JP2014132959A

JP2014132959A - 超音波診断装置

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Publication number: JP2014132959A
Application number: JP2013001824A
Authority: JP
Inventors: Masanori Kuzu; 将則久津
Original assignee: Hitachi Aloka Medical Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2013-01-09
Filing date: 2013-01-09
Publication date: 2014-07-24
Anticipated expiration: 2033-01-09
Also published as: EP2944265A4; EP2944265A1; US20150342570A1; CN104902824B; WO2014109234A1; JP5504357B1; CN104902824A

Abstract

【課題】二次元アレイ振動子において不要信号成分を低減する技術を提供する。
【解決手段】評価値算出部５０は、遅延処理部３０から得られる複数の受波信号に基づいて整相の度合いを評価することにより、複数の振動素子１２の二次元的な配列に関する二次元評価値を算出する。評価値算出部５０は、ｘ方向の一次元評価値とｙ方向の一次元評価値から、ｘｙ平面の二次元評価値を得る。また、乗算部６０は、加算処理部４０から出力される受信ビーム信号と二次元評価値を乗算して受信ビーム信号の利得を調整する。これにより、不要信号成分が低減される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、不要信号成分を低減する技術に関する。

超音波画像の画質を改善するにあたって、受信信号に含まれるサイドローブやグレーティングローブなどの不要信号成分を低減することが望ましい。超音波の受信ビームの形成においては、複数の振動素子から得られる複数の受波信号がフォーカス位置に応じて遅延処理され、フォーカス位置からの反射波の位相が揃えられる。つまり、複数の受波信号が整相される。そして、遅延処理後の複数の受波信号が加算処理されて受信ビーム信号が形成される。

ところが、各振動素子から得られる受波信号には、フォーカス位置以外からの不要な反射波成分も含まれている。そのため、遅延処理後の複数の受波信号を加算処理して得られる受信ビーム信号内には、不要な反射波成分に起因した不要信号成分が含まれる。この不要信号成分を低減する技術が従来から提案されている。

例えば、特許文献１には、整相の度合いを示すＣＦ（Coherence Factor）を用いて不要信号成分を低減する技術が記載されている。また、整相の度合いを示す値として、非特許文献１には、ＰＣＦ（Phase Coherence Factor）とＳＣＦ（Sign Coherence Factor）が記載されており、特許文献２には、ＳＴＦ（Sign Transit Factor）が記載されており、非特許文献２には、ＧＣＦ（Generalized Coherence Factor）が記載されている。

米国特許第５９１０１１５号明細書特開２０１２−８１１１４号公報

J. Camacho,et al, "Phase Coherence Imaging", IEEE trans. UFFC, vol.56, No.5, 2009. Pai-Chi Li,et al, "Adaptive Imaging Using the Generalized Coherence Factor", IEEE trans. UFFC, vol.50, No.2, 2003.

整相の度合いを示すＣＦ等は、複数の振動素子を一次元的に配列した一次元アレイ振動子に関する不要信号成分の低減において特に好適である。

このような状況において、本願の発明者は、複数の振動素子を二次元的に配列した二次元アレイ振動子における不要信号成分の低減について研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、二次元アレイ振動子において不要信号成分を低減する技術を提供することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、二次元的に配列された複数の振動素子と、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を遅延処理して整相する遅延処理部と、遅延処理された複数の受波信号に基づいて整相の度合いを評価することにより、二次元的に配列された複数の振動素子に関する二次元評価値を得る評価値算出部と、遅延処理された複数の受波信号を加算処理して受信信号を得る加算処理部と、前記二次元評価値に基づいて前記受信信号を調整することにより不要信号成分を低減する信号調整部と、を有し、前記評価値算出部は、二次元的に配列された複数の振動素子について、互いに異なる複数の配列方向において各配列方向ごとに整相の度合いを評価して一次元評価値を算出し、複数の配列方向から得られる複数の一次元評価値に基づいて、二次元的な配列の全体に亘る整相の度合いを示す前記二次元評価値を算出する、ことを特徴とする。

上記装置において、複数の振動素子は、例えば、横方向（ｘ方向）と縦方向（ｙ方向）に沿って格子状に配列されて二次元アレイ振動子を構成する。複数の振動素子により形成される振動子面は、矩形状でもよいし円形状でもよい。また、隣接する振動素子が互いにずれるように配列されてもよいし、いくつかの振動素子を無効素子としてスパース型の二次元アレイ振動子が形成されてもよい。

