各々は、例えば光ＭＯＳＦＥＴのように、絶縁された信号の制御によって接点の開閉（オフ／オン）状態を切替可能なスイッチである。

スイッチング素子Ｓ１は、正極側入力端子１３と接続され、他端が配線３１と接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、一端が負極側入力端子１４と接続され、他端が抵抗器Ｒ２を介して配線３２と接続されている。

スイッチング素子Ｓ３は、一端が配線３３と接続され、他端が配線３５と接続されている。スイッチング素子Ｓ４は、一端が配線３２と接続され、他端が抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続されている。

検出用コンデンサＣ１は、負極側端子が配線３２と接続されている。検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ１で構成される直列回路を介して配線３１と接続されている。また、検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ３及び抵抗器Ｒ３で構成される直列回路を介して配線３３と接続され、更にダイオードＤ２を介して配線３３と接続されている。ダイオードＤ２は配線３３から配線３４に向かう方向の通電を許可する極性で接続され、ダイオードＤ３は配線３４から配線３３に向かう方向の通電を許可する極性で接続されている。

なお、検出用コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するために、配線３４を図示しない特別なスイッチおよび抵抗器を介して接地しても良い。しかし、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５に比較的抵抗値の小さい部品を使用することにより、そのような特別な放電回路は省略できる。

図１に示すように、検出用コンデンサＣ１の近傍にサーミスタ２５が配置されている。このサーミスタ２５は、検出用コンデンサＣ１の温度に応じてその抵抗値が変化するので、この温度に対応してレベルが変化する電気信号を出力することができる。

マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）１１は、予め組み込まれたプログラムを実行することにより、絶縁状態検出装置１０に必要とされる各種制御を実行する。具体的には、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別に制御して検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御する。また、マイクロコンピュータ１１は検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当するアナログレベルを、配線３６を介して一方のアナログ入力ポートＡＤ１から入力し、この入力レベルに基づいて計算を行い、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎを把握する。

配線３５と配線３６との間には入力回路２０が接続されている。この入力回路２０は、配線３５に現れる信号をマイクロコンピュータ１１の処理に適した信号に変換するための信号処理を行う。入力回路２０については様々な機能および構成が考えられるが、代表的な入力回路２０としてはサンプルホールド回路が想定される。

例えば、配線３５と配線３６との間にアナログスイッチを接続し、配線３６と接地電極１５との間に信号レベルを保持するキャパシタ（コンデンサ）を接続する。特定のタイミングでマイクロコンピュータ１１が前記アナログスイッチを一時的にオン（導通状態）にすることにより、そのタイミングで入力された信号レベルをサンプリングし、入力回路２０内の前記キャパシタで保持することができる。もちろん、このようなサンプルホールド回路の機能は、省略することも可能である。

また、マイクロコンピュータ１１のもう一方のアナログ入力ポートＡＤ２は、配線３７を介してサーミスタ２５の一端と接続されている。従って、マイクロコンピュータ１１はアナログ入力ポートＡＤ２の入力レベルを計測することにより、サーミスタ２５の検出した検出用コンデンサＣ１の温度の情報を取得できる。

本実施形態の絶縁状態検出装置１０は、地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを計測する機能の他に、補助的に車載直流高圧電源５０の電圧（高電圧）を計測する機能も搭載している。

通常、車載直流高圧電源５０を搭載した車両においては、正極側電源ライン１１１、負極側電源ライン１１２に現れる電源電圧を計測するための専用の計測装置が搭載されている。しかし、このような専用の計測装置が故障する可能性もあるので、故障が生じた場合のバックアップ装置の搭載が望まれている。

絶縁状態検出装置１０は、動作モードとして通常計測モードとバックアップモードとを有している。後述するように絶縁状態検出装置１０は、バックアップモードを選択している時に電源電圧を計測することができる。この動作モードを指定するために、操作スイッチＳＷｘがマイクロコンピュータ１１の入力ポートに接続されている。すなわち、マイクロコンピュータ１１は、操作スイッチＳＷｘのオンオフを識別することにより、通常計測モードとバックアップモードとを選択することができる。

