JP5698590B2 - 絶縁状態検出ユニットの故障検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、フライングキャパシタを用いて非接地電源の接地電位部に対する絶縁状態を検出するユニットに係り、特に、充放電回路に対するフライングキャパシタの接続状態を切り替えるスイッチの故障を検出する装置に関するものである。

例えば、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、高圧化（例えば２００Ｖ）された直流電源を車体から絶縁して非接地電源とするのが通常である。このような非接地電源における地絡の有無の検出等、非接地電源の接地電位部に対する絶縁状態の検出には、フライングキャパシタを用いた検出ユニットが用いられる。

この検出ユニットでは、内部のスイッチを切り換えつつ、フライングキャパシタを、接地電位部から絶縁した直流電源の電源電圧に応じた電荷量、直流電源の正端子側の地絡抵抗に応じた電荷量、及び、直流電源の負端子側の地絡抵抗に応じた電荷量でそれぞれ充電させる。そして、検出ユニットのコントローラにおいて、各充電電圧を測定し、その測定値に基づいて正端子側及び負端子側の地絡抵抗を算出することで、絶縁状態を検出することができる。

しかし、内部のスイッチがデッドショートやレアショートを起こしていると、絶縁状態を正確に検出することができない。そこで、絶縁状態の検出時に本来はオンとするスイッチを１つずつオフ状態とし、オフ状態としたスイッチがオン状態のときにしか生じない状態をフライングキャパシタの充電状態から検出することで、スイッチの故障を検出することが提案されている。

具体的には、例えば、本来は放電しないはずのフライングキャパシタが実際には放電している場合に、フライングキャパシタの放電回路上に存在するスイッチのいずれかが故障しているものと判断するようにしている（例えば、特許文献１，２，３，４）。

特許第３８９０５０３号公報 特許第３８９０５０４号公報 特許第３９６２９９１号公報 特開２００８−８９３２３号公報

上述した従来のスイッチの故障検出に際しては、フライングキャパシタの充電電圧と故障検出用の閾値との比較を行う。このとき、フライングキャパシタの充電電圧の測定値にはノイズ成分が含まれることがある。ノイズ成分の存在に起因する故障検出の誤判定を避けるためには、ノイズ成分の電圧値よりも高い値を故障検出用の閾値とするのが有利である。

しかし実際には、例え稀にしか起こらなくてもスイッチのレアショート状態まで故障として検出することが望まれるので、レアショート状態を検出対象に含められるように低い値を故障検出用の閾値とせざるを得ない。このような値に設定された閾値を用いた故障検出では、ノイズ成分の存在により誤って故障検出してしまう確率が高くなってしまう。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、レアショート状態を故障検出範囲に含めつつ、充電電圧の測定値に含まれるノイズ成分により誤って故障検出してしまうことを抑制し、精度よく故障検出することができる絶縁状態検出ユニットの故障検出装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に記載した本発明の絶縁検出ユニットの故障検出装置は、
接地電位部から絶縁した直流電源の電源電圧に応じた電荷量で充電されるフライングキャパシタの放電回路上に設けられた、前記フライングキャパシタの一端を該フライングキャパシタの充電電圧の測定手段に接続する第１スイッチ及び前記フライングキャパシタの他端を前記接地電位部に接続する第２スイッチの故障状態を、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタが充電されているときの、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのいずれか一方がオン状態で他方がオフ状態のときの前記測定手段による測定電圧値と、故障判定閾値との比較結果に基づいて検出する、絶縁検出ユニットの故障検出装置において、
前記故障状態を検出する度に、該故障状態の検出の直前に前記測定手段が測定した、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタが充電されているときの、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが共にオン状態のときの電圧値を、予め定められた割合まで低くした電圧値を、前記故障判定閾値とし、その後、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタを再び充電する前に行った前記比較結果に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの故障状態を検出する故障検出手段を備える、
ことを特徴とする。

請求項１に記載した本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置によれば、故障検出直前の測定手段による測定電圧値（フライングキャパシタの充電電圧）を予め定められた割合まで低くした故障判定閾値が決定される。したがって、故障検出直前の測定手段による測定電圧値が高ければ故障判定閾値も高い値となり、故障検出直前の測定手段による測定電圧値が低ければ故障判定閾値も低い値となる。

ところで、第１スイッチ又は第２スイッチに故障が発生している場合、故障検出時に測定手段が測定する第１スイッチ及び第２スイッチの一方がオン、他方がオフ時のフライングキャパシタの充電電圧は、故障検出直前の測定手段による測定電圧値が高ければ高く、測定電圧値が低ければ低い。

したがって、故障検出直前の測定手段による測定電圧値から故障判定閾値を決定する際の割合を適切に設定することで、故障判定閾値を故障検出直前の測定手段による測定電圧値に応じた変動値としても、第１スイッチや第２スイッチのレアショート状態を含む故障の検出を行える。

そして、故障検出直前の測定手段による測定電圧値が高い程、その測定電圧値に含まれるノイズ成分の電圧値を故障判定閾値が上回る可能性が高くなり、あるいは、ノイズ成分の電圧値を故障判定閾値が上回る度合いも大きくなる。そのため、故障検出直前の測定手段による測定電圧値が高いほど、これに基づいて決定される故障判定閾値に、ノイズ成分に対するマージンを多く確保できるようになる。

これにより、レアショート状態を故障検出範囲に含めつつ、故障検出時の測定手段による測定電圧値（フライングキャパシタの充電電圧）に含まれるノイズ成分により誤って故障検出してしまうことを抑制し、精度よく故障検出することができる。

また、請求項２に記載した本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置は、請求項１に記載した本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置において、
前記測定手段が、
前記フライングキャパシタの一端の電位に応じた電荷量で充電されるコンデンサと、該コンデンサを前記第１スイッチを介して前記フライングキャパシタの一端に接続する第３スイッチとを有しており、
かつ、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが共にオン状態のときに前記第３スイッチを所定期間オン状態として前記コンデンサに充電した充電電荷に応じた電圧値を、測定電圧値として取得するように構成されており、
前記故障検出手段がさらに、
前記フライングキャパシタの充電電圧に応じた電荷量で前記コンデンサが充電されているときの、前記第３スイッチがオフ状態のときの前記測定手段による測定電圧値を、予め定められた割合まで低くした電圧値を、前記第３スイッチの故障判定閾値とし、その後、前記第３スイッチのオンによる前記コンデンサの放電前に行った前記第３スイッチの故障判定閾値と前記測定手段による測定電圧値との比較結果、及び、前記第３スイッチのオンによる前記コンデンサの放電後に行った前記第３スイッチの故障判定閾値と前記測定手段による測定電圧値との比較結果のうち、少なくとも一方の比較結果に基づいて、前記第３スイッチの故障状態を検出する、
ことを特徴とする。

