JP2014131416A - スプリングリターン機構付きボイスコイルモータの駆動回路およびそれを用いたレンズモジュールおよび電子機器、ならびにボイスコイルモータの共振周波数の測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スプリングリターン機構付きＶＣＭの共振周波数を測定可能な駆動回路を提供する。
【解決手段】制御信号生成部１０は、ＶＣＭ２００の通常の駆動時に、ＶＣＭ２００の目標ストローク量を指示する指令値Ｓ１にもとづいて制御信号Ｓ２を生成するとともに、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏを測定する工程において、強制振動期間の間、振動し、その後の測定期間の間、固定値を維持する制御信号Ｓ２を生成する。駆動電流生成部１０は、ＶＣＭ２００のコイルＬ１に、制御信号Ｓ２に応じた駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。周期測定部４０は、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏを測定する工程において、測定期間の間、ＶＣＭ２００のコイルＬ１の両端間に生ずるコイル電圧Ｖ_Ｌに応じたコイル電圧検出信号Ｖｃの周期を測定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、スプリングリターン機構付きボイスコイルモータの制御技術に関する。

デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラあるいは撮像機能付きの電子機器（たとえば携帯電話）には、フォーカシングレンズを位置決めするためのアクチュエータが設けられる。アクチュエータとしてはステッピングモータ方式、ピエゾ方式、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）方式等が採用される。

ＶＣＭは、そのコイルに流れる電流の向きに応じた直線方向に推進力を発生させることができる。たとえばＶＣＭにＨブリッジ回路を接続した場合、コイル電流の向きを切りかえることができ、正方向と負方向に推進力を得ることができる。

これに対して、スプリングリターン機構付きのＶＣＭが利用される場合がある。スプリングリターン機構付きＶＣＭは、第１の方向への推進力をコイルに駆動電流を供給することで発生し、それと反対の第２の方向への推進力を可動子に取り付けられたばね（スプリング）の力を利用して発生させる構造となっている。つまり電気的な駆動と力学的な駆動が併用されている。スプリングリターン機構付きＶＣＭを駆動する場合、そのコイルの一方向にのみ駆動電流を供給すればよく、駆動回路が簡素化できる。

特開２００４−１２４９２号公報 特開平９−２９８４３０号公報 特開２００８−１１３５０６号公報 特開２００８−０４３１７１号公報 米国特許出願公開第２０１０／０２０１３０１Ａ１号明細書

ばねを有する振動系は、ばね定数Ｋと、質量Ｍで定まる共振周波数ｆｏを有する。
ｆｏ＝√（Ｋ／Ｍ）／２π …（１）
電子機器の小型化にともない、スプリングリターン機構付きＶＣＭの小型化が要求されている。ＶＣＭが小型化すると、コイルのインダクタンスが小さくなり、また可動子の重量も小さくなることから、スプリングの力によって可動子、つまりレンズが振動するという問題が発生する。

レンズの振動を抑制するために、共振周波数ｆｏの周波数成分が除去されたスペクトルを有する駆動電流によって、ＶＣＭを駆動する方法が提案されている。具体的には、（１）ステップ波形を、共振周波数を除去する帯域除去フィルタＢＥＦによって波形整形し、駆動電流を生成する手法や、（２）波形整形された駆動信号をあらかじめ演算により計算してそれをメモリに格納しておき、駆動時に読み出す、といった手法が提案されている。

いずれの手法を採用する場合であっても、共振周波数ｆｏをあらかじめ測定しておく必要がある。従来では、ＶＣＭを搭載するセット（電子機器）の製造段階において、レーザ変位計を用いて可動子の振動を計測し、共振周波数ｆｏを測定していた。製造段階における共振周波数ｆｏの測定は、コストを増大させる要因となる。

そして測定した共振周波数ｆｏを、電子機器に搭載されるＲＯＭ（Road Only Memory）などの不揮発性メモリに書き込んでおき、電子機器の電源が投入されるたびに、ＲＯＭに格納された共振周波数ｆｏを、駆動回路の内部のレジスタに読み出すという処理が必要であった。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、それ単独で、スプリングリターン機構付きＶＣＭの共振周波数を取得可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、スプリングリターン機構付きボイスコイルモータの駆動回路に関する。駆動回路は、（i）ボイスコイルモータの通常の駆動時に、ボイスコイルモータの目標ストローク量を指示する指令値にもとづいて制御信号を生成するとともに、（ii）ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程において、強制振動期間の間、振動し、その後の測定期間の間、固定値を維持する制御信号を生成する制御信号生成部と、ボイスコイルモータのコイルに、制御信号に応じた駆動電流を供給する駆動電流生成部と、ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程において、測定期間の間、ボイスコイルモータのコイルの両端間に生ずるコイル電圧に応じたコイル電圧検出信号の周期を測定する周期測定部と、を備える。