なお、外部の装置（車両側のＥＣＵ等）からの命令により絶縁状態検出装置１０の動作モードを切り替えるように変更しても良い。また、地絡抵抗の計測中に特定の条件を満たしたことを検知した時にマイクロコンピュータ１１が自動的に通常計測モードとバックアップモードとを切り替えるように変更しても良い。

＜地絡抵抗の計測＞
＜検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）Ｃ１の充放電の説明＞
＜切り替えのタイミング＞
計測時のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の切り替えタイミングの具体例を図８に示す。すなわち、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎの計測を実施する際には、図８に示すような基本計測サイクルのスケジュールに従ってマイクロコンピュータ１１がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御し、地絡抵抗の算出に必要な計測値を取得する。

図８に示した基本計測サイクルは、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１ｎ充電」、「計測」、「放電」、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１ｐ充電」、「計測」、「放電」の各区間の連なりにより構成されている。

時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２がオン（接点閉）になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間においては、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。

時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間においては、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。時刻ｔ４−ｔ５の「Ｖｃ１ｐ充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。

時刻ｔ５−ｔ６の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ６−ｔ７の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。時刻ｔ７−ｔ８の「Ｖ０充電」区間は、時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間と同様である。続く時刻ｔ８−ｔ９の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ９−ｔ１０の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。

時刻ｔ１０−ｔ１１の「Ｖｃ１ｐ充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。時刻ｔ１１−ｔ１２の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ１２−ｔ１３の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。

＜計測サイクルの各区間の通電経路及び動作＞
「Ｖ０充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。従って、この電流により検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。

「計測」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、配線３５、入力回路２０、配線３６を介してマイクロコンピュータ１１のアナログ入力ポートと接続される。従って、マイクロコンピュータ１１は、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に比例したアナログレベルを検出することができる。

「放電」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ３の接点が閉なので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、抵抗器Ｒ５を介して接地電極１５と接続される。従って、検出用コンデンサＣ１に蓄積された電荷は自然に放電する。

「Ｖｃ１ｎ充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、スイッチング素子Ｓ４、抵抗器Ｒ４、接地電極１５、接地電極１０３、地絡抵抗ＲＬｎを通って負極側電源ライン１１２に電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｎの影響を反映した結果になる。

「Ｖｃ１ｐ充電」区間：
スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から地絡抵抗ＲＬｐ、接地電極１０３、接地電極１５、抵抗器Ｒ５、スイッチング素子Ｓ３、ダイオードＤ２を通って、検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｐの影響を反映した結果になる。

＜基本的な地絡抵抗の計測動作＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０の動作に関しては、基本的には以下の関係式が成立する。
（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）／（ＲＬｐ×ＲＬｎ）＝｛(Ｖｃ１ｐ)＋(Ｖｃ１ｎ)｝／Ｖ０
但し、
Ｖ０：車載直流高圧電源５０の出力電圧に応じた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｎ：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｐ：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
ＲＬｐ，ＲＬｎ：各地絡抵抗の抵抗値

従って、マイクロコンピュータ１１は、各状態でアナログ入力ポート（ＡＤ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖ０」、「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することが可能である。

＜検出用コンデンサＣ１の温度特性の補償の説明＞
コンデンサの印加電圧、充電電荷、および温度の関係の具体例を図５に示す。また、温度変化に対応した補償特性の具体例を図６に示す。

セラミックコンデンサを使用する場合には、温度変化に対して例えば図５に示すように特性が変化する。すなわち、充電時間が一定の場合には、コンデンサ自体の温度（一般的には周囲温度と同等）が通常の温度（例えば２０℃）よりも高い温度（８０℃）になると静電容量が低下して充電電荷が減少する。また、コンデンサ自体の温度が通常の温度よりも低い温度（−３０℃）になると静電容量が増大して充電電荷も増大する。