評価値算出部は、複数の振動素子の各配列方向ごとに整相の度合いを評価して一次元評価値を算出する。整相の度合いとは、遅延処理後における複数の受波信号に関する位相の状態に関する程度であり、例えば、整相の度合いの評価には、位相がどの程度揃っているか又は位相がどの程度ずれているかを評価することが含まれる。評価値算出部は、整相の度合いを一次元的に評価すればよいため、一次元評価値としては、例えば、特許文献１のＣＦ（Coherence Factor）、非特許文献１のＰＣＦ（Phase Coherence Factor）やＳＣＦ（Sign Coherence Factor）、特許文献２のＳＴＦ（Sign Transit Factor）などを利用することができる。もちろん、これら以外の一次元評価値が利用されてもよい。

そして、評価値算出部は、複数の配列方向から得られる複数の一次元評価値に基づいて二次元的な配列の全体に亘る整相の度合いを示す二次元評価値を算出する。例えば、複数の一次元評価値に関する加算や乗算や二乗和等の比較的簡易な演算により、二次元評価値を算出してもよい。

そして、遅延処理された複数の受波信号を加算処理して得られる受信信号が二次元評価値に基づいて調整される。信号調整部は、例えば、二次元評価値の大きさに応じて受信信号の利得（振幅）を変更する。また、必要に応じて、二次元評価値に基づいて受信信号の位相などが調整されてもよい。信号調整部が二次元評価値に基づいて受信信号を調整することにより、不要信号成分が低減される。

望ましい具体例において、前記評価値算出部は、各配列方向ごとに、その配列方向に沿った少なくとも１列の振動素子から得られる複数の受波信号に基づいて、その配列方向についての一次元評価値を算出する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記評価値算出部は、互いに直交する二つの配列方向について、各配列方向ごとに一次元評価値を算出し、二つの配列方向から得られる二つの一次元評価値に基づいて前記二次元評価値を算出する、ことを特徴とする。

本発明により二次元アレイ振動子において不要信号成分を低減する技術が提供される。例えば、本発明の好適な態様によれば、複数の配列方向から得られる複数の一次元評価値に基づいて、複数の振動素子の二次元的な配列の全体に亘る整相の度合いを示す二次元評価値が算出され、その二次元評価値に基づいて受信信号が調整されて不要信号成分が低減される。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。二次元的に配列された複数の振動素子１２の具体例を示す図である。二次元アレイ振動子１０を基準とした座標系を示す図である。遅延処理後における受波信号の波面を示す図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。複数の振動素子１２は、各々が超音波を送受する素子であり、二次元的に配列されて二次元アレイ振動子１０を構成する。二次元アレイ振動子１０は、三次元の診断領域内において超音波ビームを立体的に走査する三次元画像用の超音波探触子である。二次元アレイ振動子１０は、電子的に超音波ビームを立体的に走査させてもよいし、電子的な走査と機械的な走査の組み合わせにより立体的な走査を行ってもよい。

送信部２０は、二次元アレイ振動子１０が備える複数の振動素子１２の各々に対して送信信号を出力することにより、複数の振動素子１２を送信制御して送信ビームを形成し、診断領域内において送信ビームを走査する。つまり、送信部２０は、送信ビームフォーマの機能を備えている。

各振動素子１２は、送信部２０により送信制御されて超音波を送波し、その送波に伴って診断領域から得られる超音波を受波する。各振動素子１２が超音波を受波することにより得られた受波信号は、各振動素子１２からプリアンプ１４を介して遅延処理部３０へ送られる。

遅延処理部３０は、複数の遅延回路３２で構成されている。各遅延回路３２は、それに対応する振動素子１２からプリアンプ１４を経由して得られる受波信号に対して遅延処理を施す。これにより、複数の振動素子１２から得られる複数の受波信号がフォーカス位置に応じて遅延処理され、フォーカス位置からの反射波の位相が揃えられる。つまり、複数の受波信号が整相される。そして、遅延処理後の複数の受波信号が加算処理部４０において加算処理され、受信ビーム信号が形成される。