この態様によると、強制振動期間に与えた制御信号によってボイスコイルモータの可動子を振動させる。このときの可動子の振動周波数は、共振周波数と実質的に等しく、コイルには、振動にともなう逆起電力が発生する。そこで逆起電力の周期を測定することにより、共振周波数ｆｏを測定することができる。
コイルの両端間のコイル電圧は、コイルのインダクタンス成分に生ずる逆起電力と、その内部抵抗の電圧降下の和であるところ、測定期間の間は、駆動電流は一定値を維持するため、コイルの両端間のコイル電圧は、一定の駆動電流に応じた直流成分と、逆起電力に応じた交流成分の和となるため、コイル電圧に応じたコイル電圧検出信号の周期を測定することにより、逆起電力の周期を測定できる。当然のことながら、周期を測定することと、周波数を測定することは等価である。

強制振動期間における制御信号の周波数は、ボイスコイルモータの共振周波数の典型値であってもよい。
これにより、測定期間における可動子の振幅を大きくすることができる。

強制振動期間において、制御信号は、固定値Ｘｃを中心として、正方向と負方向に等しい振幅で振動してもよい。
これにより、可動子に対して、正負それぞれの方向について、実質的に等しいエネルギーを与えることができる。このとき、コイル電圧のセンターレベルは、強制振動期間の前後で等しくなるため、周期の測定が容易となる。

周期測定部は、しきい値電圧を生成する電圧源と、コイル電圧検出信号をしきい値電圧と比較し、パルス信号を生成するコンパレータと、パルス信号の周期を測定する第１カウンタと、を含んでもよい。
コイル電圧のセンターレベルにしきい値を設定することにより、パルス信号の周期は、逆起電力の周期と実質的に等しくなる。

第１カウンタは、パルス信号のパルス幅を複数回測定して平均値を生成してもよい。第１カウンタは、測定回数が切りかえ可能に構成されてもよい。

電圧源は、しきい値電圧を可変に構成されてもよい。
この場合、コイル電圧のセンターレベルに応じてしきい値を設定することができる。

制御信号生成部は、ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程に先だったキャリブレーション工程において、そのカウント値を制御信号として出力する第２カウンタを含んでもよい。第２カウンタは、測定期間より前の期間において、所定の初期値からカウントアップを開始し、コンパレータの出力が遷移したときのカウント値を、固定値として保存してもよい。

制御信号は、矩形波であってもよい。
この場合、デジタル信号処理によって簡易に制御信号を生成できる。

制御信号は、台形波、正弦波、三角波であってもよい。

駆動電流生成部は、ボイスコイルモータと直列に設けられた検出抵抗と、検出抵抗の両端間の電圧を増幅する帰還アンプと、制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、アナログ信号と帰還アンプの出力信号の誤差を増幅するエラーアンプと、エラーアンプの出力信号を増幅し、ボイスコイルモータのコイルに印加するパワードライバと、を含んでもよい。

駆動電流生成部は、制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、ボイスコイルモータのコイルの低電位側の端子と接地端子の間に順に直列に設けられた出力トランジスタおよび検出抵抗と、その第１入力端子にアナログ信号を受け、その第２入力端子に検出抵抗に生ずる電圧降下が入力され、その出力端子が出力トランジスタの制御端子に接続された演算増幅器と、を含んでもよい。

駆動回路は、一つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、レンズモジュールに関する。レンズモジュールは、フォーカシングレンズと、その可動子がフォーカシングレンズに連結されたリターン機構付きボイスコイルモータと、ボイスコイルモータを駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。

本発明の別の態様は、レンズモジュールに関する。レンズモジュールは、手ぶれ補正用レンズと、その可動子が手ぶれ補正用レンズに連結されたリターン機構付きボイスコイルモータと、ボイスコイルモータを駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、上述のいずれかのレンズモジュールと、レンズモジュールを通った光を撮像する撮像素子と、を備える。

本発明によれば、駆動回路が単独で、スプリングリターン機構付きＶＣＭの共振周波数を取得できる。

実施の形態に係る駆動回路を備える電子機器の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態に係るレンズモジュールの構成を示すブロック図である。 図３（ａ）〜（ｅ）は、第２制御信号のいくつかの例を示す波形図である。 駆動回路の駆動電流生成部および周期測定部の具体的な構成例を示す回路図である。 図４の駆動回路の動作波形図である。 制御信号生成部の構成例を示すブロック図である。 制御信号生成部のキャリブレーション動作を示すタイムチャートである。 電子機器の一例である携帯電話端末を示す斜視図である。 変形例１に係る駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る駆動回路２を備える電子機器１の全体構成を示すブロック図である。電子機器５００は、撮像機能付きの携帯電話、あるいはデジタルカメラ、ビデオカメラ、ＷＥＢカメラ、タブレットＰＣ（Personal Computer）などであり、レンズモジュール５０２、撮像素子５０４、画像処理プロセッサ５０６、ＣＰＵ（Central Processing Unit）５０８、を備える。