このように温度に応じて特性が変動するセラミックコンデンサを絶縁状態検出装置１０の検出用コンデンサＣ１として使用する場合には、充電電荷、すなわち電圧の計測値が温度の影響により変化するので、地絡抵抗の計測誤差の要因になる。

そこで、絶縁状態検出装置１０は図６中に示すように温度補償の制御を行う。すなわち、温度上昇により静電容量が低下した時には検出用コンデンサＣ１の充電時間の長さを通常よりも短くなるように変化させ、温度低下により静電容量が増大した時には検出用コンデンサＣ１の充電時間の長さを通常よりも長くなるように変化させる。

このような制御により、図５に示す特性のセラミックコンデンサを検出用コンデンサＣ１として使用する場合であっても、図６に示す特性Ｆ１のように、理想特性Ｆ０に近い状態が得られる。つまり、温度に応じて充電時間の長さを変更することにより、温度の影響を補償することができる。また、検出用コンデンサＣ１の直流バイアス電圧の違いに応じた別の補償を実施することにより、図６に示す特性Ｆ１よりも更に理想特性Ｆ０に近い状態を得ることができる。

＜検出用コンデンサＣ１の温度補償に用いる定数テーブルの説明＞
温度に応じた補償値を保持する定数テーブルＴＢ１の構成例を図４に示す。図４に示した定数テーブルＴＢ１は、複数の温度範囲のそれぞれに対応付けられた充電時間の長さの定数を保持している。

図４に示した例では、最低の温度範囲（−Ａ℃以下）、・・・、０〜１０［℃］、１０〜２０［℃］、２０〜３０［℃］、３０〜４０［℃］、４０〜５０［℃］、・・・、最高の温度範囲（＋Ｂ℃以上）のそれぞれに対応付けた充電時間の長さの定数が定数テーブルＴＢ１に保持されている。

また、各温度範囲に対応付けた充電時間の長さの定数は、基準値（ｔ１［sec］）に対してそれぞれ所定の係数を乗算した結果として定めてある。例えば、０〜１０［℃］の温度範囲の定数は基準値（ｔ１）の１．２倍であり、３０〜４０［℃］の温度範囲の定数は基準値（ｔ１）の０．９倍である。

つまり、２０〜３０［℃］の温度範囲を基準の状態に定め、この範囲よりも低い温度では充電時間を基準（ｔ１）よりも長く変更し、高い温度では充電時間を基準よりも短く変更することを意味している。

図１に示した絶縁状態検出装置１０においては、図４に示したような構成の定数テーブルＴＢ１が、マイクロコンピュータ１１の内部メモリ（ＲＯＭ又は不揮発性メモリ）に予め保持されている。従って、マイクロコンピュータ１１はこの定数テーブルＴＢ１を利用して温度補償のために必要な充電時間長の最適値を簡単に取得できる。

＜電源電圧（高電圧）の計測＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０は、地絡抵抗だけでなく、正極側電源ライン１１１、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間に印加される電源の電圧を計測することもできる。

すなわち、基本的には、地絡抵抗を計測する場合における前述の充電電圧Ｖ０を車載直流高圧電源５０の出力電圧に対応する電圧として扱うことが可能である。つまり、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接点を閉じて検出用コンデンサＣ１を完全に充電した状態であれば、検出用コンデンサＣ１の端子間の充電電圧Ｖ０は車載直流高圧電源５０の出力電圧と一致する。

しかし、検出用コンデンサＣ１を完全に充電するためには時間をかける必要がある。すなわち、抵抗器Ｒ１、Ｒ２等の抵抗および検出用コンデンサＣ１の静電容量による時定数の関係から、検出用コンデンサＣ１の端子間の電圧は指数関数に従って、図３に示す電圧｜Ｖｃ｜のように徐々に上昇し、完全に充電された状態で飽和し一定になる。