請求項２に記載した本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置によれば、請求項１に記載した本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置において、測定手段がフライングキャパシタの充電電圧に対応する測定電圧値を測定するために用いる第３スイッチにも、オン状態やオフ状態にロックする故障が生じる可能性がある。

ところで、フライングキャパシタの充電電圧に応じた電荷量でコンデンサが充電されている場合、第３スイッチがオフ状態のときには、コンデンサは放電回路から遮断された状態にある。したがって、測定手段による測定電圧値は、本来ならコンデンサの充電電圧に応じた値となるべきである。しかし、オフ状態であるはずの第３スイッチに故障が生じてオン状態となっていると、コンデンサが第３スイッチを介して接続された放電回路により放電するので、測定手段による測定電圧値はゼロとなる。

また、フライングキャパシタの充電電圧に応じた電荷量でコンデンサが充電されている場合、第３スイッチがオン状態のときには、コンデンサが第３スイッチを介して放電回路に接続され、充電した電荷を放電する状態にある。したがって、測定手段による測定電圧値は、本来ならゼロであるべきである。しかし、オン状態であるはずの第３スイッチに故障が生じてオフ状態となっていると、コンデンサが放電を行わずフライングキャパシタの充電電圧に応じた電荷量で充電されたままの状態になるので、測定手段による測定電圧値はゼロよりも高い値となる。

そのため、第３スイッチの故障判定閾値は、測定電圧値の方が第３スイッチの故障判定閾値よりも低いときに第３スイッチがオン状態にロックする故障を起こしていると判断し、測定電圧値の方が第３スイッチの故障判定閾値よりも高いときに第３スイッチがオフ状態にロックする故障を起こしていると判断するような、ゼロよりも高い値に設定される。

よって、測定手段が有する第３スイッチについても故障判定閾値を用いた故障検出を行うことができる。

しかも、故障検出直前の測定手段による測定値が高いときには、それに応じて第３スイッチの故障判定閾値も高くして、ノイズ成分のせいで故障検出時の測定手段による測定値が第３スイッチの故障判定閾値を超えて第３スイッチに故障が生じていると誤って判断されてしまうのを、防止することができる。

これにより、測定手段が有する第３スイッチについても、レアショート状態を故障検出範囲に含めつつ、故障検出時の測定手段による測定電圧値（フライングキャパシタの充電電圧）に含まれるノイズ成分により誤って、第３スイッチがオフ状態にロックする故障を起こしている、と判断してしまうのを防ぐことができる。

本発明の絶縁状態検出ユニットの故障検出装置によれば、レアショート状態を故障検出範囲に含めつつ、充電電圧の測定値に含まれるノイズ成分により誤って故障検出してしまうことを抑制し、精度よく故障検出することができる。

本発明の一実施形態に係る故障検出装置を有する絶縁状態検出ユニットを示す回路図である。 図１のサンプルホールド回路を示す回路図である。 図１及び図２の各スイッチのオンオフとコンデンサの充電状態との関係を示すタイムチャートである。 地絡検出回路のスイッチの故障検出に固定値の故障判定閾値を用いる場合の説明図である。 本発明の一実施形態に係り図１の地絡検出回路のスイッチの故障検出に変動値の故障判定閾値を用いる場合の説明図である。 図１のスイッチの故障検出を変動値の故障判定閾値を用いて行う際の各スイッチのオンオフタイミングを示すタイミングチャートである。 図１のスイッチの故障検出を変動値の故障判定閾値を用いて行う際の各スイッチのオンオフタイミングを示すタイミングチャートである。 図１のスイッチの故障検出を固定値の故障判定閾値を用いて行う際の各スイッチのオンオフタイミングを示すタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の一実施形態に係る故障検出装置を有する絶縁状態検出ユニットを示す回路図である。本実施形態の絶縁状態検出ユニットは、車両（図示せず）の車体等の接地電位部から絶縁された直流電源Ｂの正端子側の主回路配線１ｐや負端子側の主回路配線１ｎにおける絶縁状態を検出するユニットである。

図１中引用符号ＲLpは正端子側の地絡抵抗、ＲLnは負端子側の地絡抵抗であり、それぞれ、正端子側の主回路配線１ｐや負端子側の主回路配線１ｎに地絡が発生した場合の仮想抵抗である。

主回路配線１ｐ，１ｎの絶縁状態を検出する絶縁状態検出ユニット１０は、フライングキャパシタＣ１を含む地絡検出回路１１と、フライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧をサンプルホールドするサンプルホールド回路１３と、サンプルホールド回路１３のホールド値を検出してフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定するマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略記する。）１５とを有している。フライングキャパシタＣ１は、本実施形態では、セラミックスコンデンサを用いている。

地絡検出回路１１は、フライングキャパシタＣ１の他、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの正極及び負極にそれぞれ選択的に接続するスイッチＳ１，Ｓ２と、フライングキャパシタＣ１をマイコン１５及び接地電位部に選択的に接続するスイッチＳ３，Ｓ４（請求項中の第１スイッチ及び第２スイッチに相当）とを有している。フライングキャパシタＣ１とスイッチＳ１，Ｓ２との間には、抵抗Ｒ１，Ｒ２がそれぞれ直列に接続されている。

なお、後述するマイコン１５によってフライングキャパシタＣ１の充電電圧や放電電圧を測定する際の直流電源Ｂに対する絶縁性を確保するために、抵抗Ｒ１，Ｒ２には、同じ値の高い抵抗値の抵抗が使用される。