レンズモジュール５０２は、いわゆるオートフォーカス機能を実現するために設けられ、フォーカシングレンズ５１２およびアクチュエータ５１０を含む。レンズ５１２は、光軸方向に移動可能に支持される。アクチュエータ５１０は、ＣＰＵ５０８からの指令値Ｓ１にもとづいて、レンズ５１２の位置を制御する。

撮像素子５０４には、レンズ５１２を通過した光（画像）が入射する。画像処理プロセッサ５０６は、撮像素子５０４から画像データを読み出す。

ＣＰＵ５０８は、画像処理プロセッサ５０６により読み出された画像にもとづき、フォーカシングレンズ５１２を通過した像が、撮像素子５０４上で結像するように、フォーカシングレンズ５１２の目標位置を決定し、その目標位置に応じた指令値Ｓ１をアクチュエータ５１０に出力する。

以上が電子機器５００の全体構成である。続いてレンズモジュール５０２の具体的な構成を説明する。

図２は、実施の形態に係るレンズモジュール５０２の構成を示すブロック図である。
レンズモジュール５０２は、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）２００、スプリング２０２、駆動回路２を備える。

ＶＣＭ２００は、フォーカシングレンズ５１２を位置決めするアクチュエータであり、その可動子は、フォーカシングレンズ５１２と連結されている。ＶＣＭ２００は、リターンスプリング機構を備え、その可動子はスプリング２０２と連接されている。

駆動回路２は、ＶＣＭ２００のコイルＬ１に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給し、レンズ５１２の位置を制御する。具体的には、駆動回路２はコイルＬ１に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを流すことにより、可動子を第１の方向に変位させる。スプリング２０２は、可動子を第１の方向と反対の第２の方向に押し戻すように作用する。

駆動回路２は、出力端子ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−、電源端子ＰＶＤＤ、接地端子ＰＧＮＤ、駆動電流生成部１０、制御信号生成部２０、インタフェース回路３０、周期測定部４０、検出抵抗Ｒｓ、を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

電源端子ＰＶＤＤには電源電圧Ｖ_ＤＤが、接地端子ＰＧＮＤには接地電圧Ｖ_ＳＳが供給される。
インタフェース回路３０は、入力端子Ｐ_ＩＮを介して、図１のＣＰＵ５０８からＶＣＭ２００の目標ストローク量を指示する指令値Ｓ１を受ける。

制御信号生成部２０は、ＶＣＭ２００の通常駆動時において、指令値Ｓ１にもとづいて、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの大きさおよび波形を記述するデジタルの第１制御信号Ｓ２ａを生成する。通常駆動時における第１制御信号Ｓ２ａの生成方法については、公知技術を用いればよく、本発明では特に限定されない。

また制御信号生成部２０は、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏを測定する工程において、第２制御信号Ｓ２ｂを生成する。第２制御信号Ｓ２ｂは、ある強制振動期間Ｔ１の間、振動し、その後の測定期間の間、固定値Ｘｃを維持する。

駆動電流生成部１０は、ＶＣＭ２００のコイルＬ１に、制御信号Ｓ２に応じた、より具体的には制御信号Ｓ２に比例した駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。本実施の形態において、駆動回路２は、コイルＬ１に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを流し込むソース型で構成される。検出抵抗Ｒｓは、出力端子ＯＵＴ−と接地端子の間に設けられる。検出抵抗Ｒｓは、駆動電流生成部１０の一部と把握されるが、理解の容易化のため、駆動電流生成部１０の外部に示している。

検出抵抗Ｒｓには、駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下（電流検出信号Ｖ_ＣＳ）が発生する。
Ｖ_ＣＳ＝Ｒｓ×Ｉ_ＤＲＶ

具体的には、駆動電流生成部１０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、制御信号Ｓ２に応じたレベルと一致するように、フィードバックによって、コイルＬ１の両端間の電圧、すなわち出力端子ＯＵＴ＋の電圧（出力電圧Ｖｃ）を調節する。

周期測定部４０は、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏを測定する工程において、第２制御信号Ｓ２ｂが生成される測定期間の間、ＶＣＭ２００のコイルＬ１の両端間に生ずるコイル電圧Ｖ_Ｌに応じたコイル電圧検出信号Ｖｃの周期を測定する。本実施の形態では、コイル電圧検出信号Ｖｃは、電流検出信号Ｖ_ＣＳとコイル電圧Ｖ_Ｌの和である。
Ｖｃ＝Ｖ_ＣＳ＋Ｖ_Ｌ …（１）

後述するように、コイル電圧検出信号Ｖｃの周期の逆数は、共振周波数ｆｏとなる。周期測定部４０は、測定した共振周波数ｆｏをレジスタ６０に書き込む。制御信号生成部２０は、通常の駆動時に、レジスタ６０に書き込まれた共振周波数ｆｏにもとづいて第１制御信号Ｓ２ａを生成する。