検出用コンデンサＣ１が完全に充電された状態であれば車載直流高圧電源５０の出力電圧を絶縁状態検出装置１０を用いて正確に計測することは容易である。しかし、車両側に備わっている本来の高電圧計測装置が故障したような状況においては、電圧を短い時間周期で繰り返し計測することが望まれる可能性が高い。

但し、電源電圧を短い時間周期で繰り返し計測するためには、検出用コンデンサＣ１が完全に充電される前に計測を実施しなければならない。つまり、図３に示す電圧｜Ｖｃ｜のように電圧が徐々に上昇する途中で、この電圧を計測し、この計測値に基づいて電源電圧を推定しなければならない。

更に、検出用コンデンサＣ１としてセラミックコンデンサを採用している場合には、図３に示す電圧｜Ｖｃ｜の上昇カーブが検出用コンデンサＣ１の特性変化に伴って変動する。従って、検出用コンデンサＣ１の端子間電圧の計測値から正確な電源電圧を推定するのは容易ではない。

そこで、絶縁状態検出装置１０がバックアップモードで車載直流高圧電源５０の出力電圧を計測する場合にも、検出用コンデンサＣ１の温度を検出し、検出した温度に応じて検出用コンデンサＣ１の充電時間の長さを自動的に調整する。すなわち、前述の定数テーブルＴＢ１と同等のテーブルを利用して温度補償のために必要な充電時間長を決定する。

また、絶縁状態検出装置１０が検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測値から車載直流高圧電源５０の出力電圧を推定する場合には、所定の換算係数を用いて計算を行う。最適な換算係数を取得するために、絶縁状態検出装置１０は図７に示すような電圧換算定数テーブルＴＢ２を利用する。この電圧換算定数テーブルＴＢ２は、マイクロコンピュータ１１の内部メモリ（ＲＯＭ又は不揮発性メモリ）上に予め保持されている。

図７に示す電圧換算定数テーブルＴＢ２においては、検出用コンデンサＣ１の電圧計測値の複数の範囲のそれぞれに対応付けられた換算係数（換算値）が保持されている。この換算係数は、計測時の検出用コンデンサＣ１の充電率（完全充電の状態に対する比率）と、直流バイアス電圧に応じた特性変化の補償値を含んでいる。

すなわち、検出用コンデンサＣ１の電圧計測値の「ａ以下」、・・・、「ｂ〜ｃの範囲内」、「ｃ〜ｄの範囲内」、「ｄ〜ｅの範囲内」、「ｅ以上」のそれぞれに対応する換算係数が電圧換算定数テーブルＴＢ２に保持されている。例えば、検出用コンデンサＣ１の電圧計測値が「ｂ〜ｃの範囲内」である時の換算係数は「Ｂ」であり、「ｃ〜ｄの範囲内」である時の換算係数は「Ｃ」である。

従って、マイクロコンピュータ１１は、計測時の検出用コンデンサＣ１の充電率（完全充電の状態に対する比率）と、直流バイアス電圧に応じた最適な換算係数を電圧換算定数テーブルＴＢ２から簡単に取得できる。つまり、絶縁状態検出装置１０は、検出用コンデンサＣ１を完全充電の状態にしなくても車載直流高圧電源５０の出力電圧を高精度で推定することができ、計測の時間周期を短くすることができる。

＜絶縁状態検出装置１０における制御動作＞
＜マイクロコンピュータ１１の処理の内容＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０の主要な制御の内容を図２に示す。すなわち、マイクロコンピュータ１１が図２の処理を実行する。また、図１に示した絶縁状態検出装置の動作タイミングの具体例を図３に示す。

図２に示した制御の内容について以下に説明する。
マイクロコンピュータ１１は絶縁状態検出装置１０の電源がオンになるとステップＳ１１で所定の初期化を実行した後、Ｓ１２の処理に進む。