サンプルホールド回路１３は、図２の回路図に示すように、マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１に一端が接続されたスイッチＳａ（請求項中の第３スイッチに相当）と、このスイッチＳａの一端と接地電位部との間に接続された読込用コンデンサＣａ（請求項中のコンデンサに相当）と、スイッチＳａの他端とスイッチＳ３との間に直列接続される抵抗Ｒａとを有している。

読込用コンデンサＣａは、スイッチＳａが閉じている間、抵抗Ｒ５を介してスイッチＳａの一端に現れる電位で充電される。

マイコン１５は直流電源Ｂよりも低い低圧系の電源（図示せず）によって動作するもので、直流電源Ｂはマイコン１５の接地電位からも絶縁されている。地絡検出回路１１の各スイッチＳ１〜Ｓ４，Ｓａとサンプルホールド回路１３のスイッチＳａとは、例えば光ＭＯＳＦＥＴで構成されており、直流電源Ｂから絶縁してマイコン１５によりオンオフ制御できるようになっている。

マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１はサンプルホールド回路１３を介してスイッチＳ３と接続されている。サンプルホールド回路１３とスイッチＳ３との接続点は、抵抗Ｒ４を介して接地されており、スイッチＳ４と接地電位部との間には、抵抗Ｒ５が接続されている。また、フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の極）側のスイッチＳ１，Ｓ３は直列接続されており、両者の接続点とフライングキャパシタＣ１の一端との間には、電流方向切替回路Ｘが接続されている。

電流方向切替回路Ｘは並列回路であり、その一つは、スイッチＳ１からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となるダイオードＤ０と抵抗Ｒ１の直列回路で構成され、他の一つは、スイッチＳ３からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となるダイオードＤ１で構成され、最後の一つは、フライングキャパシタＣ１の一端からスイッチＳ３に向けて順方向となるダイオードＤ２と抵抗Ｒ３の直列回路で構成されている。

そして、本実施形態では、上述したサンプルホールド回路１３及びマイコン１５によって、請求項中の測定手段が構成されている。

次に、上述した絶縁状態検出ユニット１０において、絶縁状態を検出する際の手順について説明する。まず、マイコン１５の制御により、予め決定しておいた予定時間に亘って、スイッチＳ１，Ｓ２をオンさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフさせる。ここで、予定時間とは、フライングキャパシタＣ１が完全に充電されるのに要する時間よりも短い時間である。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、スイッチＳ１、ダイオードＤ０、抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端（図１中上方の極）、他端（同下方の極）、抵抗Ｒ２、スイッチＳ２、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第１充電回路と称する。

そして、この第１充電回路において、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の正極が、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ３、及び、スイッチＳ３を介してサンプルホールド回路１３に接続され、負極がスイッチＳ４、及び、抵抗Ｒ５を介して接地電位部に接続される。これにより、フライングキャパシタＣ１を放電させる。

また、図３のタイムチャートに示すように、スイッチＳ３，Ｓ４のオンと同時（Ｔ１の時点）に、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａを短時間（Ｔ１〜Ｔ２の期間、例えば、２００〜３００μｓ）オンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧したうちの、抵抗Ｒ３の両端電圧の差に相当する電位で、読込用コンデンサＣａが充電される。

ところで、フライングキャパシタＣ１の放電開始時には、直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電された状態にある。そのため、フライングキャパシタＣ１の放電開始直後にその放電電圧で充電される読込用コンデンサＣａには、直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量のうち、抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧比に応じた電荷量が蓄積されることになる。

そして、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１３のスイッチＳａをオフさせると（Ｔ２の時点）、読込用コンデンサＣａの充電電圧を分圧した電位が、サンプルホールド回路１３を介してマイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１に入力されて測定される。そこで、この測定値と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧比と、抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧比とから、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１をマイコン１５で測定させる。

なお、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａをオフさせた後、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１を測定している間も、スイッチＳ３，Ｓ４はオンされたままであるので、フライングキャパシタＣ１は引き続き放電状態にある。

さらに、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１の測定終了後（Ｔ３の時点）、マイコン１５の制御により、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａをオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサＣａとを放電状態とする。それぞれを完全に放電させた時点で（Ｔ４の時点）、マイコン１５の制御により、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフさせる。

そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサＣａとを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、スイッチＳ１，Ｓ４をオンさせると共にスイッチＳ２，Ｓ３をオフさせる。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、スイッチＳ１、ダイオードＤ０、抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、スイッチＳ４、抵抗Ｒ５、（接地電位部、）負端子側の地絡抵抗ＲLn、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第２充電回路と称する。

そして、この第２充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、負端子側の地絡抵抗ＲLnに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせ（図３のＴ１の時点）、かつ、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａを短時間（図３のＴ１〜Ｔ２の期間、例えば、２００〜３００μｓ）オンさせる。

その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１３のスイッチＳａを再びオンさせるまでの間（図３のＴ２〜Ｔ３の期間）、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１の測定の際と同様にして、負端子側の地絡抵抗ＲLnに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１−をマイコン１５で測定させる。

そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサＣａとを完全に放電させた後、マイコン１５の制御により、上述した予定時間に亘って、スイッチＳ２，Ｓ３をオンさせると共にスイッチＳ１，Ｓ４をオフさせる。

これにより、直流電源Ｂの正極から、正端子側の主回路配線１ｐ、正端子側の地絡抵抗ＲLp、（接地電位部、）抵抗Ｒ４、スイッチＳ３、ダイオードＤ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、抵抗Ｒ２、スイッチＳ２、及び、負端子側の主回路配線１ｎを経て、直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。以後、この充電回路を第３充電回路と称する。

そして、この第３充電回路において、フライングキャパシタＣ１を、正端子側の地絡抵抗ＲLpに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。

続いて、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ５をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４をオンさせ（図３のＴ１の時点）、かつ、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａを短時間（図３のＴ１〜Ｔ２の期間、例えば、２００〜３００μｓ）オンさせる。

その後、マイコン１５の制御によりサンプルホールド回路１３のスイッチＳａを再びオンさせるまでの間（図３のＴ２〜Ｔ３の期間）、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１の測定の際や、負端子側の地絡抵抗ＲLnに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１−の測定の際と同様にして、正端子側の地絡抵抗ＲLpに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１＋をマイコン１５で測定させる。そして、フライングキャパシタＣ１と読込用コンデンサＣａとを完全に放電させる。