以上が駆動回路２の構成である。続いてその動作原理を説明する。

強制振動期間Ｔ１に与えた制御信号Ｓ２ｂによって、その後の測定期間Ｔ２の間、ＶＣＭ２００の可動子は振動する。このときの可動子の振動周波数は、共振周波数ｆｏと実質的に等しく、コイルＬ１には、振動にともなう逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦが発生する。そこで逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの周期を測定することにより、共振周波数ｆｏを測定することができる。

ここで、コイルＬ１は、インダクタンス成分Ｌｃと内部抵抗Ｒｃを含む。したがってコイルＬ１の両端間のコイル電圧Ｖ_Ｌは、その内部抵抗Ｒｃの電圧降下Ｖ_ＲＣと、インダクタンス成分Ｌｃに生ずる逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの和となる。
Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＲＣ＋Ｖ_ＢＥＭＦ …（２）
式（２）を式（１）に代入すると、式（３）を得る。
Ｖｃ＝Ｖ_ＣＳ＋Ｖ_ＲＣ＋Ｖ_ＢＥＭＦ …（３）

測定期間Ｔ２の間は、第２制御信号Ｓ２ｂは一定レベルを維持し、駆動電流Ｉ_ＤＲＶも一定値を維持する。したがって、検出抵抗Ｒｓの電圧降下Ｖ_ＣＳおよび内部抵抗Ｒｃの電圧降下Ｖ_ＲＣは、いずれも一定レベルをとる。したがって、コイル電圧検出信号Ｖｃに含まれる周期信号は、コイルＬ１のインダクタンス成分Ｌｃに生ずる逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦと等しくなり、コイル電圧検出信号Ｖｃの周期を測定することにより、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの周期を測定できる。

以上が駆動回路２の動作原理である。

図３（ａ）〜（ｅ）は、第２制御信号Ｓ２ｂのいくつかの例を示す波形図である。第２制御信号Ｓ２ｂは、強制振動期間Ｔ１において、振動し、その後の測定期間Ｔ２の間、固定値Ｘｃを有する。図３（ａ）の第２制御信号Ｓ２ｂは、強制振動期間Ｔ１において矩形波を有する。矩形波のデジタル信号は、生成が容易であるという利点がある。

図３（ｂ）〜（ｄ）の第２制御信号Ｓ２ｂはそれぞれ、強制振動期間Ｔ１において、三角波、台形波、正弦波を有する。三角波や台形波の制御信号は、カウンタ等を用いて生成できる。台形波や三角波は、矩形波よりも正弦波に波形が近いため、測定期間Ｔ２において誘起される可動子の振幅を大きくできるという利点がある。
正弦波は、波形テーブルなどが必要となるため、ハードウェア規模が大きくなるが、測定期間Ｔ２において誘起される可動子の振幅を最も大きくできるという利点がある。

図３（ｅ）に示すように、強制振動期間Ｔ１内に、第２制御信号Ｓ２ｂは、複数回、振動してもよい。当然ながら、三角波、台形波、正弦波を複数回振動させてもよいし、異なる波形を組み合わせてもよい。

駆動回路２の設計者は、駆動回路２が駆動対象とするＶＣＭ２００の種類、品番、製造メーカなどを知っている場合が多く、したがってそれらの情報から、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏについても、おおよその値（以下、典型値typical valueという）ｆｏ_ｔｙｐを知りうる。たとえば、フォーカシング用レンズドライバの場合、共振周波数は、８０〜１００Ｈｚ程度である。

そこで、強制振動期間Ｔ１における第２制御信号Ｓ２ｂの周波数は、ＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏの典型値ｆｏ_ｔｙｐに設定することが好ましい。図３（ａ）の第２制御信号Ｓ２ｂの場合、正方向のパルス幅、負方向のパルス幅は、それぞれ、１／（２×ｆｏ_ｔｙｐ）に設定される。

第２制御信号Ｓ２ｂの周波数を、共振周波数ｆｏに近づけることにより、測定期間Ｔ２において誘起される可動子の振幅を大きくすることができる。これにより、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの振幅およびＳ／Ｎ比を大きくでき、正確な周期測定が可能となる。

また、第２制御信号Ｓ２ｂは、固定値Ｘｃを中心として、正方向と負方向に等しい振幅ΔＩ＋、ΔＩ−で振動することが望ましい。
これにより、可動子に対して、正負それぞれの方向について、実質的に等しいエネルギーを与えることができる。このとき、コイル電圧Ｖ_Ｌのセンターレベルは、強制振動期間の前後で等しくなるため、周期の測定が容易となる。具体的には、後述のようにセンターレベル付近にしきい値を設定し、しきい値電圧とコイル電圧検出信号Ｖｃの比較により２値化（パルス化）することができ、周期の測定が容易となる。