ステップＳ１２では、マイクロコンピュータ１１はサーミスタ２５から出力される信号のアナログレベルを配線３７を介してアナログ入力ポートＡＤ２から入力し、デジタル情報に変換する。これにより、検出用コンデンサＣ１の近傍における温度の情報を把握できる。

ステップＳ１３では、マイクロコンピュータ１１は、温度計測値に応じた検出用コンデンサＣ１の充電時間の補正係数を図４に示した定数テーブルＴＢ１から取得し、充電時間を決定する。例えば、温度が３５［℃］の場合には定数テーブルＴＢ１から補正係数として（０．９）の値を取得し、充電時間を（ｔ１×０．９）に決定する。

ステップＳ１４では、マイクロコンピュータ１１は操作スイッチＳＷｘが接続されている入力ポートの状態を参照して、操作スイッチＳＷｘのオンオフを識別する。すなわち、操作スイッチＳＷｘの状態により通常計測モード／バックアップモードを区別する。通常計測モードの場合はＳ１５に進み、バックアップモードの場合はＳ２１に進む。

ステップＳ１５では、マイクロコンピュータ１１は基本計測サイクルのスケジュールを実行し、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの各計測値を取得する。つまり、図８に示すようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御して、図３に示す通常計測モードの「制御区間」の「Ｖ０計測区間」、「Ｖｃ１ｎ計測区間」、「Ｖ０計測区間」、「Ｖｃ１ｐ計測区間」で、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの各計測値を取得する。

この場合、検出用コンデンサＣ１の端子間に現れる電圧の絶対値は、例えば図３に示す｜Ｖｃ｜のような波形になる。各区間で検出用コンデンサＣ１の充電を開始してから電圧を計測するタイミングまでの充電時間長Ｔｃが、ステップＳ１３で決定された充電時間に相当する。従って、実際に各電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）を計測するタイミングは、検出用コンデンサＣ１の温度に応じて自動的に調整される。

ステップＳ１６では、マイクロコンピュータ１１は検出用コンデンサＣ１の直流バイアス電圧の影響を補償するために、計測した各電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）に対応する電圧補償値を「電圧補償値テーブル」から取得する。この「電圧補償値テーブル」については図示しないが、図６に示した特性Ｆ１を理想特性Ｆ０に近づけるための補償値の一覧を保持しており、マイクロコンピュータ１１の内部メモリ上に用意してある。

ステップＳ１７では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ１５で取得した各電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）と、Ｓ１６で取得した電圧補償値とに基づいて地絡抵抗の抵抗値ＲＬを算出する。

ステップＳ１８では、マイクロコンピュータ１１はＳ１７で取得した地絡抵抗の抵抗値ＲＬを事前に定めた地絡抵抗警報値（下限値）ＲＬｒｅｆと比較する。「ＲＬ＜ＲＬｒｅｆ」の条件を満たす場合はＳ１９に進み、条件を満たさない場合はＳ２０に進む。

ステップＳ１９では、マイクロコンピュータ１１は絶縁状態検出装置１０が検出した地絡抵抗の抵抗値ＲＬが地絡抵抗警報値ＲＬｒｅｆ未満なので、地絡抵抗の警報を出力端子２１に出力する。

ステップＳ２０では、マイクロコンピュータ１１はＳ１７で取得した地絡抵抗の抵抗値ＲＬを表す情報を出力端子２１に出力する。

ステップＳ２１では、マイクロコンピュータ１１は「高電圧計測用計測サイクル」のスケジュールを実行し、各時点のＶ０と、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの各計測値を取得する。この「高電圧計測用計測サイクル」は、図３に示すバックアップモードの「制御区間」のように、Ｖ０計測周期が短縮化されている。

すなわち、１つの「Ｖ０計測区間」の中で複数回の計測を繰り返すように制御しているので、それぞれの計測処理において、検出用コンデンサＣ１の充電を開始してから電圧を計測するタイミングまでの充電時間長Ｔｃ２は、通常計測モードの充電時間長Ｔｃと比べて遙かに短い。また、充電時間長Ｔｃの場合と同様に、充電時間長Ｔｃ２についても定数テーブルＴＢ１に基づき、検出用コンデンサＣ１の温度に応じて自動的に長さを調整する。従って、温度の変動による誤差を減らすことができる。