ところで、直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１、負端子側の地絡抵抗ＲLnに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１−、及び、正端子側の地絡抵抗ＲLpに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１＋と、正端子側の地絡抵抗ＲLpと負端子側の地絡抵抗ＲLnとの並列合成抵抗値Ｒ＝（ＲLp＋ＲLn）／（ＲLp×ＲLn）との間には、下記関係式
（ＲLp＋ＲLn）／（ＲLp×ＲLn）＝｛（Ｖｃ１＋）＋（Ｖｃ１−）｝／Ｖｃ１
なる関係がある。

そこで、マイコン１５は、上記の関係式を用いて正端子側と負端子側の地絡抵抗ＲLp，ＲLnの並列合成抵抗値を算出し、直流電源Ｂの絶縁状態を検出することができる。

なお、本実施形態の地絡検出回路１１でフライングキャパシタＣ１として用いているセラミックスコンデンサは、ＤＣバイアスによって静電容量が大きく変わる。また、絶縁状態検出ユニット１０の環境温度やフライングキャパシタＣ１として用いているセラミックスコンデンサの特性の個体差等によっても、静電容量が大きく変わる。

そこで、これらの静電容量変化の影響を排除するために、マイコン１５による各充電電圧Ｖｃ１，Ｖｃ１−，Ｖｃ１＋の測定手順を変更してもよい。以下、その測定手順について説明する。

フライングキャパシタＣ１の静電容量が正常時よりも下がると、フライングキャパシタＣ１を一定時間充電した場合の充電量が正常時よりも高くなり、フライングキャパシタＣ１の放電量が、放電開始からしばらくの間は高くなる。

一方、フライングキャパシタＣ１の静電容量が正常時よりも上がると、フライングキャパシタＣ１を一定時間充電した場合の充電量が正常時よりも低くなり、フライングキャパシタＣ１の放電量が、放電開始からしばらくの間は低くなる。

放電開始からしばらく経過すると、フライングキャパシタＣ１の放電が飽和に近づくので、フライングキャパシタＣ１の静電容量が正常時より上下していても、それ以降のフライングキャパシタＣ１の放電量には大きな差は生じない。

即ち、フライングキャパシタＣ１の静電容量特性のばらつきによる充電量の変動は大きいが、フライングキャパシタＣ１の放電開始からしばらくの間経過した時点における放電電圧のばらつきは小さくなる。具体的には、フライングキャパシタＣ１を一定時間（ｔ１）充電した後に放電した場合の放電開始時点における放電電圧ＶＤ１と、フライングキャパシタＣ１の放電開始から時間ｔ２が経過した時点における放電電圧ＶＤ２とは、下式
ＶＤ１＝Ｖ０×（１−ｅｘｐ^{−｛ｔ１／（Ｃ１×ａ×ＲＣ）｝}）
ＶＤ２＝Ｖ０×（ｅｘｐ^{−｛ｔ２／（Ｃ１×ａ×ＲＤ）｝}）
但し、Ｖ０：充電電圧
Ｃ１：フライングキャパシタＣ１の静電容量
ＲＣ：充電抵抗値
ＲＤ：放電抵抗値
ａ：フライングキャパシタＣ１の静電容量のばらつき係数（正常時の静電容量 に対する比）
によって表される。

上式から明らかなように、フライングキャパシタＣ１の静電容量が下がる方向にばらつきが生じた場合、放電開始時点の放電電圧ＶＤ１は高くなる。また、放電開始から時間ｔ２が経過した時点の放電電圧ＶＤ２も高くなる。反対に、フライングキャパシタＣ１の静電容量が上がる方向にばらつきが生じた場合、放電開始時点の放電電圧ＶＤ１は低くなる。また、放電開始から時間ｔ２が経過した時点の放電電圧ＶＤ２も低くなる。

このように、フライングキャパシタＣ１の静電容量が正常時に対して上下したときに、フライングキャパシタの充電量が正常時に対して高低した分は、フライングキャパシタＣ１の放電量が放電開始からしばらくの間高低することで打ち消されるものと考えられる。

したがって、フライングキャパシタＣ１の放電電圧からフライングキャパシタＣ１を一定時間充電した際の充電電圧を求める場合、放電電圧ＶＤ２を用いた下式
Ｖ０＝ＶＤ２／｛（ｔ２とＣ１×ＲＤとによる放電割合）×（ｔ１とＣ１×ＲＣとによる充電割合）｝・・・（式１）
但し、放電割合：放電後の電荷残存率
充電割合：充電後の電荷残存率
によって充電電圧Ｖ０を求める方が、放電電圧ＶＤ１を用いた下式
Ｖ０＝ＶＤ１／（ｔ１とＣ１×ＲＣとによる充電割合）・・・（式２）
によって充電電圧Ｖ０を求めるよりも、精度が高くなる。

そこで、フライングキャパシタＣ１の放電開始からしばらくの間経過した後に、マイコン１５の制御により、スイッチＳ１，Ｓ２をオフさせると共にスイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオンさせる（図３のＴ１の時点）。そして、短時間後にマイコン１５の制御によりスイッチＳａをオフさせるまでの間（図３のＴ１〜Ｔ２の期間）に充電された読込用コンデンサＣａの充電電圧を分圧した電位を、マイコン１５の第１Ａ／Ｄ変換ポートＡ／Ｄ１の入力から測定し、これに基づいて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧をマイコン１５で測定する。

このようにして、フライングキャパシタＣ１の各充電電圧Ｖｃ１，Ｖｃ１−，Ｖｃ１＋を、フライングキャパシタＣ１の放電開始からしばらくの間経過した後に測定した放電電圧ＶＤ２から求めるようにしてもよい。また、直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量で充電されたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１を、上述した放電電圧ＶＤ２から求め、負端子側の地絡抵抗ＲLnに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１−や、正端子側の地絡抵抗ＲLpに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃ１＋を、放電開始時点における放電電圧ＶＤ１から求めるようにしてもよい。