図４は、駆動回路２の駆動電流生成部１０および周期測定部４０の具体的な構成例を示す回路図である。
周期測定部４０は、電圧源４２、コンパレータ４４、第１カウンタ４６を含む。電圧源４２は、しきい値電圧Ｖｔｈを生成する。しきい値電圧Ｖｔｈは可変であることが好ましく、たとえば電圧源４２は、Ｄ／Ａコンバータで構成してもよい。

コンパレータ４４は、コイル電圧検出信号Ｖｃをしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、パルス信号Ｓ３を生成する。しきい値電圧Ｖｔｈは、測定期間Ｔ２において振動するコイル電圧検出信号Ｖｃのセンターレベル付近に設定することが望ましい。測定期間Ｔ２におけるコイル電圧検出信号Ｖｃのセンターレベルは、Ｉ_{ＤＲＶ＿Ｔ２}×（Ｒｃ＋Ｒｓ）で与えられる。Ｉ_{ＤＲＶ＿Ｔ２}は、測定期間Ｔ２における駆動電流Ｉ_ＤＲＶであり、上述のように、測定期間Ｔ２における第２制御信号Ｓ２ｂの値に比例する。

逆の観点から言えば、測定期間Ｔ２における第２制御信号Ｓ２ｂの値は、測定期間Ｔ２におけるコイル電圧検出信号Ｖｃのセンターレベルが、しきい値電圧Ｖｔｈ付近となるように定めることが望ましい。

第１カウンタ４６は、パルス信号Ｓ３の周期を測定する。第１カウンタ４６は、パルス信号Ｓ３のポジティブエッジから次のポジティブエッジまでの時間を測定してもよいし、ハイレベル区間とローレベル区間を別々に測定し、それらの測定値を加算してもよい。パルス信号Ｓ３のデューティ比が５０％である場合、ハイレベル区間のみ、あるいはローレベル区間のみを測定して、測定値を２倍してもよい。

駆動電流生成部１０は、検出抵抗Ｒｓ、Ｄ／Ａコンバータ１２、帰還アンプ１４、エラーアンプ１６、パワードライバ１８を含む。
Ｄ／Ａコンバータ１２は、デジタルの制御信号Ｓ２をアナログの制御信号Ｓ４に変換する。検出抵抗Ｒｓは、コイルＬ１と直列に設けられる。帰還アンプ１４は、検出抵抗Ｒｓの両端間の電圧（電圧降下）である電流検出信号Ｖ_ＣＳを増幅する。エラーアンプ１６は、アナログの制御信号Ｓ４と帰還アンプ１４の出力信号Ｓ５の誤差を増幅する。たとえばエラーアンプ１６は、積分アンプであってもよい。

パワードライバ１８は、エラーアンプ１６の出力信号Ｓ６を増幅し、ＶＣＭ２００のコイルＬ１に印加する。

図５は、図４の駆動回路２の動作波形図である。図５には、図３（ａ）の第２制御信号Ｓ２ｂを用いたときの、コンパレータ４４の出力パルスＳ３、コイル電圧検出信号Ｖｃ、およびＶＣＭ２００の変位量Δｘが示される。

強制振動期間Ｔ１に、図３（ａ）の第２制御信号Ｓ２ｂが生成され、矩形パルス状の駆動電流Ｉ_ＤＲＶがコイルＬ１に供給される。第２制御信号Ｓ２ｂの周波数は、共振周波数ｆｏの典型値ｆｏ_ｔｙｐである。

ＶＣＭ２００の可動子の変位量Δｘは、第２制御信号Ｓ２ｂの前半周期Ｔ１ａにおいて正方向に変位し、続く後半周期Ｔ１ｂにおいて負方向に変位する。
上述のように、コイル電圧検出信号Ｖｃは、式（３）で与えられる。
Ｖｃ＝Ｖ_ＣＳ＋Ｖ_ＲＣ＋Ｖ_ＢＥＭＦ …（３）

図５において、前半周期Ｔ１ａの先頭と、後半周期Ｔ１ｂの先頭において、コイル電圧検出信号Ｖｃが跳ね上がっているのは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが第２制御信号Ｓ２ｂに応じてパルス状に変化することにより、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの成分が大きくなるためである。

その後、測定期間Ｔ２となると、ＶＣＭ２００の可動子は、ＶＣＭ２００の実際の共振周波数ｆｏで振動し始める。可動子が振動すると、それにともなって共振周波数ｆｏの逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦが発生する。このときコイル電圧検出信号Ｖｃは、センターレベルを中心として、共振周波数ｆｏで振動する。上述のように、センターレベルは、コイルＬ１の抵抗成分と検出抵抗Ｒｓの電圧降下の合計であり、Ｉ_ＤＲＶ×（Ｒｃ＋Ｒｓ）で与えられる。