このように、遅延処理部３０と加算処理部４０により整相加算処理が実行され、受信ビームフォーマの機能が実現される。そして、送信ビームの走査に追従するように、診断領域の全域に亘って受信ビームが走査され、受信ビームに沿って受信ビーム信号が収集される。

評価値算出部５０は、遅延処理部３０から得られる複数の受波信号に基づいて整相の度合いを評価することにより、複数の振動素子１２の二次元的な配列に関する二次元評価値を算出する。また、乗算部６０は、加算処理部４０から出力される受信ビーム信号と二次元評価値を乗算して受信ビーム信号の利得を調整する。これにより、不要信号成分が低減される。つまり、乗算部６０は、二次元評価値に基づいて受信信号を調整する信号調整部として機能する。

画像形成部７０は、乗算部６０において調整された受信ビーム信号に基づいて、三次元の超音波画像を形成する。画像形成部７０は、例えばボリュームレンダリング法を利用して、診断対象を立体的に表現した超音波画像を形成する。なお、画像形成部７０は、診断対象の断層画像（Ｂモード画像）やドプラ画像などを形成してもよい。画像形成部７０において形成された超音波画像は、液晶ディスプレイ等で実現される表示部７２に表示される。そして、制御部８０は、図１の超音波診断装置内の全体を集中的に制御する。

図１の超音波診断装置の概要は以上のとおりである。次に、図１の超音波診断装置において利用される二次元評価値について詳述する。なお、図１に示した構成（部分）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。

図２は、二次元的に配列された複数の振動素子１２の具体例を示す図である。図２には二次元アレイ振動子１０を構成する複数の振動素子１２の配列状態が示されている。図２に示す具体例において、複数の振動素子１２は、互いに直交するｘ方向とｙ方向のぞれぞれに沿って並べられ、格子状に配列されて二次元アレイ振動子１０の振動子面を形成している。二次元評価値は、ｘ方向とｙ方向のそれぞれについての一次元評価値に基づいて算出される。

図３は、二次元アレイ振動子１０を基準とした座標系を示す図である。図３には、二次元アレイ振動子１０の振動子面の中心を原点としたｘｙｚ直交座標系とｒθφ極座標系が図示されている。

受信フォーカス点Ｆ（ｒ，θ，φ）から振動素子１２（ｘ，ｙ）までの超音波の伝播距離は、数１式により算出される。数１式において、ｃは超音波の速さであり、ｔ_fは超音波の伝播時間である。

ｘの絶対値とｙの絶対値が共にｒよりも十分に小さい場合には、数１式が数２式のように近似できる。

また、原点からの距離が受信フォーカス点Ｆ（ｒ，θ，φ）と同じ点Ｐ（ｒ，α，β）から振動素子１２（ｘ，ｙ）までの超音波の伝播距離は、数２式と同様な導出により数３式となる。

したがって、振動素子１２（ｘ，ｙ）における、受信フォーカス点Ｆ（ｒ，θ，φ）からの反射波（受波信号）と点Ｐ（ｒ，α，β）からの反射波（受波信号）の位相差は、超音波の周波数をｆとすると数４式のようになる。

二元アレイ振動子１０について、ｘ方向に並ぶ振動素子１２の素子数とｙ方向に並ぶ振動素子１２の素子数が共にＮ個であり、隣接する振動素子１２同士の素子間隔がλ／２であり、ｘ方向に並ぶ振動素子１２の素子番号をｍ、ｙ方向に並ぶ振動素子１２の素子番号をｎとすると、数５式が得られる。

そして、数４式に数５式を代入することにより数６式が得られる。

さらに、数６式を簡潔にすると、振動素子１２（素子番号ｍ，ｎ）における、受信フォーカス点Ｆ（ｒ，θ，φ）からの反射波（受波信号）と点Ｐ（ｒ，α，β）からの反射波（受波信号）の位相差は数７式となる。

数７式は、（ｍ，ｎ，ΔΨ）座標系における平面式となる。その平面はｘ＝ｙ＝０でΔΨ＝０となる。したがって、ｘ方向とｙ方向のそれぞれについて位相の変化を別々に評価することにより、数７式で表現される平面を特定することができる。