なお、フライングキャパシタＣ１の放電が飽和に近づくペースは、フライングキャパシタＣ１の静電容量によって異なる。したがって、静電容量が正常ではないフライングキャパシタＣ１の放電量が正常な静電容量のフライングキャパシタＣ１の放電量と大きく変わらなくなる時点（放電開始からしばらくの間経過した時点）は、静電容量が正常であるときよりも上か下かによって異なる。

そこで、静電容量が正常ではないフライングキャパシタＣ１の放電量が正常な静電容量のフライングキャパシタＣ１の放電量と大きく変わらなくなる時点の、静電容量が正常であるときよりも上である場合と下である場合との平均を求めて、その平均した時点を、放電電圧ＶＤ２を測定する時点とするようにしてもよい。

ところで、地絡検出回路１１の各スイッチＳ１〜Ｓ４がオン状態にロックされる故障を起こすと、上述した手順による直流電源Ｂの絶縁状態を正しく検出することができなくなる。そこで、上述したマイコン１５は、直流電源Ｂの絶縁状態の検出と並行して、スイッチＳ１〜Ｓ４の故障検出を行う。

スイッチＳ１〜Ｓ４の故障検出は、本来はオンとするスイッチＳ１〜Ｓ４を１つずつオフ状態とし、オフ状態としたスイッチＳ１〜Ｓ４がオン状態のときにしか生じない状態をフライングキャパシタＣ１の充電状態から検出することで行う。

スイッチＳ１〜Ｓ４の故障検出に際しては、フライングキャパシタＣ１の充電電圧に相当するサンプルホールド回路１３の読込用コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ（請求項中の測定電圧値に相当）と、故障検出用の閾値（故障判定閾値）との比較を行う。

ここで、従来のように、故障判定閾値を固定値とする場合について、図４を参照して説明する。

スイッチの故障には、デッドショート状態とレアショート状態とがある。絶縁状態検出ユニット１０においてスイッチの故障が発生した場合、フライングキャパシタＣ１の充電電圧に対応する値としてマイコン１５が測定する読込用コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ（測定電圧値）は、デッドショート状態のときの方が、レアショート状態のときよりも高い値となる。

したがって、例えば、マイコン１５による測定電圧値の５０％を故障判定閾値とする場合、スイッチにデッドショート状態の故障が生じた場合における測定電圧値の想定範囲内の最大値（図４の測定電圧値ｍａｘ時のデッドショートの棒グラフに示すレベル）を、故障判定閾値の基準とすれば、故障判定閾値は最も高い値となる（図４の故障判定閾値（１））。

一方、スイッチにデッドショート状態の故障が生じた場合における測定電圧値の想定範囲内の最小値（図４の測定電圧値ｍｉｎ時のデッドショートの棒グラフに示すレベル）を、故障判定閾値の基準とすれば、故障判定閾値は最も低い値となる（図４の故障判定閾値（２））。

故障判定閾値を最も高い図４の故障判定閾値（１）にすると、スイッチにレアショート状態の故障が生じた際、マイコン１５による測定電圧値が想定範囲内の最小値（図４の測定電圧値ｍｉｎ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）である場合には、故障を検出することができない。

これに対し、故障判定閾値を最も低い図４の故障判定閾値（２）にすれば、スイッチにレアショート状態の故障が生じた際、マイコン１５による測定電圧値が想定範囲内の最小値（図４の測定電圧値ｍｉｎ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）であっても、故障を検出することができる。

その代わり、スイッチにデッドショート状態やレアショート状態の故障が起こっていない場合にマイコン１５による測定電圧値に含まれるノイズ成分（図４のノイズマージンワーストのレベル）と故障判定閾値とのレベル差がなくなる。そのため、スイッチに故障が起こっていないのに、測定電圧値に含まれるノイズ成分のせいで、故障検出の誤判定が発生しやすくなってしまう。

なお、図４の故障判定閾値（１），（２）の中間値（図４の故障判定閾値（３））を、故障判定閾値とすることも考えられる。しかし、そうすると、スイッチにレアショート状態の故障が生じた際、マイコン１５による測定電圧値が想定範囲内の最小値（図４の測定電圧値ｍｉｎ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）かそれに近い値であるときには、故障を検出することができなくなる。

そこで、本実施形態の絶縁状態検出ユニット１０では、故障判定閾値を、故障検出の直前にマイコン１５で測定される、直流電圧Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電されているときの、サンプルホールド回路１３の読込用コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ（マイコン１５による測定電圧値）の５０％の電圧値（請求項中の「予め定められた割合まで低くした電圧値」に相当）を、故障判定閾値としている。

例えば、図５に示すように、故障検出の直前におけるマイコン１５による測定電圧値が、スイッチにデッドショート状態の故障が生じた場合の想定範囲内の最大値（図５の測定電圧値ｍａｘ時のデッドショートの棒グラフに示すレベル）である場合は、故障判定閾値はその半分の、図５のケース１の線で示すレベルとなる。

このときには、フライングキャパシタＣ１の充電状態やマイコン１５による測定電圧値に含まれるノイズ成分のボリュームの状況等から、マイコン１５による測定電圧値が想定範囲内の最大のレベルにある。したがって、スイッチにレアショート状態の故障が発生したときにも、マイコン１５による測定電圧値は、想定範囲内の最大値（図５の測定電圧値ｍａｘ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）に達するはずである。

スイッチにレアショート状態の故障が発生したときのマイコン１５による測定電圧値の最大値（図５の測定電圧値ｍａｘ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）は、図５のケース１の線で示す故障判定閾値のレベルよりも明らかに高い。また、マイコン１５による測定電圧値に含まれるノイズ成分の想定範囲の最大値（図５のノイズマージンワーストのレベル）は、故障判定閾値よりも明らかに低い。

また、故障検出の直前におけるマイコン１５による測定電圧値が、スイッチにデッドショート状態の故障が生じた場合の想定範囲内の最小値（図５の測定電圧値ｍｉｎ時のデッドショートの棒グラフに示すレベル）である場合は、故障判定閾値はその半分の、図５のケース２の線で示すレベルとなる。