コンパレータ４４によって、コイル電圧検出信号Ｖｃが、センターレベル付近のしきい値Ｖｔｈとクロスするたびにレベルが遷移するパルス信号Ｓ３が生成される。パルス信号Ｓ３の周波数は、コイルＬ１のインダクタンス成分Ｌｃに誘起される逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの周波数と一致する。したがって第１カウンタ４６によってパルス信号Ｓ３の周期を測定することにより、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの周波数、すなわちＶＣＭ２００の共振周波数ｆｏを測定することができる。

強制振動期間Ｔ１と測定期間Ｔ２を跨ぐパルス信号Ｓ３の周期は、共振周波数ｆｏとは無関係である。そこで第１カウンタ４６は、測定期間Ｔ２に移行したのち、１回目にパルス信号Ｓ３がレベル遷移したことを契機として、それ以降の計測区間Ｔ３におけるパルス信号Ｓ３の周期を測定することが望ましい。

図５に示すように、測定期間Ｔ２において可動子の振動が複数回、持続する場合、第１カウンタ４６によって複数回、パルス信号Ｓ３の周期を測定し、測定結果を平均することが好ましい。これにより周波数の検出精度を高めることができる。

一方、ＶＣＭ２００の種類によっては、具体的にはＱ値が小さな振動系では、可動子の振動の持続時間が短い場合もありえる。この場合、平均回数を減少させる必要がある。そこで第１カウンタ４６は、パルス信号Ｓ３の周期の測定回数を、複数の値から選択可能とすることが好ましい。たとえば、外部のプロセッサからの制御により、測定回数を、１回、４回、８回から選択できるようにしてもよい。

続いて、しきい値電圧Ｖｔｈと、測定期間Ｔ２において第２制御信号Ｓ２ｂがとるべき固定値Ｘｃのキャリブレーションについて説明する。

図６は、制御信号生成部２０の構成例を示すブロック図である。制御信号生成部２０は、第１制御信号生成部２１、第２制御信号生成部２２、キャリブレーションユニット２３を含む。

キャリブレーションユニット２３は、固定値Ｘｃおよびしきい値電圧Ｖｔｈをキャリブレーションするために設けられる。キャリブレーションユニット２３によりキャリブレーションされた固定値Ｘｃは、レジスタ２４ａに書き込まれる。共振周波数ｆｏの典型値ｆｏ_ｔｙｐはレジスタ２４ｂに格納される。第２制御信号生成部２２は、固定値Ｘｃおよび共振周波数ｆｏの典型値ｆｏ_ｔｙｐにもとづいて、図３（ａ）〜（ｅ）に示す第２制御信号Ｓ２ｂを生成する。第２制御信号Ｓ２ｂによって測定された共振周波数ｆｏは、レジスタ６０に格納される。第１制御信号生成部２１は、指令値Ｓ１と測定された共振周波数ｆｏにもとづいて、第１制御信号Ｓ２ａを生成する。

キャリブレーションユニット２３について説明する。
キャリブレーションユニット２３は、レジスタ２４ａ、２４ｂに加えて、レジスタ２４ｃ、第２カウンタ２５を備える。

第２カウンタ２５は初期値が任意に設定可能なプリセッタブルカウンタである。レジスタ２４ｃは、第２カウンタ２５の初期値Ｚｃを保持する。ロード（ＬＯＡＤ）信号がアサートされると、レジスタ２４の初期値Ｚｃが、第２カウンタ２５にセットされる。イネーブル端子（ＥＮ＃、反転論理）には、周期測定部４０のコンパレータ４４の出力Ｓ３が入力される。イネーブル端子ＥＮ＃がローレベルの間、第２カウンタ２５は、クロック発生器２９が生成するクロックＣＫに応じてカウントアップ動作を行い、イネーブル信号ＥＮ＃がハイレベルとなると、カウント動作を停止する。第２カウンタ２５のカウント値ＣＮＴは、キャリブレーション信号Ｓ２ｃとして駆動電流生成部１０に出力される。

続いて制御信号生成部２０のキャリブレーション動作を説明する。キャリブレーション動作時には、駆動電流生成部１０には、キャリブレーションユニット２３により生成されるキャリブレーション信号Ｓ２ｃが入力される。

図７は、制御信号生成部２０のキャリブレーション動作を示すタイムチャートである。
第２カウンタ２５のイネーブル端子ＥＮ＃をハイレベルに固定しておく。
レジスタ２４に、初期値Ｚｃを書き込む。この初期値Ｚｃは、固定値Ｘｃとして想定される暫定値Ｙｃよりも低く定めておく。
キャリブレーション信号Ｓ２ｃと駆動電流Ｉ_ＤＲＶの間には、Ｉ_ＤＲＶ＝ｋ×Ｓ２ｃの関係が成り立つとする。ｋは比例定数である。しきい値電圧Ｖｔｈは、キャリブレーション信号Ｓ２ｃが暫定値Ｙｃであるときのコイル電圧検出信号Ｖｃの電圧レベル付近に設定される。具体的には、しきい値電圧Ｖｔｈは、Ｖｔｈ＝Ｉ_ＤＲＶ×（Ｒｃ＋Ｒｓ）、Ｉ_ＤＲＶ＝ｋ×Ｙｃ、から計算することができる。