ステップＳ２２では、マイクロコンピュータ１１は、計測値の充電電圧Ｖ０を電源電圧（高電圧）の推定値に換算するための電圧換算係数を前述の電圧換算定数テーブルＴＢ２から取得する。すなわち、計測値の充電電圧Ｖ０を電源電圧の推定値に換算する際に、検出用コンデンサＣ１の計測時の充電率および直流バイアス電圧の影響を考慮することにより、短い充電時間長Ｔｃ２の周期で充電電圧Ｖ０の計測を繰り返しても、正確な電源電圧（高電圧）を推定できる。

ステップＳ２３では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ２１で取得した各計測値の電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）と、Ｓ２２で取得した電圧換算係数とに基づいて電源電圧（高電圧）および地絡抵抗の抵抗値ＲＬを算出する。

なお、バックアップモードにおいては「Ｖ０計測区間」の充電時間長Ｔｃ２が、「Ｖｃ１ｎ計測区間」、「Ｖｃ１ｐ計測区間」の充電時間長Ｔｃと比べて短いので、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの計測値を同列に扱うことはできない。しかし、電圧換算定数テーブルＴＢ２の電圧換算係数を用いて換算することにより、通常計測モードの場合と同様に、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの計測値に基づき地絡抵抗の抵抗値ＲＬを算出することができる。

ステップＳ２４では、マイクロコンピュータ１１はＳ２３で取得した地絡抵抗の抵抗値ＲＬを事前に定めた地絡抵抗警報値（下限値）ＲＬｒｅｆと比較する。「ＲＬ＜ＲＬｒｅｆ」の条件を満たす場合はＳ２５に進み、条件を満たさない場合はＳ２６に進む。

ステップＳ２５では、マイクロコンピュータ１１は絶縁状態検出装置１０が検出した地絡抵抗の抵抗値ＲＬが地絡抵抗警報値ＲＬｒｅｆ未満なので、地絡抵抗の警報を出力端子２１に出力する。

ステップＳ２６では、マイクロコンピュータ１１はＳ２３で取得した各時点の電源電圧（高電圧）および地絡抵抗の抵抗値ＲＬを表す情報を出力端子２１に出力する。
なお、図２には示されていないが、各ステップＳＳ１４〜Ｓ２６を実行している途中で、一定の時間を経過する毎にステップＳ１２、Ｓ１３を再び実行することもできる。これにより、温度の経時変化の影響も補償できる。

図２に示したような制御を実施することにより、次のような利点が得られる。
（１）検出用コンデンサＣ１としてセラミックコンデンサを採用した場合であっても、地絡抵抗の検出精度の向上が期待できる。

（２）適切な補正を実施することにより、相対値だけでなく絶対値としての検出精度も向上できる。従って、地絡抵抗だけでなく、電源電圧（高電圧）も高精度で検出できる。

（３）検出用コンデンサＣ１の充電時間長（Ｔｃ、Ｔｃ２）を自動調整するので、充電電荷が少なめになる条件下で電荷量を増やすように補正することができる。これにより、より低電圧域、高抵抗域での計測が可能になる。故障判定用の閾値等を引き上げてノイズマージンを向上させることが可能になる。また、充電電荷が多めになる条件下で電荷量を減らすように補正することができる。これにより、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５によって構成される分圧回路の分圧比を引き上げ、Ａ／Ｄ変換入力のダイナミックレンジをより有効に活用可能になる。

なお、図１に示した絶縁状態検出装置１０の詳細な回路構成については、例えば特許文献３に開示されているように、様々な変形が考えられる。細部の回路構成については必要に応じて変更すれば良い。