このときには、フライングキャパシタＣ１の充電状態から、マイコン１５による測定電圧値が想定範囲内の最小のレベルにある。したがって、スイッチにレアショート状態の故障が発生したときにも、マイコン１５による測定電圧値は、想定範囲内の最小値（図５の測定電圧値ｍｉｎ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）程度となるはずである。

スイッチにレアショート状態の故障が発生したときのマイコン１５による測定電圧値の最小値（図５の測定電圧値ｍｉｎ時のレアショートの棒グラフに示すレベル）は、図５のケース２の線で示す故障判定閾値のレベルよりも明らかに高い。また、マイコン１５による測定電圧値に含まれるノイズ成分の想定範囲の最大値（図５のノイズマージンワーストのレベル）は、故障判定閾値よりも明らかに低い。

したがって、故障検出の直前における、直流電圧Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電されているときの、マイコン１５による測定電圧値を基準にして、変動値による故障判定閾値を決定することで、スイッチに故障が起こっている場合に、レアショート状態の検出範囲を狭めることなく、精度よく検出することができるようになる。

また、故障判定閾値が高い値であるほど、フライングキャパシタＣ１の充電電圧に含まれるノイズ成分の電圧値を故障判定閾値が上回る可能性が高くなり、あるいは、ノイズ成分の電圧値を故障判定閾値が上回る度合いも大きくなる。そのため、故障検出直前のマイコン１５による測定電圧値が高いほど、これに基づいて決定される故障判定閾値に、ノイズ成分に対するマージンを多く確保して、レアショート状態を故障検出範囲に含めつつ、マイコン１５の測定電圧値に基づき故障検出を精度よく行うことができる。

次に、上述した変動値による故障判定閾値を決定する際の具体的な手順について説明するのに先立ち、絶縁状態検出ユニット１０に存在する地絡検出回路１１の各スイッチＳ１〜Ｓ４やサンプルホールド回路１３のスイッチＳａの故障検出手順について説明する。

直流電源Ｂの正極及び負極とフライングキャパシタＣ１とをそれぞれ接続するスイッチＳ１，Ｓ２については、フライングキャパシタＣ１を放電した後に、スイッチＳ１，Ｓ２をそれぞれ一方ずつオン状態とし、その後にフライングキャパシタＣ１が充電されているか否かを確認することで、故障を検出することができる。

即ち、スイッチＳ１をオン状態としスイッチＳ２をオフ状態としたときに、スイッチＳ２にオン状態にロックされる故障が発生していれば、本来は充電されないはずのフライングキャパシタＣ１が直流電源Ｂによって充電される。同様に、スイッチＳ１をオフ状態としスイッチＳ２をオン状態としたときに、スイッチＳ１にオン状態にロックされる故障が発生している場合にも、本来は充電されないはずのフライングキャパシタＣ１が直流電源Ｂによって充電される。

よって、その後にフライングキャパシタＣ１の充電電圧に相当するサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａの充電電圧（測定電圧値）をマイコン１５で測定し、これが故障判定閾値よりも下である（故障なし）か、上である（故障あり）かを確認することで、スイッチＳ１，Ｓ２の故障を検出することができる。

ここで、スイッチＳ１，Ｓ２の故障判定閾値を、故障検出の直前における、直流電圧Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電されているときの、マイコン１５による測定電圧値を基準にした変動値として決定するには、次のような手順が必要になる。

即ち、上述したように、フライングキャパシタＣ１を放電した後、スイッチＳ１，Ｓ２を交互にオンさせるまでの間に、スイッチＳ１，Ｓ２を両方ともオンさせて直流電源Ｂの電源電圧によりフライングキャパシタＣ１を充電するステップを介在させる必要がある。

しかし、そのようなステップを介在させることは手順上不可能である。そのため、スイッチＳ１，Ｓ２の故障検出に用いる故障判定閾値については、本実施形態の適用外とし、従来通り固定値を故障判定閾値に用いることにする。

次に、サンプルホールド回路１３とフライングキャパシタＣ１とを接続するスイッチＳ３については、フライングキャパシタＣ１が充電されており、サンプルホールド回路１３のコンデンサＣａが放電されている状態で、スイッチＳ４，Ｓａをオン状態とし、スイッチＳ３をオフ状態として、その後にコンデンサＣａが充電されているか否かを確認することで、故障を検出することができる。

また、接地電位部とフライングキャパシタＣ１とを接続するスイッチＳ４については、フライングキャパシタＣ１が充電されており、サンプルホールド回路１３のコンデンサＣａが放電されている状態で、スイッチＳ３，Ｓａをオン状態とし、スイッチＳ４をオフ状態として、その後にコンデンサＣａが充電されているか否かを確認することで、故障を検出することができる。

ここで、スイッチＳ１，Ｓ２の故障判定閾値を、故障検出の直前における、直流電圧Ｂの電源電圧に応じた電荷量でフライングキャパシタＣ１が充電されているときの、マイコン１５による測定電圧値を基準にした変動値として決定するには、次のような手順が必要になる。

即ち、上述したような、フライングキャパシタＣ１が充電されており、サンプルホールド回路１３のコンデンサＣａが放電されている状態に至る前に、スイッチＳ１，Ｓ２を両方ともオンさせて直流電源Ｂの電源電圧によりフライングキャパシタＣ１を充電するステップと、フライングキャパシタＣ１の充電電圧に応じた電荷量でサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａを充電するステップと、充電したコンデンサＣａを放電させるステップとを実行する必要がある。

これらのステップを事前に実行することは、手順上可能である。そのため、スイッチＳ３，Ｓ４の故障検出については、本実施形態の適用対象とし、変動値を故障判定閾値に用いることにする。

なお、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａについては、コンデンサＣａが充電されている状態でスイッチＳａをオフ状態として、その後にコンデンサＣａが充電されているか否かを確認することで、故障を検出することができる。また、コンデンサＣａが放電されている状態でスイッチＳａをオン状態として、その後にコンデンサＣａが充電されているか否かを確認することで、故障を検出することができる。

ここで、スイッチＳａをオフ状態とする前にコンデンサＣａを充電させることや、スイッチＳａをオン状態とする前にコンデンサＣａを放電させることは、手順上可能である。そのため、スイッチＳａの故障検出についても、本実施形態の適用対象とし、変動値を故障判定閾値に用いることにする。