また、受信フォーカス点をＦ（ｒ，θ，φ）とした遅延処理を行うと、遅延処理後における点Ｐ（ｒ，α，β）からの反射波（受波信号）は、数７式に示す位相差だけずれていることから、数８式で表される。なお、数８式におけるＧは複素振幅である。

数８式の結果を利用して、二次元評価値の算出について検討する。二次元評価値は、二次元的に配列された複数の振動素子１２の全体に亘る受波信号の整相の度合いを示す値であり、ｘ方向とｙ方向のそれぞれについての一次元評価値に基づいて算出される。一次元評価値としては、ＣＦ（Coherence Factor）、ＰＣＦ（Phase Coherence Factor）、ＳＣＦ（Sign Coherence Factor）、ＳＴＦ（Sign Transit Factor）などを利用することができる。

＜ＣＦ（Coherence Factor）＞
一次元的に配列されたｉ番目の振動素子１２における受波信号をｓ（ｉ）とすると、一次元のＣＦは、数９式により算出される。

二次元的に配列された（ｍ，ｎ）番目の振動素子１２における受波信号をｓ（ｍ，ｎ）として数９式を二次元に拡張すると、二次元のＣＦを表す数１０式が得られる。

そして、数８式を数１０式に代入すると、複素振幅Ｇは互いに打ち消され、ｍ，ｎは互いに独立した数値であるため、数１１式に示す結果が得られる。

評価値算出部５０は、遅延処理部３０から出力される遅延処理後の複数の受波信号（数８式参照）に基づいて数１１式を計算することにより、ｘ方向の一次元評価値ＣＦ^1Dxとｙ方向の一次元評価値ＣＦ^1Dyから、ｘｙ平面の二次元評価値ＣＦ^2Dを得る。

＜ＰＣＦ（Phase Coherence Factor）＞
振動素子１２の配列方向における受波信号の位相の標準偏差σ（ΔΨ（ｉ））を用いると、一次元のＰＣＦは、数１２式により算出される。

振動素子１２が二次元的に配列されている場合の標準偏差σ（ΔΨ（ｍ，ｎ））は、数７式の結果から数１３式となる。

数１３式は、数１４式に示す分散の性質を利用することにより、数１５式となる。

したがって、一次元のＰＣＦを表す数１２式を二次元に拡張すると、二次元のＰＣＦを表す数１６式が得られる。なお、数１６式では、二次元に拡張した標準偏差を規格化するために、平方根内に１／２が追加されている。

ｘ方向の一次元のＰＣＦ^1Dxとｙ方向の一次元のＰＣＦ^1Dyを用いると、数１６式から数１７式が得られる。

評価値算出部５０は、遅延処理部３０から出力される遅延処理後の複数の受波信号に基づいて数１７式を計算することにより、ｘ方向の一次元評価値ＰＣＦ^1Dxとｙ方向の一次元評価値ＰＣＦ^1Dyから、ｘｙ平面の二次元評価値ＰＣＦ^2Dを得る。

＜ＳＣＦ（Sign Coherence Factor）＞
ＳＣＦは、ＰＣＦと同じ原理に基づいており、受波信号を二値化することにより、位相を算出することなく、二値化信号ｂ（ｉ）の標準偏差を指標とする。この場合、二値化信号ｂ（ｉ）の標準偏差は０〜１の値となるため、ＰＣＦの数１２式におけるγとσ₀が省略され、一次元のＳＣＦは数１８式となる。

また、数１６式と数１７式と同様に計算を進めることにより、二次元のＳＣＦが数１９式となる。

評価値算出部５０は、遅延処理部３０から出力される遅延処理後の複数の受波信号を二値化して数１９式を計算することにより、ｘ方向の一次元評価値ＳＣＦ^1Dxとｙ方向の一次元評価値ＳＣＦ^1Dyから、ｘｙ平面の二次元評価値ＳＣＦ^2Dを得る。また、評価値算出部５０は、調整係数ｐを用いてＳＣＦ^2Dをｐ乗して二次元評価値を得てもよい。

＜ＳＴＦ（Sign Transit Factor）＞
一次元のＳＴＦは、振動素子１２の配列方向における受波信号の零交差密度（平均周波数に相当する）から、数２０式により算出される。