続いて時刻ｔ１にＬＯＡＤ信号をアサートし、第２カウンタ２５に初期値Ｚｃをロードする。続いて時刻ｔ２イネーブル端子ＥＮ＃にコンパレータ４４の出力Ｓ３を入力する。このときＶｃ＜Ｖｔｈであるため、コンパレータ４４の出力Ｓ３はローレベルであり、第２カウンタ２５はカウントアップ動作を行う。第２カウンタ２５のカウント値ＣＮＴ、すなわちキャリブレーション信号Ｓ２ｃが増大すると、それに比例して駆動電流Ｉ_ＤＲＶが増大していく。駆動電流Ｉ_ＤＲＶの増大にともない、コイル電圧検出信号Ｖｃが増大していく。

時刻ｔ３に、コイル電圧検出信号Ｖｃがしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、コンパレータ４４の出力Ｓ３がハイレベルとなり、第２カウンタ２５のイネーブル端子ＥＮ＃がハイレベルとなり、カウント動作が停止する。

第２カウンタ２５は、このときのカウント値ＣＮＴを、固定値Ｘｃとしてレジスタ２４ａに書き込む。

図６の制御信号生成部２０によれば、しきい値電圧Ｖｔｈを、測定期間Ｔ２において振動するコイル電圧検出信号Ｖｃのセンター値付近に設定することができる。なお、コイルＬ１の抵抗成分Ｒｃは温度によって変動するため、キャリブレーションは、共振周波数ｆｏの測定の直前に行うことが望ましい。

続いて、電子機器５００の具体例を説明する。図８は、電子機器５００の一例である携帯電話端末を示す斜視図である。電子機器５００は、筐体５０１、レンズモジュール５０２、撮像素子５０４を備える。撮像素子５０４は、筐体５０１に内蔵される。筐体５０１には、撮像素子５０４とオーバーラップする箇所に開口部が設けられ、レンズモジュール５０２は開口部に設けられる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では、電流ソース型の駆動電流生成部１０について説明したが、駆動電流生成部１０はシンク型で構成されてもよい。図９は、変形例１に係る駆動回路２ａの構成を示す回路図である。

コイルＬ１の一端には電源電圧Ｖ_ＤＤが供給され、その他端は駆動回路２ａの出力端子ＯＵＴと接続される。駆動電流生成部１０ａは、Ｄ／Ａコンバータ１２と、電流ドライバ１９を備える。電流ドライバ１９は、出力端子ＯＵＴと接地端子の間に設けられ、Ｄ／Ａコンバータ１２の出力Ｓ４に比例した駆動電流Ｉ_ＤＲＶを生成する。

たとえば、電流ドライバ１９は、検出抵抗Ｒｓ、出力トランジスタＭ１、演算増幅器ＯＡ１を含む。出力トランジスタＭ１および検出抵抗Ｒｓは、出力端子ＯＵＴと接地端子の間に直列に設けられる。演算増幅器ＯＡ１の第１入力端子（非反転入力端子）には、Ｄ／Ａコンバータ１２からのアナログ信号Ｓ４が入力され、その第２入力端子（反転入力端子）には検出抵抗Ｒｓに生ずる電圧降下Ｖｃｓが入力され、その出力端子は、出力トランジスタＭ１の制御端子に接続される。なお電流ドライバ１９の構成は特に限定されず、図４に示すように、帰還アンプ１４、エラーアンプ１６、パワードライバ１８を用いて構成してもよい。

（変形例２）
図２に示すソース型の駆動電流生成部１０として、図９に示す電流ドライバ１９を天地反転した回路を用いてもよい。

（変形例３）
測定期間Ｔ２において発生するコイル電圧検出信号Ｖｃの振幅が小さい場合には、出力端子ＯＵＴと周期測定部４０の間に、コイル電圧検出信号Ｖｃを増幅するアンプを挿入してもよい。

（変形例４）
実施の形態では、コイル電圧検出信号Ｖｃをしきい値電圧Ｖｔｈと比較してパルス信号Ｓ３に変換し、パルス信号Ｓ３の周期を測定する場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、正弦波状に振動するコイル電圧検出信号Ｖｃの周期を直接測定してもよい。

（変形例５）
実施の形態では、フォーカシング用のレンズモジュールを説明したが、駆動回路２の用途はそれには限定されない。たとえばＶＣＭ２００は、手ぶれ補正用のレンズを駆動してもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