次に、変動値を故障判定閾値に用いてスイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａの故障検出を行う際の手順を、図６及び図７のタイミングチャートを参照して説明する。

まず、図６に示すように、スイッチＳ１，Ｓ２をオン状態とし、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフ状態として、フライングキャパシタＣ１を直流電源Ｂの電源電圧により充電させる。これにより、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃが上昇する。

続いて、スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態とした後、スイッチＳ３，Ｓ４をオン状態とし、一瞬遅れてスイッチＳａをオン状態として、フライングキャパシタＣ１の充電電荷によりサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａを充電させる。これにより、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａが上昇する。

そこで、コンデンサＣａの充電に十分な時間が経過したら、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフ状態とした後、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａをマイコン１５により測定し、これを測定電圧値として取得する（［通常計測１］）。なお、ここで測定電圧値として取得するコンデンサＣａの充電電圧Ｖａは、先に説明した、フライングキャパシタＣ１を一定時間（ｔ１）充電した後に放電した場合の放電開始時点における放電電圧ＶＤ１を求めるのに用いることができる。

そして、［通常計測１］における測定電圧値の５０％の電圧値を、スイッチＳ３，Ｓ４の故障検出に用いる故障判定閾値（請求項中の（第１スイッチ及び第２スイッチの）故障判定閾値に相当）の値とする。

次に、スイッチＳａをオン状態としてコンデンサＣａの放電を開始させ、少し遅れてスイッチＳ４をオン状態とする。スイッチＳａのオンからコンデンサＣａの時定数に応じた時間が経過すると、コンデンサＣａが放電し尽くすはずであるが、スイッチＳ３にオン状態にロックする故障が発生していると、スイッチＳ４がオン状態となった以降に、フライングキャパシタＣ１の充電電荷によりコンデンサＣａが充電される。

そこで、スイッチＳ４のオンからしばらく経過した後に（本来ならコンデンサＣａが放電し尽くすはずの時点で）、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａを測定電圧値としてマイコン１５により測定し、これを、上述した故障判定閾値（＝［通常計測１］／２）と比較する（図６の（ａ）の期間）。そして、［通常計測１］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が高い場合には、スイッチＳ３にオン状態にロックする故障が発生していると判定する。

続いて、スイッチＳ４をオフ状態とした後、少し遅れてスイッチＳ３をオン状態とする。ここで、スイッチＳ４をオフ状態とする前に、［通常計測１］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が高くなかった場合には、その状態が少なくともスイッチＳ３をオンする時点まで継続されているはずである。

そこで、スイッチＳ３のオンからしばらく経過した後に、図７に示すように、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａを測定電圧値としてマイコン１５により測定し、これを、上述した故障判定閾値（＝［通常計測１］／２）と比較する（図７の（ｂ）の期間）。そして、［通常計測１］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が高い場合には、スイッチＳ４にオン状態にロックする故障が発生していると判定する。

次に、スイッチＳ４をオン状態とすると同時にスイッチＳａをオフ状態とし、フライングキャパシタＣ１を放電回路により放電させ始め、それから程なくスイッチＳａをオン状態として、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃに応じた電荷量でサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａを充電させる。

さらに、コンデンサＣａの充電に十分な時間が経過したら、スイッチＳａをオフ状態として、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａをマイコン１５により測定し、これを測定電圧値として取得する（［通常計測２］）。なお、ここで測定電圧値として取得するコンデンサＣａの充電電圧Ｖａは、先に説明した、フライングキャパシタＣ１を一定時間（ｔ１）充電した後に放電した場合の放電開始から時間ｔ２が経過した時点の放電電圧ＶＤ２を求めるのに用いることができる。

そして、［通常計測２］における測定電圧値の５０％の電圧値を、スイッチＳａの故障検出に用いる故障判定閾値（請求項中の第３スイッチの故障判定閾値に相当）の値とする。

さらにしばらく経過した後（スイッチＳ４のオン及びスイッチＳａのオフからフライングキャパシタＣ１の時定数に応じた時間が経過して、フライングキャパシタＣ１が放電し尽くすはずのタイミングを過ぎたら、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａを測定電圧値としてマイコン１５により測定し、これを、上述した故障判定閾値（＝［通常計測２］／２）と比較する（図７の（ｃ）の期間）。そして、［通常計測２］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が低い場合には、スイッチＳａにオン状態にロックする故障が発生していると判定する。

続いて、スイッチＳａをオン状態とする。ここで、スイッチＳａをオン状態とする前に、［通常計測２］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が低くなかった場合には、その状態が少なくともスイッチＳａをオンする時点まで継続されているはずである。

そこで、スイッチＳａのオンからコンデンサＣａの時定数に応じた時間が経過して、コンデンサＣａが放電し尽くすはずのタイミングを過ぎたら、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフ状態として、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａを測定電圧値としてマイコン１５により測定し、これを、上述した故障判定閾値（＝［通常計測２］／２）と比較する（図７の（ｄ）の期間）。そして、［通常計測２］／２よりも測定電圧値（コンデンサＣａの充電電圧Ｖａ）の方が高い場合には、スイッチＳａにオン状態にロックする故障が発生していると判定する。

なお、固定値を故障判定閾値に用いてスイッチＳ１，Ｓ２の故障検出を行う際の手順は、図８のタイミングチャートに示すように、まず、スイッチＳ１を一定時間オンさせる。このとき（図８の（ｅ）の期間）、スイッチＳ２にオン状態にロックする故障が発生していると、フライングキャパシタＣ１が直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量で充電される。

また、スイッチＳ１を一定時間オンさせてオフ状態とした後、しばらく経過したら、次に、スイッチＳ２を一定時間オンさせる。このとき（図８の（ｆ）の期間）、スイッチＳ１にオン状態にロックする故障が発生していると、フライングキャパシタＣ１が直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量で充電される。

そして、スイッチＳ２を一定時間オンさせてオフ状態としたあと、しばらく経過したら、次に、スイッチＳ３，Ｓ４を同時にオンさせ、少し遅れてスイッチＳａもオンさせる。さらに、コンデンサＣａの充電に十分な時間が経過したら、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａをオフ状態とした後、コンデンサＣａの充電電圧Ｖａをマイコン１５により測定し、これを測定電圧値として取得する（図８の（ｇ）の期間）。