二次元アレイ振動子１０の場合、振動素子１２（素子番号ｍ，ｎ）における、受信フォーカス点Ｆ（ｒ，θ，φ）からの反射波（受波信号）と点Ｐ（ｒ，α，β）からの反射波（受波信号）の位相差は数７式に示したように平面式となる。また、遅延処理後における点Ｐ（ｒ，α，β）からの受波信号は数８式となる。

図４は、遅延処理後における受波信号の波面を示す図である。図４において、ｘｙ座標系は、二次元アレイ振動子１０の振動子面に対応しており、ｘｙ座標系内の実線は、位相が２ｎπ[ｒａｄ]（ｎは整数）となる部分である。また、ｘｙ座標系内の破線は、位相が（２ｎ＋１）π[ｒａｄ]（ｎは整数）となる部分である。

整相の度合いを示す指標として、図４に示す波面において、最大周波数となる方向における平均周波数ｆ_2Dを用いる。平均周波数ｆ_2Dは、ｘ方向の周波数ｆ_xとｙ方向の周波数ｆ_yから、数２１式により算出できる。

零交差密度は、平均周波数に相当するため、数２１式に基づいて２次元への拡張を行うと、二次元のＳＴＦが数２２式となる。

評価値算出部５０は、遅延処理部３０から出力される遅延処理後の複数の受波信号に基づいて数２２式を計算することにより、ｘ方向の一次元評価値ＳＴＦ^1Dxとｙ方向の一次元評価値ＳＴＦ^1Dyから、ｘｙ平面の二次元評価値ＳＴＦ^2Dを得る。なお、零交差密度が高いほどメインローブから離れた信号（低減すべき信号）であるため、例えば、調整係数ｐを用いて（１−ＳＴＦ^2D）をｐ乗して二次元評価値を得てもよい。

ＣＦ、ＰＣＦ、ＳＣＦ、ＳＴＦを利用した二次元評価値の算出は以上のとおりである。数７式に示す位相差は平面式であるため、例えば、ｘ方向について一次元評価値を算出する場合、理論上、ｘ方向に沿うどの列においても同じ結果が得られる。したがって、例えば、図２において、ｘ方向に並ぶいずれか一列を代表列として、代表列に含まれる複数の振動素子１２から得られる遅延処理後の複数の受波信号に基づいて、ｘ方向の一次元評価値を算出することができる。代表列としては、例えば、振動子面の中心またはその近傍を通る一列が好適である。また、ｙ方向について一次元評価値を算出する場合にも、ｙ方向に並ぶいずれか一列を代表列とする。もちろん、代表列を複数列として、複数列に関する平均値を一次元評価値としてもよい。

また、二次元アレイ振動子１０は、振動素子１２の素子数が多いため、プローブ内においてチャンネルリダクションを行う場合がある。この場合、評価値算出部５０は、チャンネルリダクション後の受波信号に基づいて一次元評価値を算出し、一次元評価値から二次元評価値を得ることができる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

１０二次元アレイ振動子、１２振動素子、２０送信部、３０遅延処理部、３２遅延回路、４０加算処理部、５０評価値算出部、６０乗算部、７０画像形成部、７２表示部、８０制御部。

Claims

二次元的に配列された複数の振動素子と、
複数の振動素子から得られる複数の受波信号を遅延処理して整相する遅延処理部と、
遅延処理された複数の受波信号に基づいて整相の度合いを評価することにより、二次元的に配列された複数の振動素子に関する二次元評価値を得る評価値算出部と、
遅延処理された複数の受波信号を加算処理して受信信号を得る加算処理部と、
前記二次元評価値に基づいて前記受信信号を調整することにより不要信号成分を低減する信号調整部と、
を有し、
前記評価値算出部は、二次元的に配列された複数の振動素子について、互いに異なる複数の配列方向において各配列方向ごとに整相の度合いを評価して一次元評価値を算出し、複数の配列方向から得られる複数の一次元評価値に基づいて、二次元的な配列の全体に亘る整相の度合いを示す前記二次元評価値を算出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記評価値算出部は、各配列方向ごとに、その配列方向に沿った少なくとも１列の振動素子から得られる複数の受波信号に基づいて、その配列方向についての一次元評価値を算出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記評価値算出部は、互いに直交する二つの配列方向について、各配列方向ごとに一次元評価値を算出し、二つの配列方向から得られる二つの一次元評価値に基づいて前記二次元評価値を算出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。