５００…電子機器、５０１…筐体、５０２…レンズモジュール、５０４…撮像素子、５０６…画像処理プロセッサ、５０８…ＣＰＵ、５１０…アクチュエータ、５１２…レンズ、１００…駆動回路、１０２…出力端子、１０…駆動電流生成部、１２…Ｄ／Ａコンバータ、１４…電流ドライバ、１６…演算増幅器、１８…トランジスタ、Ｒ２…抵抗、２０…制御信号生成部、２２…波形メモリ、２４…係数設定部、２６…演算部、４０…第１乗算器、４２…係数選択部、４４…第２乗算器、４６…振幅計算部、４８…加算器、５０…開始点計算部、３０…インタフェース回路、２００…ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）、２０２…スプリング、Ｓ１…指令値、Ｓ２…制御信号。

Claims (16)

1. スプリングリターン機構付きボイスコイルモータの駆動回路であって、
   （i）前記ボイスコイルモータの通常の駆動時に、前記ボイスコイルモータの目標ストローク量を指示する指令値にもとづいて制御信号を生成するとともに、（ii）前記ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程において、強制振動期間の間、振動し、その後の測定期間の間、固定値を維持する前記制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記ボイスコイルモータのコイルに、前記制御信号に応じた駆動電流を供給する駆動電流生成部と、
   前記ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程において、前記測定期間の間、前記ボイスコイルモータのコイルの両端間に生ずるコイル電圧に応じたコイル電圧検出信号の周期を測定する周期測定部と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記強制振動期間における前記制御信号の周波数は、前記ボイスコイルモータの共振周波数の典型値であることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記強制振動期間において、前記制御信号は、前記固定値を中心として、正方向と負方向に等しい振幅で振動することを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記周期測定部は、
   しきい値電圧を生成する電圧源と、
   前記コイル電圧検出信号を前記しきい値電圧と比較し、パルス信号を生成するコンパレータと、
   前記パルス信号の周期を測定する第１カウンタと、
   を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 前記第１カウンタは、前記パルス信号の周期を複数回測定して平均値を生成し、かつ測定回数が切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
6. 前記電圧源は、前記しきい値電圧を可変に構成されることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
7. 前記制御信号生成部は、前記ボイスコイルモータの共振周波数を測定する工程に先だったキャリブレーション工程において、そのカウント値を前記制御信号として出力する第２カウンタを含み、
   前記第２カウンタは、前記キャリブレーション工程において、所定の初期値からカウントアップを開始し、前記コンパレータの出力が遷移したときのカウント値を、前記固定値として保存することを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
8. 前記制御信号は、矩形波であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路。
9. 前記制御信号は、台形波、正弦波、三角波であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路。
10. 前記駆動電流生成部は、
    前記ボイスコイルモータと直列に設けられた検出抵抗と、
    前記検出抵抗の両端間の電圧を増幅する帰還アンプと、
    前記制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
    前記アナログ信号と前記帰還アンプの出力信号の誤差を増幅するエラーアンプと、
    前記エラーアンプの出力信号を増幅し、前記ボイスコイルモータのコイルに印加するパワードライバと、
    を含むことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の駆動回路。
11. 前記駆動電流生成部は、
    前記制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
    前記ボイスコイルモータのコイルの低電位側の端子と接地端子の間に順に直列に設けられた出力トランジスタおよび検出抵抗と、
    その第１入力端子に前記アナログ信号を受け、その第２入力端子に前記検出抵抗に生ずる電圧降下が入力され、その出力端子が前記出力トランジスタの制御端子に接続された演算増幅器と、
    を含むことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の駆動回路。
12. 一つの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の駆動回路。
13. フォーカシングレンズと、
    その可動子が前記フォーカシングレンズに連結されたリターン機構付きボイスコイルモータと、
    前記ボイスコイルモータを駆動する請求項１から１２のいずれかに記載の駆動回路と、
    を備えることを特徴とするレンズモジュール。
14. 手ぶれ補正用レンズと、
    その可動子が前記手ぶれ補正用レンズに連結されたリターン機構付きボイスコイルモータと、
    前記ボイスコイルモータを駆動する請求項１から１２のいずれかに記載の駆動回路と、
    を備えることを特徴とするレンズモジュール。
15. 請求項１３または１４に記載のレンズモジュールと、
    前記レンズモジュールを通った光を撮像する撮像素子と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
16. スプリングリターン機構付きボイスコイルモータの共振周波数を測定する方法であって、
    強制振動期間の間、振動し、その後の測定期間の間、固定値を維持する制御信号を生成するステップと、
    前記ボイスコイルモータのコイルに、前記制御信号に応じた駆動電流を供給するステップと、
    前記測定期間の間、前記ボイスコイルモータのコイルの両端間に生ずるコイル電圧に応じたコイル電圧検出信号の周期を測定するステップと、
    を備えることを特徴とする方法。

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