ここで、取得した測定電圧値が予め定められた固定値による故障判定閾値よりも高い場合には、スイッチＳ１，Ｓ２の少なくともどちらかに、オン状態にロックする故障が発生していると判定する。

ちなみに、スイッチＳ２を一定時間オンさせてオフ状態にした後に行った手順を、スイッチＳ１を一定時間オンさせてオフ状態にした後、しばらく経過してスイッチＳ２を一定時間オンさせるまでの間にも行って、スイッチＳ１，Ｓ２の故障判定を個別にそれぞれ行うようにしてもよい。その場合は、各スイッチＳ１，Ｓ２をそれぞれ一定時間オンさせる前に、コンデンサＣａを放電させるためのスイッチＳａの一定時間オンの手順を実行することになる。

以上に説明したように、本実施形態の絶縁状態検出ユニット１０によれば、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａの故障検出を、変動値による故障判定閾値を用いて行うものとした。即ち、フライングキャパシタＣ１が直流電源Ｂの電源電圧に応じた電荷量で充電されているときの、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃに応じた電荷量で充電されたサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａの充電電圧Ｖａ（［通常計測１］、［通常計測２］）を基準に、故障判定閾値を決定するものとした。

このため、マイコン１５による測定電圧値にノイズ成分が含まれていても、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓａに故障が起こっている場合に、レアショート状態の検出範囲を狭めることなく、精度よく故障を検出することができる。

即ち、レアショート状態を検出範囲に含めつつ、マイコン１５による測定電圧に含まれるノイズ成分に対するノイズマージンを故障判定閾値中に大きく取って、故障検出を精度よく行うことができる。

なお、本実施形態では、サンプルホールド回路１３を用いてフライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃに対応する電圧値をマイコン１５で測定することから、請求項中の測定電圧値がサンプルホールド回路１３のコンデンサＣａの充電電圧Ｖａであるものとした。しかし、サンプルホールド回路１３を用いずフライングキャパシタＣ１の放電時にその充電電圧Ｖｃを直接マイコン１５で測定する場合にも、本発明は適用可能である。その場合は、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃが請求項中の測定電圧値に相当し、これに基づいて、故障判定閾値が決定されることになる。

また、本実施形態では、請求項中の「予め定められた割合」が５０％である場合について説明したが、予め定められた割合は５０％以上であっても以下であってもよい。また、スイッチＳ３，Ｓ４の故障判定閾値とスイッチＳａの故障判定閾値とで、請求項中の「予め定められた割合」に相当する割合を異ならせてもよい。

さらに、本実施形態では、スイッチＳ３，Ｓ４の故障検出と共に、サンプルホールド回路１３のスイッチＳａの故障検出も行う場合について説明したが、サンプルホールド回路１３の有無を問わず、スイッチＳａの故障検出を行うための構成を省略してもよい。

また、フライングキャパシタＣ１の充電電圧Ｖｃの求め方は、本実施形態の中で説明した方法に限定されず任意である。

１ｎ 主回路配線
１ｐ 主回路配線
１０ 絶縁状態検出ユニット
１１ 地絡検出回路
１３ サンプルホールド回路
１５ マイクロコンピュータ
Ａ／Ｄ１ Ａ／Ｄ変換ポート
Ｂ 直流電源
Ｃ１ フライングキャパシタ
Ｃａ 読込用コンデンサ
Ｄ０ ダイオード
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
ＲLn 負端子側の地絡抵抗
ＲLp 正端子側の地絡抵抗
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒａ 抵抗
Ｓ１ スイッチ
Ｓ２ スイッチ
Ｓ３ スイッチ
Ｓ４ スイッチ
Ｓａ スイッチ
Ｘ 電流方向切替回路

Claims (2)

1. 接地電位部から絶縁した直流電源の電源電圧に応じた電荷量で充電されるフライングキャパシタの放電回路上に設けられた、前記フライングキャパシタの一端を該フライングキャパシタの充電電圧の測定手段に接続する第１スイッチ及び前記フライングキャパシタの他端を前記接地電位部に接続する第２スイッチの故障状態を、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタが充電されているときの、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのいずれか一方がオン状態で他方がオフ状態のときの前記測定手段による測定電圧値と、故障判定閾値との比較結果に基づいて検出する、絶縁検出ユニットの故障検出装置において、
   前記故障状態を検出する度に、該故障状態の検出の直前に前記測定手段が測定した、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタが充電されているときの、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが共にオン状態のときの電圧値を、予め定められた割合まで低くした電圧値を、前記故障判定閾値とし、その後、前記直流電源の電源電圧に応じた電荷量で前記フライングキャパシタを再び充電する前に行った前記比較結果に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの故障状態を検出する故障検出手段を備える、
   ことを特徴とする絶縁検出ユニットの故障検出装置。
2. 前記測定手段は、
   前記フライングキャパシタの一端の電位に応じた電荷量で充電されるコンデンサと、該コンデンサを前記第１スイッチを介して前記フライングキャパシタの一端に接続する第３スイッチとを有しており、
   かつ、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが共にオン状態のときに前記第３スイッチを所定期間オン状態として前記コンデンサに充電した充電電荷に応じた電圧値を、測定電圧値として取得するように構成されており、
   前記故障検出手段はさらに、
   前記フライングキャパシタの充電電圧に応じた電荷量で前記コンデンサが充電されているときの、前記第３スイッチがオフ状態のときの前記測定手段による測定電圧値を、予め定められた割合まで低くした電圧値を、前記第３スイッチの故障判定閾値とし、その後、前記第３スイッチのオンによる前記コンデンサの放電前に行った前記第３スイッチの故障判定閾値と前記測定手段による測定電圧値との比較結果、及び、前記第３スイッチのオンによる前記コンデンサの放電後に行った前記第３スイッチの故障判定閾値と前記測定手段による測定電圧値との比較結果のうち、少なくとも一方の比較結果に基づいて、前記第３スイッチの故障状態を検出する、
   ことを特徴とする請求項１記載の絶縁検出ユニットの故障検出装置。

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