＜補足説明＞
（１）図１に示した絶縁状態検出装置（１０）は、所定の高圧直流電源（５０）出力の正極側電源ライン（１１１）及び負極側電源ライン（１１２）とそれぞれ接続される正極側入力端子（１３）及び負極側入力端子（１４）と、接地電極（１５）とを有し、フライングキャパシタ（Ｃ１）の充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態（ＲＬｎ、ＲＬｐ）を把握する。また、前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部（２５）を有する。また、図２に示すように、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する充電電圧計測部（Ｓ１５）と、前記フライングキャパシタの充電電圧に関する計測値に基づいて、前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁抵抗値を算出する地絡抵抗値算出部（Ｓ１７）と、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電電圧の計測に関連する制御タイミングの変化に反映する計測タイミング制御部（Ｓ１３）とを備えている。

（２）また、前記計測タイミング制御部（Ｓ１３）は、前記温度のパラメータを、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さ（図３中のＴｃ）の違いに反映する。

（３）また、前記計測タイミング制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブル（ＴＢ１）を有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さ（図３中のＴｃ）を自動的に補正する。

（４）また、図２に示すように、前記充電電圧計測部を用いて、前記正極側電源ライン又は負極側電源ラインと前記接地電極との間に現れる電源電圧を検出する電源電圧検出部（Ｓ２１、Ｓ２３）を更に備える。この電源電圧検出部は、前記フライングキャパシタの完全充電に要する充電所要時間よりも短い電源電圧計測周期（図３中のＴｃ２）で、前記フライングキャパシタを充電した後で電圧を計測し、計測値から前記電源電圧の推定値を把握すると共に、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを前記推定値の補正に利用する。

（５）また、前記電源電圧検出部は、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、電源電圧計測周期内で前記フライングキャパシタを充電する時間の長さ（図３中のＴｃ２）の違いに反映する。

（６）また、前記電源電圧検出部は、電圧の計測値を前記推定値に換算するための複数の換算係数の情報を、電圧計測値の複数の範囲のそれぞれと対応付けて保持する電圧換算定数テーブル（ＴＢ２）を有し、前記電圧換算定数テーブルから取得した１つの換算係数に基づいて前記推定値を算出する（Ｓ２３）。

１０ 絶縁状態検出装置
１１ マイクロコンピュータ
１３ 正極側入力端子
１４ 負極側入力端子
１５ 接地電極
２０ 入力回路
２１ 出力端子
２５ サーミスタ
３１〜３７ 配線
５０ 車載直流高圧電源
１０１，１０２ Ｙコンデンサ
１０３ 接地電極
１１１ 正極側電源ライン
１１２ 負極側電源ライン
Ｃ１ 検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗器
ＲＬｐ，ＲＬｎ 地絡抵抗
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチング素子
ＳＷｘ 操作スイッチ
ＴＢ１ 定数テーブル
ＴＢ２ 電圧換算定数テーブル

Claims (4)

1. 所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を把握する絶縁状態検出装置であって、
   前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部と、
   前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する充電電圧計測部と、
   前記フライングキャパシタの充電電圧に関する計測値に基づいて、前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁抵抗値を算出する地絡抵抗値算出部と、
   前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電電圧の計測に関連する制御タイミングの変化に反映する計測タイミング制御部と
   を備えることを特徴とする絶縁状態検出装置。
2. 前記計測タイミング制御部は、前記温度のパラメータを、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さの違いに反映する
   ことを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
3. 前記計測タイミング制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブルを有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さを自動的に補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
4. 前記充電電圧計測部を用いて、前記正極側電源ライン又は負極側電源ラインと前記接地電極との間に現れる電源電圧を検出する電源電圧検出部を更に備え、
   前記電源電圧検出部は、前記フライングキャパシタの完全充電に要する充電所要時間よりも短い電源電圧計測周期で、前記フライングキャパシタを充電した後で電圧を計測し、計測値から前記電源電圧の推定値を把握すると共に、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを前記推定値の補正に利用する
   ことを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。

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